CN1741517A - 解决ofdm***中非线性失真问题的分块限幅方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种解决OFDM***中非线性失真问题的分块限幅方法。其具体过程是：首先，根据***要求预定最大限度接受的信号峰值功率，并根据载波数和可接受最大信号功率确定分块数以及定出限幅率。其次，计算出门限值；第三步，根据分块数将OFDM符号分成若干个子块；第四步，对每一子块的OFDM信号进行限幅；最后将限幅后的子块按照原来的顺序组合发送。该分块限幅方法通过OFDM***中的分块限幅单元实现，即由分块限幅单元中的子块分割器、限幅器、组合器，分别实现对OFDM符号的分割、限幅和组合发送。本发明具有OFDM信号功率分布更加集中，不易超过功率放大器的线性动态范围，降低了模/数、数/模转换器的复杂度和整个***成本等优点，可有效解决OFDM***中的非线性失真问题，改善传统限幅***中误码率性能。

Description

解决OFDM***中非线性失真问题的分块限幅方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及正交频分多路复用OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)通信***中非线性失真问题，具体地说是一种解决OFDM***中非线性失真问题的分块限幅方法，用以提高通信***的性能，降低***成本。

背景技术

正交频分复用OFDM已经成为三代以后移动通信***中最受瞩目的技术。不少专家学者针对OFDM技术在移动通信技术的应用，提出了相关的理论基础。目前，OFDM***已经成功地应用在高速数字通信，诸如：数字音频广播DAB，数字视频广播DVB，数字高清晰度电视HDTV和不对称数字用户线ADSL。除此之外，OFDM***还应用在高频军事***，诸如：KINEPLEX，ANDEFT和KATHRYN。OFDM***之所以越来越受到人们的关注，是因为OFDM是一种在衰减、多径信道条件下实现数据高效传输的调制方式，由于可以利用快速傅立叶变换FFT实现调制和解调，从而大大简化了***实现的复杂度，而且OFDM***容易和其他多种接入方法相结合使用。

OFDM的基本原理就是将整个信道宽分成多个相互正交的子信道，每个子信道单独通过各自的子载波调制各自的信息符号，由于每个子信道中的符号周期会相对增加，因此可以减轻无线信道的多径延迟扩展的影响。OFDM通信***原理框图如图1所示。

在OFDM的发送端，输入为二进制比特流或图像，或随机序列a_n。然后，采用QAM或PSK对a_n进行一次预调制，得到X(n)，再经串并变换和快速傅立叶反变换(IFFT)后得到时域信号x(n)，它经并串变换和数模转换和低通滤波器后得到实际发送信号s(t)。在OFDM的接收端，实际上进行的是上述发送端的逆过程。功率归一化的OFDM的实域抽样序列{x_n}如下：其中X_k表示第k个子载波上的调制符号。

$x_n=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k\exp (j2\mathrm{\πkn}/N),n=\mathrm{0,1},......N-1$

与单载波相比，OFDM多载波调制***的输出是多个子信道信号的叠加，因此多个信号的相位一致时就会出现很大的峰值。这就对发射机内放大器的线性提出了很高的要求，当OFDM***内这种变化较大的信号通过非线性部件，例如进入放大器的非线性区域时，信号会产生非线性失真，产生谐波，造成较明显的频谱扩展干扰以及带内信号畸变，导致整个***性能的下降，同时还会增加模/数和数/模转换器的复杂度，降低它们的准确性。为避免非线性失真，传统的方法是采用大动态范围的线性放大器，或者对非线性放大器工作点进行补偿，但功率放大器的效率大大降低，整个***的成本大大增高。为此，提出了多种新的解决方法。目前，已经提出的解决OFDM通信***中信号非线性失真问题的方法主要有：信号预畸变技术，包括限幅，压扩变换技术等；高速编码技术，包括选择性映射和部分传送序列；分组编码技术，包括Golay互补序列和Reed-Muller编码等。其中，解决这个问题最简单的方法是采用限幅技术来降低峰均功率比PAPR(Peak-to-Average PowerRatio)，减小大峰值功率信号的出现概率，从而避免非线性失真的出现。

