CN1140084C - 卷积码 - Google Patents

Abstract

接收信号被处理(111)以产生置信度测量信号。在这些信号被导向软判定解码器(116)以前，例如通过查找表(113)施加校正系数，以减小这些信号不同于接收信号误差统计的逻辑表达值的程度。另一方式或附加地，置信度测量信号可被求和值(122)及与阈值比较(123)以提供质量指示信号。在编码器中，由来自帧开始及结束部分位而非中间部分位产生待卷积编码的帧的误差检验位。

Description

卷积码

本申请涉及使用卷积码的数据传输，特别是，但不是限制性地涉及数字编码语音信号的传输。

专利申请DEA3805169(无线电技术研究所)描述了一种使用穿孔卷积码传输数据的方法。选择被穿孔(或被删除)的位，以便根据各个位所需的保护提供可变位误差保护。

专利申请EPA490552(美国电话及电报公司)描述了一种方法，用于对包括多个由单独编码的类的信号提供不等同的误差保护，其中每个类使用不同的编码调制方案及将编码输出多路复用以便传输。

根据本发明的一方面，本发明提供一种通过对接收信号的处理提供置信度测量信号及使用软判定解码器解码接收信号的信号解码方法，该方法包括：

(a)接收测试信号；

(b)存储代表用于接收的测试信号的置信度信号不同于接收的测试信号的误差统计的对数表达值的程度的数据；

(c)接收待解码的信号；

(d)对接收的待解码的信号的置信度测量信号施加校正系数，该校正系数是从所述存储数据中获得的，以便减小置信度测量值不同于所述对数表达值的程度；

(e)使用软判定解码器解码被校正信号。

本发明的另一方面提供了一种用于解码信号的装置，它包括：

用于处理接收的数字信号以提供置信度测量信号的装置；

用于接收测试信号的装置；

存储代表用于接收的测试信号的置信度测量信号不同于接收的测试信号的误差统计的对数表达值的程度的数据的装置；

转换装置，用于对置信度测量信号施加从所述存储数据中测试得到的校正系数，以便减小置信度测量值不同于接收信号误差统计的对数表达值的程度；及

软判定解码器，它用于解码被校正信号。

该装置还可包括：

对于信号帧周期形成置信度测量信号的和值的装置，及

将该和值与一阈值相比较以提供指示帧质量的信号的装置。

在又一方面本发明提供了：

用于处理接收的数字信号以提供置信度测量信号的装置；

用于对信号帧周期形成置信度测量信号的和值的装置；

将该和值与一阈值相比较以提供指示帧质量的信号的装置。

最好该装置还可包括，可响应于所述指示帧质量的信号抑制质量比由所述阈值确定的质量还低的信号作进一步处理的装置。

本发明的另一方面提供了一种传输数据位的方法，它包括：对于每个相继的帧周期将各个位格式化为帧序列；借助卷积编码器编码各个位，包括产生误差检验位，这些检验位是(a)格式化成为帧序列开始部分的位及(b)格式化成为帧序列结束部分的位的函数。

最好，位(a)取自于帧的前50％，及位(b)取自于帧的最后25％。

现在将参照附图通过例子方式来描述本发明的一些实施例，附图为：

图1是语音信号传输装置的框图；

图2及3以座标图表示用于图1中装置的语音编码器的误差检测结果；

图4及5以座标图表示用于图1中装置的卷积码误差检测的结果；

图6、7、8和9是图1及图10的装置的重排列单元4、卷积编码器6、掩码单元8及CRC单元5的各框图；

图10是接收语音信号的装置的框图；及

图11表示位误差相对该位的置信度测量值的似真性常规图。

在图1中，在输入端1以数字形式接收语音信号并提供给数字语音编码器2。优选的编码器是根据国际通信联盟标准G.729由以8kbit/s工作的电码本激励的线性预测(CELP)编码器。但是也可使用另外类型的编码器，实际上也不排除简单的p.c.m。

编码器2每10ms分析语音采样的帧，并对每帧产生代表多个参数(列举如下)的79个位，它们在接收机上用于驱动合成接收的语音信号的解码器。这些参数中的某些在单元3中使用Gray(葛雷)码被重编码。

