CN1697428A - 噪声功率估计装置、噪声功率估计方法及信号检测装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种能够高精度地估计在MMSE均衡器等的权值计算中所使用的码片噪声功率的噪声功率估计装置。噪声功率估计装置具有：计算接收信号和导频信号之间的相关度，求出每条路径的导频信号的接收功率的单元(404)；利用导频信号和数据信号的预定的功率比率，从每条路径的导频信号的接收功率中除去多径干扰成分，求出每条路径的导频信号的校正后的接收功率的单元(406、408)；根据与多个路径相关的校正后的接收功率和预定的功率比率，估计接收信号所包含的导频信号和数据信号的总功率的单元(410)；从上述接收信号的总功率中减去所估计的总功率，求出噪声功率的单元(412)。

Description

噪声功率估计装置、噪声功率估计方法及信号检测装置

技术领域

本发明涉及无线通信的技术领域，特别涉及在无线接收机上使用的信号检测装置以及在信号检测中使用的估计噪声功率的装置和方法。

背景技术

在这种技术领域中，正在进行为了实现当前和下一代以后的大容量高速信息通信的研究开发。其中，增大通信容量的多输入多输出(MIMO：Multi Input Multi Output)方式被广为关注。

图1表示包含发送机102和接收机104的MIMO方式的通信***的概要。在MIMO方式中，来自多个发送天线106-1～N的各个信号同时使用同一频率进行发送。这些发送信号被多个接收天线108-1～N接收。为了简单起见，假设发送天线数和接收天线数都为N个，但也可以是不同的天线数。

图2表示与接收机104中的信号分离相关的部分。概括地说，接收机利用多个接收天线接收从多个发送天线发送来的信号，利用信号检测部来检测发送信号，分离成每个发送天线的信号。信号分离通过利用最小均方误差法(MMSE：Minimum Mean Square Error)的2维频域的信号处理来进行。由各接收天线所接收的接收信号r被输入给信道估计部202。信道估计部202根据接收信号和导频信号，求出发送天线和接收天线间的信道脉冲响应值(CIR：channel impulse response)或信道估计值。信道估计结果被提供给快速傅立叶变换部(FFT)204，被变换成频域的信息，并提供给权值生成部206。由权值生成部206生成的权值W例如可利用下面的公式来表示：

                W＝(HH^H+σ²I)^-1H                 .....(1)

此处，H表示以信道响应值为矩阵要素的信道矩阵，I表示单位矩阵，σ²表示在接收机内产生的噪声功率。上标字符H表示共轭转置。

另一方面，接收信号r也被提供给快速傅立叶变换部210，被变换成频域的信号，并被提供给MMSE均衡部208。MMSE均衡部208通过将频域的接收信号与权值W^H相乘，在频域上实质地进行信号分离。分离后的信号被提供给快速傅立叶逆变换部212，变换成时域的信号，作为针对每个发送天线进行分离的估计发送信号t而输出。

另外，对于MIMO方式中的信噪功率比的处理，例如在专利文献1中进行了记载。

【专利文献1】特开2003-124907号公报

要想准确地估计发送信号，需要高精度地进行信号检测部中的信号分离，因此就必须准确地求出权值W。如公式(1)所示，由于权值W受到信道矩阵很大的影响，所以必须准确地进行信道估计部202中的信道估计。另外，根据公式(1)，由于权值W也受到噪声功率σ的影响，所以必须准确地评价噪声功率。然而，在该技术领域的以往技术中，还没有准确地求出该噪声功率的尝试。但是，在实现大容量高速信息传送的今后的产品用途上，可能会存在因噪声功率的估计精度不充分而引起的不能适当地进行信号分离的问题。

发明内容

本发明是为了解决上述问题点的至少一个而提出的，其目的在于提供能够高精度地估计在MMSE均衡器等的权值计算中所使用的码片噪声功率的噪声功率估计装置、噪声功率估计方法和信号检测装置。