限幅是信号预畸变技术的一种，在信号经过非线性部件放大之前进行限幅，可以使得峰值信号低于所期望的最大电平值。尽管限幅非常简单，但是它也会为OFDM***带来相关的问题。首先，对OFDM符号幅度进行畸变，会对***造成自身干扰，从而导致***的误码率BER性能降低。其次OFDM信号的非线性畸变会导致带外辐射功率值的增加，其原因在于限幅操作可以被认为是OFDM采样信号与矩形窗函数相乘，如果OFDM信号的幅值小于门限值时，则该矩形窗函数的幅值为1；但如果信号幅值需要被限幅时，则该矩形窗函数的幅值小于1。根据时域相乘等于频域卷积的原理，经过限幅的OFDM符号的频谱等于原始OFDM符号频谱与窗函数频谱的卷积，因此其带外频谱特性主要由两者之间频谱宽度较大的信号来决定，也就是由矩形窗函数的频谱来决定。

采用限幅技术对信号进行限幅会引入带内失真和带外辐射，从而降低误码率性能和频谱效率。采用带通滤波器可以消除带外辐射，过采样序列可以消除数/模转换后的峰值再生，然而降低带内失真，改善误码率BER性能的方法仍需改进。

传统限幅的改进大多集中在限幅算法上，有lucent算法、CORDIC算法、Clipping-off算法等。这些算法主要是在改变门限值，对门限值的定义从一个固定值到一个有斜率的直线，到一个函数曲线，这个曲线是门限值与要限幅的信号之间一个相应的函数关系。这里分别列出三种门限值的定义：

第一种，将使用归一化的限幅门限，即限幅率CR，而限幅门限A＝CR*σ，其中，σ为OFDM信号的平均功率。这表明，在载波数为N的OFDM信号的条件下，基带信号平均功率为 $\mathrm{\σ}=\sqrt{N},$ 带通信号的平均功率为 $\mathrm{\σ}=\sqrt{N/2}.$ 这个门限值就是一条直线即一个固定值。

第二种，将门限值定义为两个固定限幅值之间一个有斜率的直线，其公式如下：

$s\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{s}_i\left(t\right),& 0\&le;s_i\left(t\right)<C\\ \left(\frac{U-C}{L-C}\right)\&CenterDot;(s_i\left(t\right)-C)+C,& C\&le;s_i\left(t\right)\&le;L\end{array}\right.$

式中：s_i(t)是输入信号，L是傅立叶逆变换输出信号的峰值幅度，U与C是两个固定的限幅值，也是该限幅域的起点和终点。该门限值就是一个有斜率的直线。

第三种，将限幅率CR定义为限幅后信号的最大功率与未限幅信号的平均功率之比，门限值 $A=\mathrm{CR}\&times;\sqrt{P_{\mathrm{mean}}}.$

$y\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{A}{{\sqrt{\left|x\left(n\right)\right|}}^2}x\left(n\right),& {\left|x\left(n\right)\right|}^2\&GreaterEqual;A^2\\ x\left(n\right),& {\left|x\left(n\right)\right|}^2<A^2\end{array}\right.$

式中，A是限幅后信号的最大幅值，x(n)是IFFT的输出信号，y(n)是采用该限幅算法的输出信号，该限幅值就是一个随信号功率变化的曲线。

总的来说，限幅值变地更加灵活，限幅方法更加多样化。这些方法虽然降低了OFDM信号的非线性失真，缓解了带外辐射，但仍然没有很好地改善误码率性能。

发明的内容

本发明目的在于避免上述已有技术的不足，通过分析OFDM***中的本质问题，从降低信号的平均功率入手，提出了一种解决OFDM通信***中信号非线性失真问题的分块限幅方法，以改善误码率性能。

实现本发明目的的技术方案是：是将一个OFDM符号分成若干块，然后分别对每块限幅，最后组合发送。降低信号的线性动态范围，使其满足功率放大器线性动态范围，避免信号非线性失真。该分块限幅的算法类似传统限幅的第三种，CR的定义更为简单，公式如下：