这些位被格式化成串行位帧以借助卷积码编码。首先，这些位在单元4中被组合成专门的次序，然后在单元5中由帧的开始26位及最后6位产生三个循环冗余检验位，并附加给帧的开始部分，该帧现在有82位。在这些位后面跟有6个如0的固定值的尾位-卷积编码中公知的方式，用于清除编码器存储器及允许相应的解码器在帧结束时自复位以减小误差传播。

然后这些信号被送到卷积编码器，该编码器将根据基本码及由其获得的两个穿孔码(punctured code)工作，在帧程期间在它们中转换。在该例中，基本码具有1/3位速，即每个输入给它n位它产生3n个输出位。穿孔码以比基本码高的比率工作，即通过简单地删除基本编码器输出的某些位来工作；这就增加了码率但减小了其纠错能力。它比使用相对简单的整体无关码要优越，并在码变化部分之间不需要***尾位。该处理表示在图1中根据基本码操作的卷积编码器6中，并由以产生3×82＝264位/帧，接着由掩码单元7处理，该单元根据所需的穿孔图形删除位。

然后这些编码的位受到帧内及帧间交错处理(8，9)，它们用于改善抗无线电传输中常有的突发误差的***可靠性。这种类型的交错处理是公知的。

该设计乃基于以下的考察：

(a)由语音编码器2产生的某些位比其它位对传输误差更敏感。也即，在存在给定误差率，尤其是79位中1位时，在接收机的在语音解码器输出端上考察的信噪比对某些位相对好些、对其它位相对差些。

(b)对于帧中某些位在给定信道上接收的传输误差电平大于其它位的传输误差电平。更具体地，帧的开始及结束部分上(在交错被去除时)误差率低于其中间部分的误差率，在这些区域上卷积码解码器从已知状态开始(或会聚到已知状态)。

(c)通过在帧中低误差位置上分配敏感位及在帧的高误差位置上分配不敏感位可改善***的总体信噪比。

(d)通过在帧程期在不同的码率之间转换，该效果可进一步提高，以使得误差率在帧上的分布能被整形并改善该分布与由语音编码器产生的各个位之间敏感度分布之间的匹配。由于还没有找到优选该整形的***化方法，普遍地说我们旨在使最大位误差率保持低值，因为帧内具有低误差的位的位置数足够供所有最敏感的位用。

下列表给出了由G.729语音编码器产生的位：表1

位号	标记s(k)	位数	说明
				00	LSP1MA	1	预测转换
01至07	LSP1	7	用于向量量化预测系数组的码字
				08至12	LSP2	5	用于开始5个实际系数与LSP1中给定系数之间的向量量化差值的码字
13至17	LSP3	5	用于其次5个实际系数与LSP1中给定系数之间的向量量化误差值的码字
				18至25	M1	8	用于长期预测-开始5ms子块的基音周期
26		1	奇偶性检验位(未使用)
				27至39	CB1	13	用于开始5ms子块激励位置的电码本码
40至43	S1	4	电码本脉冲信号
				44至50	G1	7	增益
51至55	M2	5	用于长期预测-其次5ms子块的基音周期(以对M1的差值表达)
				56至68	CB2	13	用于其次5ms子块激励位置的电码本码
69至72	S2	4	电码本脉冲信号
				73至79	G2	7	增益

通过下列来对每位测量这些位的敏感性：

(a)使位反置(即模仿100％的误差率)。

(b)在G729解码器输出端测量信-噪比及频谱失真。

其结果表示在图2中，其中水平轴表示如表中所示的位号，及垂直轴表示信噪比(SNR)。可看到敏感性的显著变化。以SNR上升次序作图的同样结果表示在图3中，以便在下面参考。

使用Gray码来表示每个变量所进行的类似测试表现了关于基音参数M1和M2及码字CB1和CB2的SNR的很小改善，但是其它参数的性能差，为此理由，由单元3施加的Gray码仅用于这四个参数。当然，对于CB1和CB2，在被分配给整个代表相互类似激励的电码本的相邻Gray码的改善是偶然的。