根据本发明，提供了一种噪声功率估计装置，其特征在于，具有：

计算接收信号和导频信号之间的相关度，求出每条路径的导频信号的接收功率的单元；

利用导频信号和数据信号的预定的功率比率，从每条路径的导频信号的接收功率中除去多径干扰成分，求出每条路径的导频信号的校正后的接收功率的单元；

根据与多个路径有关的校正后的接收功率和预定的功率比率，估计接收信号所包含的导频信号和数据信号的总功率的单元；

从上述接收信号的总功率中减去所估计的总功率，求出噪声功率的单元。

根据本发明，能够高精度地估计在MMSE均衡器等的权值计算中所使用的噪声功率。

附图说明

图1表示MIMO方式的无线通信***的示意图。

图2是表示以往的2维频域MMSE均衡装置的图。

图3是表示本发明的一个实施例的2维频域MMSE均衡装置的图。

图4是表示本发明的一个实施例的噪声估计部的详细方框图。

图5是用于说明发送信号、接收信号和多径干扰成分的关系的示意图。

图6是表示导频信号和数据信号的功率比的关系的图。

图7是表示滚降滤波器的脉冲响应特性的图。

图8是表示本发明的一个实施例的噪声估计部的详细的方框图。

图9是表示本发明的一个实施例的多段结构的信号检测装置的示意图。

具体实施方式

下面，说明本发明的多个实施例。

根据本发明的一个实施例，由于在消除了多径干扰的影响的情况下对噪声功率进行估计，所以能够比以往更准确地进行噪声功率的估计。因此，能够高精度地求出在信号分离中所使用的权值，从而能够提高信号分离精度。

根据本发明的一个实施例，利用包含忘却系数(oblivion coefficient)的递推公式来递归地更新噪声功率。因此，根据通信环境适当地更新噪声功率，可以进一步提高权值的计算精度和信号分离精度。

根据本发明的一个实施例，通过对于多个路径和多个发送天线累计每条路径的导频信号接收功率和包含上述预定功率比率的常数的乘积来求得多径干扰成分。因此，可以简单且可靠地评价多径干扰成分。

[实施例1]

图3表示与接收机104的信号检测装置相关的部分。概括而言，接收机利用N个接收天线来接收从N个发送天线发送来的信号，检测发送信号，分离成每个发送天线的信号。信号分离通过利用最小均方误差法(MMSE)的2维频域信号处理来进行。虽然可以不在频域上而在时域上利用MMSE进行均衡，但从运算的简单化的观点来看，优选如本实施例那样，进行频域上的信号处理。在实施例中，发送天线数和接收天线数都为N，当然也可以采用其它的数目。

接收机具有信道估计部302、噪声估计部304、快速傅立叶变换部(FFT)306和308、权值生成部310、MMSE均衡部312、快速傅立叶逆变换部(IFFT)314。

信道估计部302接收由各接收天线所接收的接收信号r＝(r₁，...，r_N)。信道估计部302根据接收信号和导频信号，求出发送天线和接收天线间的信道脉冲响应值(CIR)或信道估计值。

噪声估计部304根据各接收天线所接收的接收信号，估计噪声功率或码片噪声功率σ²。对于噪声估计部304的进一步构成和动作，在后面叙述。

快速傅立叶变换部306和308对所输入的信号进行快速傅立叶变换，将其变换成频域信号。反之，快速傅立叶逆变换部314对所输入的信号进行快速傅立叶逆变换，将其变换成时域信号。

权值生成部310根据信道估计结果和噪声功率，求出由MMSE均衡部312所使用的权值W。权值W例如利用下面的公式来表示：

              W＝(HH^H+σ²I)^-1H                ........(2)

此处，H表示以信道脉冲响应值为矩阵要素的信道阵列，上标字符“H”表示共轭转置，I表示单位矩阵，σ²表示在接收机内产生的噪声功率。该噪声功率理想的是仅包含接收机内产生的噪声，不包含在接收机外所导入的噪声(例如，在传送路径上导入的信号干扰)。但是，实际上，由于噪声功率中也包含在接收机外导入的噪声，所以利用以下所说明的方法，准确地估计噪声功率。在本实施例中，由于发送天线数和接收天线数都为N，所以信道矩阵H和权值矩阵均为N行N列的方阵。在信道矩阵为M行N列的情况下，HH^H成为M行M列的方阵，权值矩阵W成为M行N列的矩阵。在这种情况下，N表示发送天线数，M表示接收天线数。

MMSE均衡部312通过将被变换成频域的接收信号与权值W^H相乘，实质地进行信号分离(t_f＝W^Hr_f)。其中，r_f表示接收信号r被变换成频域后的信号，t_f表示被分离的信号的频域中的信号。分离后的信号被提供给快速傅立叶逆变换部314，并被变换成时域信号，作为按照每个发送天线进行分离的估计发送信号t＝(t1，...，tN)而输出。

图4表示本发明的一个实施例的噪声估计部304的方框图。噪声估计部304具有总接收信号功率测定部402、导频接收功率估计部404、多径干扰生成部406、多径干扰除去部408、总接收信号功率估计部410、减法部412和平均化部414。