这里，限幅率CR定义为限幅后信号的最大幅值与未限幅信号的最大幅值的比值。x(n)，y(n)分别是限幅前后的IFFT输出信号，A是门限值。

$y\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{A}{{\sqrt{\left|x\left(n\right)\right|}}^2}x\left(n\right),& \left|x\left(n\right)\right|\&GreaterEqual;A\\ x\left(n\right),& \left|x\left(n\right)\right|<A\end{array}\right.$

本发明提出的分块限幅方法的依据是借助了信号相关性，其理论分析为：OFDM发送端的信号是一个连续信号s(t)，

$s\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_n\exp \left(j2\mathrm{n\&pi;t}\right).$

则s(t)的瞬时功率P_c(t)＝s(t)s^*(t)为：

$P_c\left(t\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_n{a}_m^{*}\exp \left(j2\mathrm{\&pi;}(n-m)t\right)$

$=\frac{1}{N}\{N+2\mathrm{Re}\{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_n{a}_m^{*}\exp \left(j2\mathrm{\&pi;}(n-m)t\right)\left\}\right\}$

$=1+\frac{2}{N}\mathrm{Re}\left\{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\exp (-j2\mathrm{\&pi;t})\underset{n=0}{\overset{N-1-k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_n{a}_{n+k}^{*}\right\}$

对于任何复数z来说，由于存在不等式：Re(z)≤|z|以及|∑z_n|≤∑|z_n|，因此

$P_c\left(t\right)\&le;1+\frac{2}{N}\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|\mathrm{\&rho;}\left(k\right)\right|$

其中 $\mathrm{\&rho;}\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1-k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_n{a}_{n+k}^{*},(k=\mathrm{0,1}...,N-1),$ 表示非周期自相关系数。

从以上不等式可知，如果要降低非周期自相关性，得到信号最大功率值就会降低。而本发明的分块限幅是通过将OFDM符号分成若干块再分别限幅，打乱了信号的自相关性，即降低信号的非周期自相关性，所以在经过多载波组合之后所得到信号最大功率值也会变小。也就是说信号功率的动态范围的变小，避免了信号非线性失真。

在本发明的分块限幅中，如果OFDM符号的分块数越多，限幅掉的高峰值信号就越多，平均功率就越低，信号线性动态范围就越小，这就很容易满足功率放大器的线性动态范围，自然避免了信号非线性失真。然而另一方面，因为信号峰值限幅掉太多，误码率自然就升高了，而且分块数和OFDM的子载波有关，所以分块数M要根据OFDM***的各个指标要求而定。为此，本发明采用如下过程进行分块限幅，以解决OFDM***中非线性失真问题：

(1)根据功率放大器的线性范围，预定出最大可以接受的信号峰值功率P_max，从而定出限幅率CR；

(2)根据OFDM的子载波数N及最大可以接受的信号功率P_max来确定分块限幅的分块数M；

(3)根据公式 $A_i=\mathrm{CR}\&times;\sqrt{P_{i\max }},i=\mathrm{1,2}...M$ 计算出限幅率A_i；

(4)把OFDM发送端输出的OFDM符号长度L分成M子块，分别限幅掉每个子块高于门限值A_i的功率值；

(5)将限幅后的每一子块按照原来顺序进行组合，并发送到信道。

本发明的上述方法应用在OFDM通信***中，该***包括：发送单元、分块限幅单元、接收单元。其中：

发送单元，用于接收4-QAM调制和串并变换后的信号，并经过快速傅立叶逆变换，加循环前缀和并串变换，形成OFDM发送信号，送入分块限幅单元；

分块限幅单元，首先将OFDM符号分成M个子块，然后分别对每个子块进行限幅，最后将限幅后的子块按照原来的位置组合发送。

接收单元，用于接收经过串并变换的信号，并通过去循环前缀、快速傅立叶变换，输出到并串变换单元，经过4-QAM解调后得到需要的信号。

本发明的方法主要通过所述***中的分块限幅单元来实现，该分块限幅单元包括：子块分割器、至少2个分块限幅器、组合器，子块分割器将发送的OFDM数据流分成至少2个同等长度的子块，传输给分块限幅器，对每一块被分割的子块进行限幅，之后，将被限幅过的每一子块传输给组合器，由组合器对其子块按照原来的顺序进行重新组合发送。

