CN1610285A - Ofdm***中信道估计的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提出OFDM***中信道估计的方法，其特征在于，用现有算法得到导频子载波上的信道估计值序列Hp1；在Hp1中***NumPilotVSC个0，得到序列Hp2；对Hp2进行IFFT变换，得到CIR1；对CIR1的特定部分进行左半窗处理，得到CIR2；在CIR2中特定位置处进行插0，得到CIR3；对CIR3进行FFT变换，得到CFR1；对CFR1进行循环右移，获得OFDM***中所有子载波的信道估计值CFR2。另一方法按前述方法得到序列Hp2，再对Hp2进行FFT变换，得到CIR1；对CIR1的特定部分进行右半窗处理，得到CIR2；在CIR2中特定位置处进行插0，得到CIR3；对CIR3进行IFFT变换，并将IFFT变换结果乘以频域中的导频间隔，得到CFR1；最后按前述方法得到CFR2。本发明较大改善了OFDM***的信道估计性能，且不会增加复杂性，具有很高的实用价值。
Description
技术领域
本发明涉及采用梳状导频符号的OFDM***中的信道估计的方法。
背景技术
OFDM技术具有高频谱效率、抗多径效应等优点，因此在未来的无线通信中它将是一个非常有前途的技术。采用QAM调制方式的OFDM***具有较高的数据率和频谱效率，但同时必须采用相干解调技术以实现OFDM信号的接收，这就需要对无线信道进行参数估计和跟踪。
一般来说，导频辅助的OFDM***有两种类型的导频模式，就是块状导频模式和梳状导频模式。对于块状导频模式，导频子载波在时域以一定的周期***到所有的OFDM的子载波中。这种类型的导频模式适用于缓慢变化的无线信道环境中，如HIPERLAN/2***。对于梳状导频模式，导频子载波以一定的间隔***到各个OFDM符号的子载波中。这种类型的导频模式适用于快速变化的无线信道环境中。这两种类型的导频模式如图1(a)、图1(b)所示。
梳状导频信道估计由导频子载波信道估计算法和信道插值的算法构成。一般来说，现在在梳状导频类型的信道估计装置中，有几种可以完成信道插值的方法。这些方法是：线性插值法，二阶插值法，低通滤波插值法，样条插值法和传统的时域插值法，见参考文献1(“OFDM***中基于导频排列的信道估计技术”，Sinem Coleri，Mustafa Ergen，关于广播通信的IEEE会报，2002年9月第48卷3号，Sinem Coleri，Mustafa Ergen，“Channel Estimation Techniques Basedon Pilot Arrangement in OFDM Systems”，IEEE Transactions On Broadcasting，Vol.48，No.3，September，2002)。
在参考文献1中提到的时域插值算法是传统的时域插值算法，对于传统的时域插值算法，在用了如LS，LMMSE，MMSE等算法获得导频子载波的信道估计后，用IDFT变换(离散傅立叶反变换)将导频子载波信道估计转换到时域中，得到类似于信道脉冲响应(CIR)的时域信号。在该信号后填入一定数量的0后，再进行DFT转换到频域，同时就完成了插值。
参考文献2(“基于导频信号和变换域处理的移动通信***的新的用于OFDM的信道估计方法”，Yuping Zhao，Aiping Huang，IEEE VTC’97，1997，pp.2089-2094；Yuping Zhao，AipingHuang，“A Novel Channel Estimation Method for OFDM Mobile Communication Systems Based onPilot Signals and Transform-Domain Processing”，IEEE VTC’97，1997，pp.2089-2094.)提到了传统的信道估计的变换域插值算法，对于传统的信道估计的变换域插值方法，在通过如LS，LMMSE，MMSE等算法获得导频子载波的信道估计后，再用DFT变换将导频子载波信道估计转换到变换域(或称为频域的频域)，获得变换域的信号。将零***到转换后的信号中间位置后，再进行IDFT变换，转换回频域，同时就完成了插值过程。
我们知道，当OFDM***设计的时候，OFDM***中循环前缀(CP)的长度应该比OFDM***应用的多径无线信道的最大延迟大。传统的变换域信道估计在最大延迟和OFDM***的CP相比相对较小的多径信道模型中性能较好(比如说最大延迟比CP的一半还小的情况)，但是，对于那些最大延迟和CP相比相对较大的多径信道模型(比如说，最大延迟比CP长度小，但是接近CP长度)，传统的变换域信道估计的性能会大大降低。
由于受虚拟子载波的影响，传统时域信道估计方法的性能不能满足OFDM信道估计的要求。
发明内容
本发明提出的OFDM***中的信道估计方法，在提高性能的同时，并没有额外增加复杂度。