总接收信号功率测定部402测定由一个接收天线r_m所接收的信号的总接收功率R_m：

R_m＝E(|r_m(t)|²)

其中，E(·)表示求得括弧内的量的平均值或期望值的处理。m是指定接收天线的参数(1≤m≤M)，在本例中，接收天线数M和发送天线数N相等。总接收信号功率测定部402针对每个个天线求出总接收功率。

导频接收功率估计部404根据由一个接收天线所接收的信号r_m，按照下面的公式求出每条路径的导频信号的接收功率P_nml：

公式1：

$P_{n,m,l}={|\frac{1}{N_c}\underset{t={\mathrm{\τ}}_l}{\overset{N_c-1+{\mathrm{\τ}}_l}{\mathrm{\Σ}}}{r}_m\left(t\right)\·c_n^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_l)|}^2$

其中，n表示指定发送天线的参数。l表示指定所假定的L个路径内的一个路径的参数。τ_l表示第1路径的延迟量。*表示复共轭。Nc表示1帧的码片数，决定进行相关计算的范围的码片数或窗口的大小。c_n(t)是表示与第n个发送天线相关的导频信号的码序列。

多径干扰生成部406求出每条路径的导频信号所包含的多径干扰成分。图5是用于说明发送信号、接收信号和多径干扰成分的关系的示意图。为了简单起见，假设从2个发送天线Tx1和Tx2发送各自的导频信号c1和c2，在多径传输环境下进行传送，并由1个接收天线Rx1所接收。另外，假定了路径1和路径2两条路径。当然可以假定更多的发送、接收天线数和路径数。在这种情况下，在根据接收天线Rx1所接收的信号和导频信号c1之间的相关度所求出的功率中，除了包括与Tx1的路径1相关的功率外，还包括来自Tx1的路径2的多径干扰成分和来自Tx2的路径2的多径干扰成分。如果假定了更多的路径，则生成与路径数相对应的多径干扰成分。当发送天线数增加时，生成与所增加的天线数相对应的多波干扰成分。

影响多径干扰的信号不仅有导频信号，和导频信号一起被发送的数据信号也是干扰的原因。在从发送天线发送信号的情况下，导频信号和数据信号的功率比率被预先设定，例如，可设定成数据信号对导频信号的功率比率为α(参照图6)。因此，如果判明了与导频信号有关的功率，基于此也能判明数据信号的功率。根据以上的考察，图4的多径干扰成分生成部406求出每条路径的多径干扰成分。

多径干扰除去部408根据下面的公式从导频接收功率估计部404所估计出的每条路径的导频信号的接收功率中减去多径干扰成分，求出每条路径的校正后的导频信号的接收功率P′_n，m，l：

公式2

${P^{\′}}_{n,m,l}=P_{n,m,l}-\frac{\underset{n^{\′}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l^{\′},l^{\′}\≠1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(1+\mathrm{\α})P_{n^{\′},m,l^{\′}}}{\mathrm{Nc}}$

(1+α)P_n′ml′表示来自第n′个发送天线的信号内第l′条路径的总功率(导频信号和数据信号的功率)。与l′相关的求和意味着将自身(第1条)以外的所有路径进行加法运算。与n′相关的求和意味着对全部的发送天线进行加法运算。Nc是1帧的码片数，为了求出每码片的多径干扰，1/Nc被导入表示多径干扰成分的项中。

总接收信号功率估计部410通过进一步校正被校正后的每条路径的导频信号的接收功率，来估计第m个接收天线所接收的导频信号的总接收功率。可以通过针对全部的路径和全部的发送天线将上述的校正后的每条路径的导频信号的接收功率P′_nml进行加法运算，概略求出第m个接收天线所接收的导频信号的总接收功率。但是，从高精度化的观点来看，优选进行更进一步的校正。一般，由于通过滚降滤波器(带限滤波器)的原因，各接收天线所接收的信号除了包括主波瓣成分之外，还包括旁波瓣成分。因此，导频信号的接收功率等的量中也包括这种旁波瓣成分，例如被评价为比实际的信号内容大一点。由于滚降滤波器的脉冲响应特性是已知的，所以可以根据其响应特性，对旁波瓣成分进行补偿。滚降滤波器的脉冲响应特性hRC(t)例如如图7所示，如下面的公式所表示：