本发明与传统限幅方法相比，具有以下优点：

1、传统限幅方法都是为降低峰值功率与平均功率的比值即PAPR，而本发明的分块限幅是通过降低峰值功率，最终实现降低信号平均功率，在降低峰值功率的同时也降低了平均功率，这就避免了只为降低PAPR而增加了信号平均功率以至于增加***平均发射功率的弊端。

2、由于本发明的分块限幅是直接针对OFDM***中非线性失真问题提出的，可以在降低信号峰值功率的同时降低信号的平均功率，压缩信号的功率动态范围，因而很好地避免了OFDM***中非线性失真的现象，同时，降低了模/数，数/模转换器的复杂度并且提高它们的准确性，降低了整个***的成本；

3、由于本发明的分块限幅方法，对CR值不需要象传统限幅定的那么高，避免因限幅过高而带来的限幅噪声，提高了传输效率，改善了传统限幅的误码率性能，提高了整个OFDM通信***的性能。

4、由于本发明中的分块数M和OFDM通信***中的子载波数有关，故可根据不同***调整分块数，增加通信***的灵活性和实用性，且限幅简单、直观。

附图说明

图1是现有一般的OFDM通信***的原理框图

图2是本发明分块限幅方法流程图

图3是现有OFDM通信***采用分块限幅的原理框图

图4是本发明提出的分块限幅原理框图

图5是传统限幅后信号功率分布示意图

图6是采用本发明分块限幅后信号功率分布示意图

图7是本发明实例误码率对比图

图8是本发明实例互补累积分布函数CCDF对比图

具体实施方式

以下参照附图对本发明作进一步详细描述。

参照图2，用于在OFDM***中的本发明分块限幅方法，按如下过程进行：

本发明在仿真试验中，输入数据是由信源随机产生的、子载波数为1024、IFFT点数为4096，也就是采用了4倍过采样，即OFDM的长度L＝4096，根据OFDM***要求及子载波数定的分块数M为8。由于过采样，分块后每一块的长度为512，然后分别对长度为512的子块限幅，再通过组合器组合成长度为4096的OFDM符号发送。

首先，根据功率放大器的线性范围，即峰值功率小于或者等于功率放大器允许的输入功率，预定出最大可以接受的信号峰值功率P_max，然后定出限幅率CR。例如本发明的限幅率CR＝0.65。

第二步，根据最大可以接受的信号峰值功率P_max以及OFDM子载波数，确定分块限幅的分块数M，例如OFDM的子载波数为1024，M值通过仿真衡量***性能指标定为8。

第三步，根据限幅率CR定义：每块限幅后信号的最大幅值与未限幅信号的最大幅值的比值推算出 $A_i=\mathrm{CR}\&times;\sqrt{P_{i\max }},i=\mathrm{1,2}...M.$ 本发明仿真中第一块门限值A_i≈75.5。

第四步，把OFDM***发送端输出的OFDM符号长度L分成M等份即M个子块，这里的M大于等于2，分别限幅掉每个子块高于门限值的幅值，该限幅的公式为；

$y\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{A}{{\sqrt{\left|x\left(n\right)\right|}}^2}x\left(n\right),& \left|x\left(n\right)\right|\&GreaterEqual;A\\ x\left(n\right),& \left|x\left(n\right)\right|<A\end{array}\right.$

式中：A是限幅后信号的最大幅值即门限值，x(n)是IFFT的输出信号，y(n)是采用该限幅算法的输出信号。例如本发明中第一块OFDM符号x₁(n)限幅后输出y₁(n)，其中n＝1，2，...，512。对应的第M块x_M(n)限幅后输出y_M(n)，其中n＝3585，3586，...4096。