一种OFDM***中信道估计的方法，所述OFDM***中FFT/IFFT的长度(NFFT)除以导频间隔(PilotInterval)等于非负导频子载波的个数(NumNonnegaPilot)、虚拟子载波中的导频位置的个数(NumPilotVSC)及负导频子载波的个数(NumNegaPilot)之和，所述方法包含：
a)利用现有的算法得到导频子载波上的信道估计值序列Hp1，Hp1包含非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值；
b)在信道估计值序列Hp1中的非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值之间***NumPilotVSC个0，得到序列Hp2；
c)对序列Hp2进行长度为NFFT/PilotInterval的IFFT变换，把Hp2转换到时域，得到序列CIR1；
d)对步骤c)中得到的序列CIR1的特定部分进行左半窗处理，得到序列CIR2；
e)在序列CIR2中的特定位置处进行插0，得到序列CIR3，插0的个数使得序列CIR3中元素的个数是NFFT；
f)对序列CIR3进行长度为NFFT的FFT变换，把CIR3转换到频域，得到序列CFR1；
g)对序列CFR1进行循环右移，获得OFDM***中所有子载波的信道估计值CFR2。
所述步骤a)中，现有的算法是LS算法、LMMSE算法或者MMSE算法，信道估计值序列Hp1中元素的个数是NFFT/PilotInterval-NumPilotVSC。
所述步骤b)中，序列Hp2中元素的个数是NFFT/PilotInterval。
所述步骤g)中，是对序列CFR1进行循环右移InitPilot(第一个非负导频子载波的子载波位置序号)位。
所述步骤d)中，序列CIR1的特定部分是通过以下步骤得到的：
d1)如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)未知，则加窗的长度设定为NFFT/PilotInterval-OFDM***中循环前缀的长度(CPLENGTH)，也就是对序列CIR1中的第CPLENGTH+1个元素开始到最后一个元素进行加窗；
d2)如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)已知，则加窗的长度设定为NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)，也就是对序列CIR1中的第min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素开始到最后一个元素进行加窗，其中函数min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)表示取两者中较小的那个数，参数GUARDLENGTH表示与信道的最大延迟有关的保护边界的长度，该参数可通过仿真或根据经验得到。
所述步骤d)中，所述左半窗可采用高斯窗、汉明窗、汉宁窗或矩形窗的左半窗。
所述步骤e)中，序列CIR2的特定位置是通过以下步骤得到的：
e1)如果MAXDELAY未知，则在序列CIR2中第CPLENGTH个元素之后***0；
e2)如果MAXDELAY已知，则在序列CIR2中第min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)个元素之后***0。
一种OFDM***中信道估计的方法，所述OFDM***中FFT/IFFT的长度(NFFT)除以导频间隔(PilotInterval)等于非负导频子载波的个数(NumNonnegaPilot)、虚拟子载波中的导频位置的个数(NumPilotVSC)及负导频子载波的个数(NumNegaPilot)之和，所述方法包含：
a)利用现有的算法得到导频子载波上的信道估计值序列Hp1，Hp1包含负导频子载波的信道估计值和非负导频子载波的信道估计值；
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c)对序列Hp2进行长度为NFFT/PilotInterval的FFT变换，把Hp2转换到变换域，得到序列CIR1；
d)对步骤c)中得到的序列CIR1的特定部分进行右半窗处理，得到序列CIR2；
e)在CIR2中的特定位置处进行插0，得到序列CIR3，插0的个数使得序列CIR3中元素的个数是NFFT；
f)对序列CIR3进行长度为NFFT的IFFT变换，把CIR3转换到频域，并将IFFT变换的结果乘以频域中的导频间隔(PilotInterval)，得到序列CFR1；
g)对序列CFR1进行循环右移，获得OFDM***中所有子载波的信道估计值CFR2。
所述步骤a)中，现有的算法是LS算法、LMMSE算法或者MMSE算法，信道估计值序列Hp1中元素的个数是NFFT/PilotInterval-NumPilotVSC。