公式3

$h_{\mathrm{RC}}\left(t\right)=\left(\frac{\sin (\mathrm{\πt}/\mathrm{Tc})}{\mathrm{\πt}/\mathrm{Tc}}\right)\left(\frac{\cos (\mathrm{\π\αt}/\mathrm{Tc})}{1-{(4\mathrm{\αt}/\left(2\mathrm{Tc}\right))}^2}\right)$

其中，该公式中出现的α是滚降因子，在图示的例子中设定为α＝0.22。Tc表示码片周期。一般，可以使1码片周期的范围(|t|≤Tc)与主波瓣(路径的实际信号成分)对应，可以使该范围以外的范围(|t|>Tc)与旁波瓣对应。

图4的总接收信号功率估计部410按照下面的公式，进一步校正每条路径的导频信号的校正后的接收功率P′_nml，估计第m个接收天线所接收的导频信号的总接收功率P_all，m：

公式4

$P_{\mathrm{all},m}=\frac{2}{N_{\mathrm{OS}}}\underset{t=0}{\overset{N_{\mathrm{OS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{c=-W/2}{\overset{W/2}{\mathrm{\Σ}}}{(\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{(1+\mathrm{\α}){P^{\′}}_{n,m,l}}\·e^{\mathrm{j\θ}(n,m,l)}\·h_{\mathrm{RC}}(t+{\mathrm{\τ}}_l-{\mathrm{\τ}}_l+{\mathrm{cN}}_{\mathrm{os}}))}^2$ 此处，N_os是超采样数，在本实施例中N_os＝4。θ(n，m，l)表示与第n个发送天线和第m个接收天线间的第1路径有关的相位旋转量(其中，对功率不起作用)。与旁波瓣成分相关的校正内容主要与关于参数t、c的加法运算相关。通过对所有的路径(参数l)和天线数(参数n)进行加法运算，来估计第m个接收天线所接收的导频信号的总接收功率P_all，m。

减法部412通过从总接收信号功率测定部402所测定的第m个天线所接收的导频信号的总接收功率R_m中减去所估计的总接收功率P_all，m，求出与第m个接收天线所接收的信号有关的噪声功率(码片噪声功率)σm²：

σm²＝R_m-P_all，m

针对每个接收天线进行这样的处理。

平均化部414通过将针对每个接收天线所求出的噪声功率σm²在所有的接收天线上进行平均化，求出接收机的噪声功率σ²。这样所求出的噪声功率中由于除去了多径干扰的影响，所以比以往更准确地进行噪声功率的估计。因此，可以适当地求出图3的权值生成部310中的权值。另外，从进一步高精度化的观点来看，平均化部414可以使用忘却系数a，递归地更新噪声功率。即，可以根据

σk+l²＝α·σk²+(1-α)σk-l²

来更新噪声功率。噪声功率的更新方法不限于利用忘却系数的方法，可以根据任意的递推公式来进行更新。另外，也可以适当调整在接收天线间进行平均化时的加权系数。

[实施例2]

在实施例1中，根据解扩前的接收信号来估计噪声功率σ²。在下面要说明的实施例2中，根据解扩后的接收信号来估计噪声功率σ²。

图8表示本发明的一个实施例的噪声估计部的方框图。噪声估计部具有对应各接收天线而设置的M个噪声功率估计部802-1～M和天线间平均化部804。为了简单起见，图中仅描绘出了2个噪声功率估计部802-1和802-m。由于各个噪声功率估计部具有同样的结构并进行同样的动作，所以对802-1进行说明。

噪声功率估计部802-1具有解扩部806、总噪声功率估计部808、导频接收功率估计部810、多径干扰除去部812和平均化部814。

解扩部806对1个接收天线所接收的信号进行解扩，对于每个发送天线和每条路径输出解扩后的导频信号Z_nml(S)。n是指定发送天线的参数，m是表示接收天线的参数(对于噪声功率估计部802-1，m＝1)，l是指定路径的参数，s是指定码元序号的参数。

总噪声功率估计部808按照下面的公式求出与每条路径的解扩后的导频信号的分散程度成比例的总噪声功率I_nml：

公式5

$I_{n,m,l}=\frac{S}{S-1}(\frac{1}{S}\underset{s=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}{|Z_{n,m,l}\left(S\right)-{Z^{\′}}_{n,m,l}|}^2$

其中，Z′_nml是根据下面的公式计算出的量：

公式6

${Z^{\′}}_{n,m,l}=\frac{1}{S}\underset{s=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{n,m,l}\left(S\right)$