第五步，将限幅后的每一子块按照原来顺序组合，即将y₁(n)～y_M(n)按1～M的顺序组合为y(n)，n＝1，2，...4096，最后发送到信道。

参照图3，本发明所应用的OFDM通信***包括发射和接收。其中发射部分主要包括：串并转换器3、4-QAM调制器4、快速傅立叶逆变换IFFT数字信号处理器6、并串转换器7、保护间隔***器9、数模转换器12、低通滤波器13，分块限幅器11，该分块限幅器主要由子块分割单元26、限幅单元27、组合器28组成。接收部分包括：低通滤波器16、模数转换器17、保护间隔去除器19、串并转换器20、快速傅立叶变换FFT数字信号处理器21、4-QAM解调器23、并串转换器24。整个OFDM通信***的工作过程如下：

一、OFDM通信***的发送端

随机信号发生器1产生的携带信息的数据符号流2送到第一个串并转换器3，然后将输出的并行信号送入调制器4进行第一次正交幅度调制，这里采用4-QAM调制。二进制数据流经过4-QAM调制后，也就是将各个并行信道上二进制数据映射为信号星座图上的点，即形成复数形式的频域数据序列，该数据序列5送到OFDM的发送端。在发送端，由快速傅立叶逆变换IFFT数字信号处理器6对该复数并行数据序列进行第二次调制，即用一组彼此正交的正弦和余弦信号对原来的信号进行频率调制，调制后得到实域的并行复数数据，该复数数据通过第一个并串变换7，将各通道的数据流合并为串行数据流8。为消除符号间干扰ISI和多经所造成的信道间干扰ICI的影响，需***保护间隔，从***保护间隔器9输出数据流10，即OFDM符号送入到分块限幅器11进行分块后，再输入到数模转换器12变为模拟信号，该模拟信号通过低通滤波器13滤波后从信道输出数据14。该信道可以是有线信道也可以是无线信道，如果是无线信道，则需对数据14进行上边频处理，例如采用加高斯白噪声信道。

所述的限幅器不同于传统的限幅器，其内部结构如图4所示，主要由子块分割器26、限幅单元27、组合器28组成，该限幅单元27的数目与子块分割单元26分割的子块数目相对应。子块分割单元26将OFDM符号的长度L分成M等份后，再将每个子块送入相应的限幅单元27进行限幅，例如，被分割的第一块送入到第一限幅器1，第二块送入到第二限幅器2，第M块送入到第M限幅器M；最后将限幅后的各子块通过组合器28组合发送。该限幅的方法和传统限幅方法相同，这里CR定义为限幅后信号的最大幅值与每块未限幅信号的最大幅值的比值即 $A_i=\mathrm{CR}\&times;\sqrt{P_{i\max }},i=\mathrm{1,2}...M.$

二、OFDM通信***的接收端

从信道输出的数据信号需要经过低通滤波器16得到模拟信号，该模拟信号通过模数转换器17后变成数字信号18。再经保护间隔去除器19去掉保护间隔，送入到第二串并转换器20，然后由快速傅立叶变换FFT数字信号处理器21对该数据流进行解调后得到信号22，该信号再经过4-QAM解调23和第二并串变换24，恢复出与原始信息2基本相同的接收信息25，以满足信宿的要求。

本发明的效果可以通过图5～图8进一步说明。

为了更直观的说明分块限幅的限幅原理，图5、图6说明了传统限幅和分块限幅在功率分布上的区别。其中：选用子载波数为128，在平均功率的相同的条件下，传统限幅的CR＝0.5，分块限幅的CR＝0.65。

由图5和图6可见，传统限幅每一个OFDM符号门限值是一样的，高峰值都被限幅掉了，低于门限峰值没有变化，故限掉的峰值成直线状。而分块限幅是以每一块的门限值分别限幅，避免了峰值过高的信号限幅掉地太多，从而降低了误码率。限掉的峰值成阶梯状，这就打乱了信号的自相关性，降低信号的非周期自相关性，所以在经过多载波组合之后所得到信号最大功率值也会变小。从而使得功率的分布更加集中，这样的信号就不容易超过功率放大器的线性动态范围，易避免非线性失真。