所述步骤b)中，序列Hp2中元素的个数是NFFT/PilotInterval。
所述步骤g)中，是对序列CFR1进行循环右移InitPilot(第一个非负导频子载波的子载波位置序号)位。
所述步骤d)中，序列CIR1的特定部分是通过以下步骤得到的：
d1)如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)未知，则加窗的长度设定为NFFT/PilotInterval-OFDM***中循环前缀的长度(CPLENGTH)，也就是对序列CIR1中的第二个元素开始到第NFFT/PilotInterval-CPLENGTH+1个元素部分进行加窗；
d2)如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)已知，则加窗的长度设定为NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)，也就是对序列CIR1中的第二个元素开始到第NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素部分进行加窗，其中函数min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)表示取两者中较小的那个数，参数GUARDLENGTH表示与信道的最大延迟有关的保护边界的长度，该参数可通过仿真或根据经验得到。
所述步骤d)中，所述右半窗可采用高斯窗、汉明窗、汉宁窗或矩形窗的右半窗。
所述步骤e)中，序列CIR2的特定位置是通过以下步骤得到的：
e1)如果MAXDELAY未知，则从序列CIR2中第NFFT/PilotInterval-CPLENGTH+1个元素之后***0；
e2)如果MAXDELAY已知，则从序列CIR2中第NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素之后***0。
本发明改进了传统的OFDM***中信道估计的方法，在提高性能的同时，没有增加其复杂性。
附图说明
图1(a)是导频辅助的OFDM***中的块状导频模式示意图；
图1(b)是导频辅助的OFDM***中的梳状导频模式示意图；
图2是本发明实施例中使用的汉宁窗的左半窗示意图；
图3是本发明实施例的操作流程的示意图；
图4是采用传统方法的信道估计值和采用本发明实施例的信道估计值的最小均方误差的比较示意图；
图5是采用传统方法的信道估计值和采用本发明实施例的信道估计值的误比特率的比较示意图；
图6是本发明另一实施例使用的汉宁窗的右半窗示意图；
图7是本发明另一实施例的操作流程的示意图；
图8是采用传统方法的信道估计值和采用本发明另一实施例的信道估计值的最小均方误差的比较示意图；
图9是采用传统方法的信道估计值和采用本发明另一实施例的信道估计值的误比特率的比较示意图；
图10是采用传统方法的信道估计值和采用本发明另一实施例的信道估计值的最小均方误差的比较示意图；
图11是采用传统方法的信道估计值和采用本发明另一实施例的信道估计值的误比特率的比较示意图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例，对本发明作具体介绍：
本发明提供了一种OFDM***中信道估计的方法，该方法是传统时域信道估计器的改进，该OFDM***中FFT/IFFT的长度(NFFT)除以导频间隔(PilotInterval)等于非负导频子载波的个数(NumNonnegaPilot)、虚拟子载波中的导频位置的个数(NumPilotVSC)及负导频子载波的个数(NumNegaPilot)之和，该实施例的操作流程的示意图如图3所示，下面结合图3详细说明该实施例中各步骤的处理过程：
步骤310中，利用现有的算法得到导频子载波上的信道估计值序列Hp1，Hp1包含非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值。这里，可采用现有的信道估计算法如LS算法、LMMSE算法或者MMSE算法，得到导频子载波上的信道估计值序列
步骤320中，在信道估计值序列Hp1中的非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值之间***NumPilotVSC个0，得到序列Hp2；这里，在非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值之间***NumPilotVSC个0，将Hp1扩展到NFFT/PilotInterval的长度，得到序列Hp2，即序列Hp2中元素的个数是NFFT/PilotInterval，结果表示成
步骤330中，对序列Hp2进行长度为NFFT/PilotInterval的IFFT变换，把Hp2转换到时域得到序列CIR1，CIR1可表示成CIR1＝[C0C1C2...CNFFT/PilotInterval-2CNFFT/PilotInterval-1]。