现在来看卷积编码，使用在该例中的基本码是1/3比率的码，它由发生器多项式确定：

g1＝1+x²+x³+x⁵+x⁶

g2＝1+x+x²+x³+x⁶

g3＝1+x+x²+x³+x⁴+x⁵+x⁶

此外，使用了该码的两个穿孔形式，即第二码具有2/5比率，其中的交替位g3被省略，及第三码具有1/2比率，其中所有位g3被省略。穿孔码本身为公知，例如参见：J.Hagenauer、N.Seshadri及C.E.WSundberg著的“用于未来数字或移动无线电的比率兼容穿孔码特性，”IEEEE载媒技术会议，1988年6月。

这些码被分配到帧内各个位的位置上，如下表所示：表II

位数	比率	产生的位	使用
				3	1/3	9	CRC位
26	1/3	78	语音编码器位
				34	2/5	85	语音编码器位
7	1/2	14	语音编码器位
				12	2/5	30	语音编码器位
6	1/2	12	尾部位
				88		228

在模拟传输误差状态下对12000帧使用误差测试文件EP3作了卷积编码器测试，误差测试文件EP3描述在“用于TCH-HS的合格检测的误差模型”，ETST：TM3/TCH-HS，TDNO.89/1用于ETSI GSM移动无线电标准及剩余位误差率(RBER)，即在被Viterbi(维特比)解码器解码后的误差率。在这些测试中，执行了循环冗余检验及在该测试中失效的帧被排除。在图4中对于每个语音位的位置给出了未排除帧的RBER结果(在图5中以RBER的上升次序给出)。

将图5与图3中敏感性的分布相比较，当然未表现出形状相同；实际这种相同性是不可能获得的；也运用了多种其它的考虑，这将如下所述。

在排列单元4中执行的编码器及CRC位对帧位置的分配表示在表III中。

该分配所包含的是这样的概念：将来自语音编码器的敏感位分配给提供到卷积编码器的帧内的低误差率位置。如果这是一唯的考虑，应仅以SNR的上升次序取语音编码器的位及然后以RBER的上升次序分配给帧中各位置。这当然将产生可使用的***，但上述的分配具有某些优点。首先它是Viterbi解码器的特性，这种解码器通常用于当信道误差状态达到在解码输出中出现误差的程度时解码卷积码；其次对于这种误差具有分组的趋势，例如具有一对相继解码的位是不正确的。因此最好不要将相继的帧位置分配给同一语音码参数，即在卷积编码前也施加位交错度。这不是作为单独操作执行的，而是在分配表中固有的。表III

卷积码帧	语音码帧	卷积码帧	语音码帧	卷积码帧	语音码帧
						0	1	30	41	60	60
1	18	31	0	61	32
						2	2	32	42	62	61
3	50	33	54	63	33
						4	19	34	43	64	62
5	3	35	55	65	34
						6	46	36	35	66	63
7	20	37	64	67	25
						8	4	38	36	68	69
9	45	39	65	69	70
						10	21	40	37	70	71
11	5	41	66	71	72
						12	44	42	38	72	77
13	22	43	67	73	78
						14	6	44	39	74	73
15	23	45	68	75	76
						16	8	46	13	76	74
17	7	47	27	77	75
						18	47	48	56	78	79
19	9	49	14		26
						20	51	50	28
21	10	51	57
				22	52	52	15
23	11	53	29
				24	49	54	58
25	12	55	16
				26	48	56	30
27	53	57	59
				28	40	58	17
29	24	59	31

第二个考虑是，虽然信噪比是有用的指示，但是发现某些语音编码参数主观上这样地比其它参数更敏感：一个参数的误差影响可能对于听众比另一参数的误差影响更差，尽管在这两种情况下SNR是相同的。因此上述分配表也反映这样的事实，即基于听觉测试，某些语音编码器位被分配到的帧位置比SNR图所建议的更多(或更少)地与误差无关。如果我们检验上述分配的效果，例如通过作出每个语音编码器位的测量SNR相对于对应分配的帧位置的测量RBER的曲线图，可以看到，非常敏感的位(具有低于4dB的SNR)全占据具有RBER值小于20的帧位置，及具有大于16的SNR的位占据具有RBER值大于80的帧位置，该曲线图表现出与仅基于“简单”分配方法预期可看到的单调上升曲线的明显分散。