其意味着解扩后的导频信号Z_nml(s)的S个码元上的平均值。表示上述总噪声功率I_nml的公式右边的括弧内是表示解扩后的导频信号I_nml的分散程度的量。因此，总噪声功率I_nml表示包含了接收机内生成的噪声和在传送路径上所导入的干扰之外的其它噪声的功率。

导频功率估计部810根据下面的公式，求出每条路径的导频信号的接收功率P_nml：

公式7

$P_{\mathrm{nml}}={\left|{Z^{\′}}_{n,m,l}\right|}^2-\frac{1}{S}{I}_{n,m,l}$

右边第2项表示平均化后的导频信号的接收功率|Z′_nml|²所包含的干扰成分。利用上述总噪声功率I_nml来评价平均化前的导频信号的接收功率|Z_nml|²的干扰成分。在S个码元上进行平均化后的导频信号的接收功率|Z′_nml|²所包含的干扰成分因该平均化的原因，减少为1/S。因此，在右边第2项导入1/S。通过使用上述的公式，可以准确地求出每条路径的导频信号的接收功率P_nml。

多径干扰除去部812根据下面的公式，从总噪声功率I_nml中除去多径干扰成分，由此来估计噪声功率(码片噪声功率)σ_nml ²。

公式8

${{\mathrm{\σ}}_{n,m,l}}^2=N_{\mathrm{SF}}(I_{n,m,l}-\frac{1}{N_{\mathrm{SF}}}\underset{n^{\′}-1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\underset{l^{\′}\≠l}{l^{\′}=1}}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(1+\mathrm{\α})P_{n^{\′},m,l^{\′}})$

此处，α表示导频信号和数据信号之间的预定的功率比(参照图6)。右边括弧内的(1+α)P_n′ml′表示来自第n′个发送天线的信号内的第l′条路径的总功率(导频信号和数据信号的功率)。与l′相关的求和意味着在自身(第1路径)以外的全部路径上进行加法运算。与n′相关的求和意味着对全部的发送天线进行加法运算。N_SF是导频信号的扩频因子或码片率，例如具有256那样的值。在DS-CDMA方式中，由于要传输的信号的干扰成分被抑制为1/扩频因子，所以在右边括弧内的第2项(表示多径干扰的项)中导入 另外，将右边整体乘以N_SF是为了估计码片噪声功率。

平均化部814在多个发送天线(n)和路径(l)的全体上对噪声功率σ_nml ²进行平均化。另外，平均化部804在多个接收天线(m)全体上对噪声功率进行平均化，最终估计期望的噪声功率σ²。由于在这样所求出的噪声功率中除去了多径干扰的影响，所以比以往更准确地对噪声功率进行估计。因此，可以适当地求出图3的权值生成部310中的权值。另外，从进一步高精度化的观点来看，平均化部814或804可以使用忘却系数a，递归地更新噪声功率。即，可根据：

σk+l²＝α·σk²+(1-α)σk-l²

来更新噪声功率。噪声功率地更新方法不限于利用忘却系数的方法，可以按照任意的递推公式来进行更新。另外，也可以适当地调整在天线间进行平均化时的加权系数。

[实施例3]

图9表示本发明的一个实施例的多段结构的信号检测装置的示意图。在信号检测装置中以具有2维MMSE均衡部902、多径干扰(MPI)副本生成部904和减法部906的块为1个单位，准备了多个这种块，并将这些块串联连接。各个2维MMSE均衡部902具有信道估计部908、码片噪声估计部910、2维MMSE权值计算部912、权值乘法部914。由于可以使2维MMSE902内的这些要素分别与图3的信道估计部302、噪声估计部304、权值生成部310和MMSE均衡部312对应，所以省略进一步的说明。另外，码片噪声估计部910中所使用的噪声估计方法可以是实施例1和实施例2中的任一种方法。

MPI副本生成部904根据信道估计结果和信号分离后的发送信号，再生多路径成分。例如，再生作为对象的路径以外的全部路径的信号成分(图5的例子中是相当于路径2的信号成分)。再生后的信号成分被称为MPI副本。减法部906从接收信号中减去MPI副本。在减法运算后的信号中，作为对象的路径所占的比例变大。因此，如果根据该减法运算后的信号再次进行信道估计和信号分离，则提高了估计精度和分离精度。以下同样，根据前段的减法运算后的信号，来估计信道，进行信号分离，生成MPI副本，从接收信号中减去MPI副本，将其提供给后段的信道估计部。由此，可大大提高信道估计精度和信号分离精度。