步骤340中，判断多径信道的最大延迟(MAXDELAY)是否已知：
如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)未知，则执行步骤342，对序列CIR1中的第CPLENGTH+1个元素开始到最后一个元素进行加窗，也就是加窗的长度设定为NFFT/PilotInterval-OFDM***中循环前缀的长度(CPLENGTH)，加窗部分为 得到序列CIR2。
然后执行步骤352，在序列CIR2中第CPLENGTH个元素之后***0，也就是在第CPLENGTH个元素和第CPLENGTH+1个元素之间***0，得到序列CIR3。
如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)已知，则执行步骤341，对序列CIR1中的第min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素开始到最后一个元素进行加窗，也就是加窗的长度设定为NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)，加窗部分为
得到序列CIR2，其中函数min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)表示取两者中较小的那个数，参数GUARDLENGTH表示与信道的最大延迟有关的保护边界的长度，该参数可通过仿真或根据经验得到，例如可以设成0.1*MAXDELAY。
然后执行步骤351，在序列CIR2中第min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)个元素之后***0，也就是在第min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)个元素和第min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素之间***0，得到序列CIR3。
图中，X表示min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)。
这里，左半窗可以根据仿真得到的信道估计的性能，选用高斯窗、汉明窗、汉宁窗或者矩形窗的左半窗，但不限于这几类窗。例如可以采用图2所示的汉宁窗的左半窗，图2中的横坐标表示采样点，纵坐标表示幅度。通过步骤341或者342可以抑制时域信号的噪声影响。
在序列CIR2的特定位置***0后，将序列CIR2的长度扩展到NFFT，得到序列CIR3，该序列CIR3中元素的个数是NFFT，可以表示成CIR3＝[W0W1W2.....WInsertingPosition-1000.....000WInsertingPosition.....WNFFT/PilotInterval-1]，其中InsertPosition表示***位置的下标。通过步骤351或者352可以消除虚拟子载波在信道估计中的影响。
步骤360中，对序列CIR3进行长度为NFFT的FFT变换，把CIR3转换到频域，得到序列CFR1，序列CFR1可以表示成CFR1＝[F0F1F2…FNFFT-2FNFFT-1]。
步骤370中，对序列CFR1进行循环右移，获得OFDM***中所有子载波的信道估计值CFR2。这里，是对序列CFR1进行循环右移InitPilot(第一个非负导频子载波的子载波位置序号)位，把信道估计的结果映射到正确的子载波上，得到序列CFR2，表示为CFR2＝[FNFFT-InitPilotFNFFT-InitPilot+1…FNFFT-1F0F1…FNFFT-InitPilot-2FNFFT-InitPilo-1]，CFR2是OFDM***中所有子载波的信道估计的最后结果。
下面通过仿真例说明本发明的效果。
在本例中，仿真参数如下：
NFFT＝2048，PilotInterval＝8，虚拟子载波的个数127，InitPilot＝2，CPLENTH＝210，采样频率是20.592MHz，载波频率是3.2GHz，多径信道模型是COST207信道模型，移动速度是60kmph，调制方法16QAM，无信道编码。其中COST207信道模型的抽头延迟线(TDL)参数见表1。
| TapNo. | 相对延迟(nsec) | 平均功率(dB) | 多普勒频谱 |
| 1 | 0 | 0.0 | 典型 |
| 2 | 2000 | -6.0 | 典型 |
| 3 | 4000 | -12.0 | 典型 |
| 4 | 6000 | -18.0 | 典型 |
| 5 | 8000 | -24.0 | 典型 |
| 6 | 10000 | -30.0 | 典型 |
表1