在图6中更详细地表示出重排列单元4。它由一个88位的并行输入、串行输出的移位寄存器41组成；79个语音编码器输出位、三个CRC单元5的输出及6个零(尾部位)根据位分配表连接到并行输入。它由来自时钟发生器10的帧脉冲ff并行输入且各个位由来自时钟发生器的88×帧速率脉冲fl钟控输出。为了便于图示，Gray编码器3被示为分开的单元3a至3d。为了清楚起见，仅表示出表III中给出的几种连接。在以下的说明中，PISO寄存器41的输出被称为u(k)，其中：u(0)、u(1)及u(3)为CRC位；

u(3)至u(81)是表II的“卷积编码器位”列及图6的框41中序列0到78的语音编码位，并且以相同次序；u(82)至u(87)为零(尾部位)。

图7表示卷积编码器6，它具有6个延时级61至66及3个根据前面给出的发生器多项式连接到各延时级抽头上的异或门66、67、68。其输出为g1(k)、g2(k)及g3(k)。

图8表示掩码单元。当第一(比率1/3)码被使用时，所有位g1(k)、g2(k)、g3(k)向前移动到该单元的输出端，并为周期性的(g1(0)、g2(0)、g3(0)、g1(1)、g2(1)等)。当第二(穿孔)码(比率2/5)有效时，掩码单元用于交替地消除位g3(k)中的一个，而当使用于第三(比率1/2)码时，去消所有的g3位。如该图中所示，在时钟脉冲φ1控制下，位g1、g2、g3钟控地分别输入到串行输入、并行输出的移位寄存器81、82、83中，然后并行地通过钟脉冲φf输入到并行输入、串行输出的移位寄存器84中，其长度为228位，使用φ1再从那里将它们串行地钟控输出。图中仅表示了几个连接；它们以所述次序连接，但除了下列k值的位g3(k)被略去外：

k＝30、32、34...64(即从30至62的偶数)

k＝63至69(包括63和69)

k＝71、73、75...81(即从71至81的奇数)

k＝82至87(包括82和87)

输出位被称为c(k)。

卷积码及随后穿孔的作用可以通过根据u(0)...u(87)表达编码位(c(10)、c(1)、...、c(227)概括如下：

CRC位及等级I：

c(3k)＝u(k)+u(k-2)-u(k-3)-u(k-5)+u(k-6)

c(3k-1)＝u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)

c(3k+2)＝u(k)+u(k-1)-u(k-2)+u(k-3)+u(k-4)+u(k-5)+

u(k-6)for k＝0，1，....，28等级II： $c(\frac{5k+1}{2}+13)=u\left(k\right)-u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)+u(k-6)$ $c(\frac{5k+1}{2}+14)=u\left(k\right)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)$ $c(\frac{5k+1}{2}+15)=u\left(k\right)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-4)+u(k-5)+u(k-6)$

fork＝29.31，...，61 $c(\frac{5k}{2}+14)=u\left(k\right)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)+u(k-6)$ $c(\frac{5k}{2}+15)=u\left(k\right)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)$

fork＝30.32，...，62等级III：

c(2k+45)＝u(k)-u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)+u(k-6)

c(2k+46)＝u(k)-u (k-1)-u(k-2)-u(k-3)-u(k-6)fork＝

63，64，...，69等级IV： $c(\frac{5k}{2}-10)=u\left(k\right)+u(k-2)-u(k-3)-u(k-5)+u(k-6)$ $c(\frac{5k}{2}-11)=u\left(k\right)-u(k-1)-u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)$ $c(\frac{5k}{2}-12)=u\left(k\right)-u(k-1)-u(k-2)-u(k-3)-u(k-4)-u(k-5)-u(k-6)$

fork＝70，72，...，80 $c(\frac{5k+1}{2}+11)=u\left(k\right)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)-u(k-6)$ $c(\frac{5k+1}{2}+12)=u\left(k\right)+u(k-1)-u(k-2)+u(k-3)-u(k-6)\mathrm{fork}=71.73.....81$ 尾部：

c(2k+52)＝u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)+u(k-6)

c(2k+53)＝u(k)-u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)for k＝82，83，...，87

由单元8和9执行的交错功能是可选择的，如果都包括的话，可通过多种公知算法中的任何算法来执行。但是对于目前情况的特别优选实施如下，即使用步长为59的按模(modulo)运算。通过试错法来选择该值并在具体无线电信道上优化突发误差，并可改变以适合具体的信道状态。