虽然该发明不是针对降低PAPR提出的，但为了说明分块限幅在解决OFDM***的实质问题方面不同于传统限幅的地方，也为了研究采用分块限幅技术之后的***性能。为此我们在4QAM调制条件下仿真了误码率BER和互补累积分布函数CCDF。

仿真1

根据OFDM***性能要求初步定平均功率值，然后分别调整传统限幅和分块限幅的限幅率CR值，使二者在平均功率近似相等的情况下进行仿真。其误码率性能图7是通过AWGN信道中OFDM***的BER对信噪比SNR的仿真曲线。在相同的SNR下，BER越小越好。从图7中可以看出，未限幅的原始OFDM***的BER最小，但这种***由于非线性失真问题的严重影响，通常是不实用的；在能消除OFDM***中非线性失真的共同前提下，相比传统限幅，分块限幅有效的改善了误码率性能。

从下面表1中可进一步清楚地看到：当信噪比为12时，采用分块限幅后的误码率为4.3545×10^-5，传统限幅后的误码率为3.5665×10^-4前者要比后者低一个数量级。

                           表1分块限幅与传统限幅的对比表

两种限幅方法比较	限幅率(CR)	平均功率	误码率(BER)信噪比SNR＝12dB	峰值功率比PAPR(dB)
					传统限幅	0.5	1.9321×103	3.5665×10-4	2.8028～6.1859
分块限幅	0.65	1.9242×103	4.3545×10-5	4.4145～8.3445

由于在仿真中没有考虑信道编码，所以误码率有些高。如果采用信道编码，如：卷积编码、RS码、turbo编码等，通信***的误码率性能还会得到很大的改善。

仿真2

图8是用PAPR的互补累积分布函数CCDF来衡量OFDM***的PAPR分布。即计算出PAPR超过某一门限值PAPR₀的概率，得到的互补累积分布函数CCDF。用数学式子可表示为：Prob{PAPR＞PAPR₀}。从图8中可以看到：分块限幅后的PAPR要比传统限幅后的PAPR大。这是峰值功率降低的同时，平均功率降低的缘故，因为从计算PAPR公式：

${\mathrm{PAPR}}_1=10\mathrm{lo}{g}_{10}\left[\underset{n}{\max }\left({\left|x_n\right|}^2\right)/\mathrm{mean}\left({\left|x_n\right|}^2\right)\right]$

可以看出，平均功率降低了，PAPR自然升高了，其实质上说明分块限幅将PAPR降低在4.4145～7.6445dB之间，就可以满足功率放大器的线性功率范围。

对于本领域的专业人员来说，在了解了本发明的思想后可能在不背离本发明技术方案的情况下，进行形式和细节上的各种修正和改变，通过不同的方式具体实现，但仍在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1、一种用于解决OFDM***中非线性失真问题的分块限幅方法，其过程如下：

根据功率放大器的线性范围，预定出最大可以接受的信号峰值功率P_max，从而定出限幅率CR值；

根据OFDM的子载波数确定分块限幅的分块数M；

根据公式 $A_i=\mathrm{CR}\&times;\sqrt{P_{i\max }}--i=\mathrm{1,2}...M$ ，计算出限幅门限值；

把OFDM***发送端输出的OFDM符号长度L分成M子块，分别限幅掉每个子块高于门限值A的功率值；

将限幅后的每一个子块按照原来顺序进行组合，并发送到信道。

2、实现权利要求书1方法的分块限幅器，包括子块分割器、至少两个限幅器、组合器，子块分割器将OFDM发送端输出的OFDM符号的长度L分割成至少2个同等长度的子块后，分别送入相应的限幅器进行限幅，限幅后的各子块输出由组合器按照原来的顺序进行原位组合发送。

3、根据权利要求1所述的方法，其中预定通信***可以接受的平均功率及信号动态范围，主要根据通信***功率放大器的线性动态范围来确定，即峰值功率小于或者等于功率放大器允许的输入功率。

Images