在仿真中，假设多径信道的MAXDELAY未知。图4是对上述仿真例采用传统方法的信道估计值和采用本发明信道估计方法的信道估计值的最小均方误差的比较示意图，其中带有“△”符号的曲线代表上述仿真例采用本发明信道估计方法的信道估计值的最小均方误差，带有“○”符号的曲线代表上述仿真例采用传统方法的信道估计值的最小均方误差。图5是对上述仿真例采用传统方法的信道估计值和采用本发明信道估计方法的信道估计值的误比特率的比较示意图，其中带有“△”符号的曲线代表上述仿真例采用本发明信道估计方法的信道估计值的误比特率，带有“○”符号的曲线代表上述仿真例采用传统方法的信道估计值的误比特率。由图4和图5可以看出，本发明的信道估计值的最小均方误差和误比特率，与现有技术相比大大降低，信道估计的性能大大提高。
本发明还提供另一种OFDM***中信道估计的方法，该方法是传统的变换域信道估计算法的改进，所述OFDM***中FFT/IFFT的长度(NFFT)除以导频间隔(PilotInterval)等于非负导频子载波的个数(NumNonnegaPilot)、虚拟子载波中的导频位置的个数(NumPilotVSC)及负导频子载波的个数(NumNegaPilot)之和，该实施例的操作流程的示意图如图7所示，下面结合图7详细说明该实施例中各步骤的处理过程：
步骤710中，利用现有的算法得到导频子载波上的信道估计值序列Hp1，Hp1包含负导频子载波的信道估计值和非负导频子载波的信道估计值。这里，现有的算法是LS算法、LMMSE算法或者MMSE算法，得到导频子载波上的信道估计值序列 其中mi＝InitPilot+i·PilotInterval和ni＝InitPilot-(i+1)·PilotInterval分别表示非负导频子载波和负导频子载波的下标，i可以取0，1，2....，InitPilot表示第一个非负导频子载波的子载波序号，例如可以是2，PilotInterval表示频域中的导频间隔，例如可以是8。信道估计值序列Hp1中元素的个数是NFFT/频域中的导频间隔(PilotInterval)-NumPilotVSC。
步骤720中，在信道估计值序列Hp1中的非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值之间***NumPilotVSC个0，得到序列Hp2；这里，在非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值之间***NumPilotVSC个0，将Hp1扩展到NFFT/PilotInterval的长度，得到序列Hp2，即序列Hp2中元素的个数是NFFT/PilotInterval，结果可以表示成
步骤730中，对序列Hp2进行长度为NFFT/PilotInterval的FFT变换，把Hp2转换到变换域，得到序列CIR1，CIR1可以表示成CIR1＝[C0C1C2...CNFFT/PilotInterval-2 CNFFT/PilotInterval-1]。
步骤740中，判断多径信道的最大延迟(MAXDELAY)是否已知：
如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)未知，则执行步骤742，对序列CIR1中的第二个元素开始到第NFFT/PilotInterval-CPLENGTH+1个元素部分进行加窗，也就是加窗的长度为NFFT/PilotInterval-OFDM***中循环前缀的长度(CPLENGTH)，对CIR1中加窗的部分为
然后执行步骤752，从序列CIR2中第NFFT/PilotInterval-CPLENGTH+1个元素之后***0，也就是在第NFFT/PilotInterval-CPLENGTH+1个元素和第NFFT/PilotInterval-CPLENGTH+2个元素之间***0，得到序列CIR3。
如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)已知，则执行步骤741，对序列CIR1中的第二个元素开始到第NFFT/PILOTINTERVAL-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素部分进行加窗，也就是加窗的长度为NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)，对序列CIR1中的第二个元素开始到第NFFT/PILOTINTERVAL-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素部分进行加窗，对CIR1中加窗的部分为 其中函数min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)表示取两者中较小的那个数，参数GUARDLENGTH表示与信道的最大延迟有关的保护边界的长度，该参数可通过仿真或根据经验得到，例如可以设成0.1*MAXDELAY。注意，这里加窗部分的第一个元素是C1，而不是C0。