卷积编码穿孔序列的每个帧c(k)使用下列转换被转换为新帧1(j)：

m(j)＝59jmod228    对j＝0，...，227

及l(j)＝c(m(j))。

例如，由帧内交错单元8输出的帧1的位1(4)由它的输入位c(5)来获得：

因为：j＝4

m(j)＝m(4)＝[59×4]mod228＝233mod228＝5

1(4)＝c(m(4))＝c(5)

虽然为清楚起见，图中所示为独立单元8，该功能也可仅通过对图8中移位寄存器84的改接来实现。

在单元9中执行的帧间交错处理可如下地进行，并假设需要产生114位的帧B1和B0用于传输。每个这样的帧对包括来自四个帧l(j)的位。我们称当前帧为l₀，l₁为最后帧等。l及B之间的转换由以下给出：

B1(K)＝l_3-kmod4(k)          对于k＝0、1、...、113

B0(k)＝I_3-(k+2)mod4(k+114)  对于k＝0、1、...、113

B1及B0携有来自四个语音帧的数据位，并且它们以此次序被传输。图12表示该处理是如何进行的。可看到一个228位的帧是如何在8个114位的块上传播的，它具有将来自单个帧的28或29个位分配到每个块中的固定模式。

在该例中，CRC单元5根据多项式1+X+X³操作，这可用图9的电路实现，该电路具有三个一位延时单元51、52、53及两个异或门54、55。由它们产生出CRC位的32个位被串行地供给到输入端56。这32个使用的位是供给卷积编码器的帧的开始26个位及最后6个语音位，即u(3)至u(28)及u(76)至u(81)。总地，表明了：通过选择帧的开始及结束部分，使接收机检验并识别”坏帧“的效率提高，并由此改善了剩余“好帧”中的误差率。在开始部分选择26位及在结束部分选择6个不同于如选择24位及8位，该选择是通过试错法作出的，以便在测试期减小测量的好帧误差率。

图10表示用于图1中装置的合适接收机。在输入端110上接收的信号假定已经由通信路径如电话线或无线电联系到达并由解调器解调，解调器不仅供给解调位而且也提供置信度测量，以便被软判定解码器使用。为了说明本发明，假定所使用的调制方案发送每符号1位，因此对每位设置置信度测量，但是，也不总是这种情况；在传输***中传送大于每符号1位，则对于每符号获得一个置信度测量值(或多个测量值)。然后将这些数据供给道均衡器111，其后跟有帧间交错器112，两者均为传统结构。再后面是软判定变换单元113(其功能将在下面讨论)，及一个帧内交错器114。单元112及114解除了图1中交错器8及9的作用。然后信号通过“去掩码器”115，它将在掩码器7中删去的位“g3”***到位流中。当然，这些位的值是未知的，及(通常用于穿孔码的解码)可***具有附带置信度测量值为零的零位值。有时***零(或1)可产生解码器偏置，且如果需要，可***随机位值。

现在信号已根据第一(1/3比率)卷积码格式化，并且这时提供给Viterbi解码器116(为传统的结构)，它将根据该码操作。CRC单元117执行循环冗余检验，且解码器位被组合(118)，以便被语音解码器120(G.729)与在单元119被解码的Gray码位一起使用。

周期冗余检验的输出提供给语音解码器12，以使得在失效情况下取消相关的解码帧，语音解码器使用G.729标准中所述的误差隐蔽方法来再生被取消的信息。但是，应看到，对于该法能检测的误差数目具有一个极限，以致当信道状态极其坏时，误差数目可能达到连“坏帧”指示也不能获得。因此，附加地设置了另一误差检测器122，它用于对一帧的每位的置信度测量值求和，以形成“帧得分”b，即： $b=\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}e\left(k\right)$ 式中e(k)为0至+127范围中的置信度测量值。在描述于下的软判定变换处理后可同样计算该帧得分，在此情况下误差检测器122将从软判定变换器113接收其输入。

在单元123上施加一个阈值，并且b超过2000(作为例子)时，输出坏帧指示，它在或门124中与CRC检验单元117的输出相组合，以便对b＞2000的所有帧予以排除。当然，如果对于e(k)使用了不同的值范围，则不同的阈值将是适用的。