Claims (10)

1.一种噪声功率估计装置，其特征在于，具有：

计算接收信号和导频信号之间的相关度，从而求出每条路径的导频信号的接收功率的单元；

利用导频信号和数据信号之间的预定功率比率，从导频信号的接收功率中除去多径干扰成分，从而求出导频信号的校正后的接收功率的单元；

根据该校正后的接收功率和所述的预定功率比率，估计接收信号中包含的导频信号和数据信号的总估计功率的单元；以及

从接收信号的总功率中减去所述总估计功率，从而求出噪声功率的单元。

2.根据权利要求1所述的噪声功率估计装置，其特征在于，根据每条路径的校正后的接收功率、所述的预定功率比率和滚降滤波器的脉冲响应来求出所述总估计功率。

3.一种噪声功率估计装置，其特征在于，具有：

求出与解扩后的导频信号的分散程度成比例的总噪声功率的单元；

从解扩后的导频信号的平均功率中减去与所述总噪声功率成比例的量，从而求出每条路径的导频信号的接收功率的单元；

根据每条路径的导频信号的接收功率、以及导频信号和数据信号之间的预定功率比率，求出多径干扰成分的单元；以及

从总噪声功率中减去所述多径干扰成分从而求出噪声功率的单元。

4.根据权利要求1所述的噪声功率估计装置，其特征在于，利用包含忘却系数的递推公式来递归地更新噪声功率。

5.根据权利要求1所述的噪声功率估计装置，其特征在于，通过对于多条路径累计导频信号的接收功率与包含所述预定功率比率的常数的乘积，从而求出所述多径干扰成分。

6.根据权利要求5所述的噪声功率估计装置，其特征在于，通过对于多条路径和对于多个发送天线累计导频信号的接收功率与包含所述预定功率比率的常数的乘积，从而求出所述多径干扰成分。

7.一种采用MMSE方式的信号检测装置，其中将从多个发送天线发送并由一个或多个接收天线接收的接收信号乘以接收权值，从而将接收信号分离成各个发送天线的信号，其特征在于，

该信号检测装置包括噪声功率估计装置，该信号检测装置利用由该噪声功率估计装置估计出的噪声功率来计算所述接收权值，该噪声功率估计装置具有：

计算接收信号和导频信号之间的相关度从而求出每条路径的导频信号的接收功率的单元；

利用导频信号和数据信号之间的预定功率比率，从导频信号的接收功率中除去多径干扰成分，从而求出导频信号的校正后的接收功率的单元；

根据该校正后的接收功率和所述的预定功率比率，估计接收信号中包含的导频信号和数据信号的总估计功率的单元；以及

从接收信号的总功率中减去总估计功率，从而求出噪声功率的单元。

8.一种采用MMSE方式的信号检测装置，其中将从多个发送天线发送并由一个或多个接收天线接收的接收信号乘以接收权值，从而将接收信号分离成各个发送天线的信号，其特征在于，

该信号检测装置包括噪声功率估计装置，该信号检测装置利用由该噪声功率估计装置估计出的噪声功率来计算所述接收权值，该噪声功率估计装置具有：

求出与解扩后的导频信号的分散程度成比例的总噪声功率的单元；

从解扩后的导频信号的平均功率中减去与所述总噪声功率成比例的量，从而求出每条路径的导频信号的接收功率的单元；

根据每条路径的导频信号的接收功率、以及导频信号和数据信号之间的预定功率比率，求出多径干扰成分的单元；以及

从总噪声功率中减去多径干扰成分从而求出噪声功率的单元。

9.一种噪声功率估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

计算接收信号和导频信号之间的相关度从而求出每条路径的导频信号的接收功率；

利用导频信号和数据信号之间的预定功率比率，从导频信号的接收功率中除去多径干扰成分，从而求出导频信号的校正后的接收功率；

根据校正后的接收功率和所述的预定功率比率，估计接收信号中包含的导频信号和数据信号的总估计功率；以及

从接收信号的总功率中减去所述总估计功率，从而求出噪声功率。

10.一种噪声功率估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

求出与解扩后的导频信号的分散程度成比例的总噪声功率；

从解扩后的导频信号的平均功率中减去与所述总噪声功率成比例的量，从而求出每条路径的导频信号的接收功率；

根据每条路径的导频信号的接收功率、以及导频信号和数据信号之间的预定功率比率，求出多径干扰成分；以及

从所述总噪声功率中减去该多径干扰成分，从而求出噪声功率。

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