现在我们回到软判定变换单元113。为Viterbi解码器输入的软判定由信道的衡器111产生。理想地，这些输入应与已发生的位误差的似真性(likelihood)成对数反比，或换言之，成比于 式中Pe是有关位中误差的概率。但是，测试表明情况并非总是如此。用于测试一个信道的方法如下：

(a)发送测试数据

(b)记录接收数据及相关的置信度测量值e(k)

(c)将记录数据与原始数据相比较以确定哪些位有误差

(d)对于每个e(k)值(从0至127)，对与该测量值一起接收的位数N计数及对实际有误差的位数n计数；

计算Pe＝n/N，及由此有 $\mathrm{\ϵ}=\log \frac{1-\mathrm{Pe}}{\mathrm{Pe}}.$ 图11表示典型的ε与e的关系曲线图。如图所见，该曲线明显地偏离一直线。当使用真对数误差似真性时该Viterbi算法将产生最佳结果。这是因为它通过将这些值相加来操作以获得累计的定距量度，它不等同于取误差概率(它是真正需要的)的积，除非遵守对数关系。

转换单元113的用途是提供对非线性特性的校正。它以具有使用e作为地址存取的128个位置的查找表来实施。该查找表的内容为图11中的e值，即，对于e＝0至127：

ε(e)  ＝{0，    1，     2，     3，     5，     7，     9，     11，    13，    15，18，   20，    23，    25，    27，    30，    32，    35，    37，    39，42，   44，    47，    48，    51，    52，    55，    57，    59，    61，63，   65，    67，    69，    70，    72，    74，    77，    77，    79，82     81，    85，    86，    89，    87，    92，    91，    95，    95，96，   94，    95，    107，   107，   112，   109，   115，   108，   106，114，  119，   114，   107，   127，   110，   105，   126，   126，   126，117，  127，   127，   127，   125，   127，   125，   127，   127，   127，124，  115，   127，   127，   127，   127，   123，   127，   127，   127，127，  127，   127，   127，   127，   127，   127，   127，   127，   127，127，  127，   127，   127，   127，   127，   127，   127，   127，   127，127，  127，   127，   127，   127，   127，   127，   127，   127，   127，127，  127，   127，   127，   127，   127，   127，   127}

应该指出，该转换在使用时需适应信道均衡器：通常每个均衡器将具有自己的特性，因此在具体设计时查找表的内容应基于进行的试验(如上所述)。如果需要，该***可作成适应于包括已知测试程序的转换，该程序可使用上述方法在间隔期间进行分析，及其结果可用于更新该查找表的内容。

Claims (6)

1、一种通过对接收信号的处理提供置信度测量信号及使用一软判定解码器解码接收信号的信号解码方法，该方法包括：

(a)接收测试信号：

(b)存储代表用于接收的测试信号的置信度测量信号不同于接收的测试信号的误差统计的对数表达值的程度的数据；

(c)接收待解码信号；

(d)对接收的待解码信号的置信度测量信号施加校正系数，该校正系数是从所述存储数据中获得的，以便减小置信度测量值不同于所述对数表达值的程度；

(e)使用软判定解码器解码被校正的信号。

2、根据权利要求1的方法，包括：

对于信号的一个帧周期形成置信度测量信号的和；及

将该和与一阈值相比较以提供指示帧质量的信号。

3、根据权利要求2的方法，包括：响应所述指示帧质量的信号，排除对其质量比由所述阈值确定的质量低的那些帧的进一步处理。

4、一种用于解码信号的装置，包括：

用于处理接收的数字信号以提供置信度测量信号的装置；

用于接收测试信号的装置；

存储代表用于接收的测试信号的置信度测量信号不同于接收的测试信号的误差统计的对数表达值的程度的数据的装置；

转换装置，用于对置信度测量信号施加从所述存储数据中测试得到的校正系数，以便减小置信度测量值不同于接收信号误差统计的对数表达值的程度；及

软判定解码器，它用于解码被校正的信号。

5、根据权利要求4的装置，包括：

对于信号的帧周期形成置信度测量信号的和值的装置；及

将该和值与一阈值相比较以提供指示帧质量的信号的装置。

6、根据权利要求4的装置，包括：可响应于所述指示帧质量的信号以排除对其质量比由所述阈值确定的质量还低的信号作进一步处理的装置。

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