然后执行步骤751，从序列CIR2中第NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素之后***0，也就是在第NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素和第NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+2个元素之间***0，得到序列CIR3。
图中，X表示NFFT/PilotInterval-CPLENGTH+1，Y表示NFFT/PILOTINTERVAL-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1。
这里，右半窗可以根据仿真得到的信道估计的性能，选用高斯窗、汉明窗、汉宁窗或者矩形窗的右半窗，但不限于这几类窗。例如可以采用图6所示的汉宁窗的右半窗，图6中的横坐标表示采样点，纵坐标表示幅度。通过步骤741或者742可以抑制变换域信号的噪声影响。
这里，在序列CIR2的特定位置***0，将序列CIR2的长度扩展到NFFT，得到序列CIR3，该序列CIR3中元素的个数是NFFT，可以表示成CIR3＝[W0W1W2.....WInsertingPosition-1000.....000WInsertingPosition.....WNFFT/PilotInterval-1]，其中InsertPosition表示***位置的下标。
通过步骤751或者752可以消除最大延迟和CP长度相比较大的多径信道中性能降低的情况。
步骤760中，对序列CIR3进行长度为NFFT的IFFT变换，把CIR3转换到频域，并将IFFT变换的结果乘以频域中的导频间隔(PilotInterval)，得到序列CFR1，表示为CFR1＝[F0F1F2…FNFFT-2FNFFT-1]。
步骤770中，对序列CFR1进行循环右移，获得OFDM***中所有子载波的信道估计值CFR2。这里，是对序列CFR1进行循环右移InitPilot(第一个非负导频子载波位置序号)位，把信道估计的结果映射到正确到子载波上，得到序列CFR2，可以表示为CFR2＝[FNFFT-InitPilotFNFFT-InitPilot+1…FNFFT-1F0F1…FNFFT-InitPilot-2FNFFT-InitPilot-1]，CFR2就是OFDM***中所有子载波的道估计值。
下面通过仿真例说明本发明的效果。
在该实施例中，仿真参数如下：
NFFT＝2048，PilotInterval＝8，虚拟子载波的个数127，InitPilot＝2，CPLENTH＝210，采样频率是20.592MHz，载波频率是3.2GHz，多径信道模型是COST207信道模型，移动速度是60kmph，调制方法16QAM，无信道编码。其中COST207信道模型的抽头延迟线(TDL)参数见表1。
在仿真中，假设多径信道的MAXDELAY未知。图8是对上述仿真例采用传统方法的信道估计值和采用本发明所述信道估计方法的信道估计值的最小均方误差的比较示意图，其中带有“△”符号的曲线代表上述仿真例采用本发明信道估计方法的信道估计值的最小均方误差，带有“○”符号的曲线代表上述仿真例采用传统方法的信道估计值的最小均方误差。图9是对上述仿真例采用传统方法的信道估计值和采用本发明所述信道估计方法的信道估计值的误比特率的比较示意图，其中带有“△”符号的曲线代表上述仿真例采用本发明信道估计方法的信道估计值的误比特率，带有“○”符号的曲线代表上述仿真例采用传统方法的信道估计值的误比特率。由图8和图9可以看出，对COST207信道，本发明的信道估计值的最小均方误差和误比特率，与现有技术相比大大降低，信道估计的性能大大提高。
对于使用的COST207信道，最大延迟为10μs，CP长度为10.198μs，因此最大延迟比较接近CP的长度。我们可以得出结论，本发明的信道估计和传统的信道估计相比，在最大延迟比较接近CP长度的多径信道模型条件下，可大大提高***的性能。
在本例中，另一仿真例的仿真参数如下：
NFFT＝2048，PilotInterval＝8，虚拟子载波的个数127，InitPilot＝2，CPLENTH＝210，采样频率是20.592MHz，载波频率是3.2GHz，多径信道模型是UMTS车载A的信道模型，移动速度是60kmph，调制方法16QAM，无信道编码。其中UMTS车载A的信道模型的TDL参数见表2。
| 抽头序号 | 相对延迟(nsec) | 平均功率(dB) | 多普勒频谱 |
| 1 | 0 | 0.0 | 典型 |
| 2 | 310 | -1.0 | 典型 |
| 3 | 710 | -9.0 | 典型 |
| 4 | 1090 | -10.0 | 典型 |
| 5 | 1730 | -15.0 | 典型 |
| 6 | 2510 | -20.0 | 典型 |
表2
假设多径的MAXDELAY是已知的，GUARDLENGTH参数值设定为0.2*MAXDELAY。参见图10和图11，图10是对上述仿真例采用传统方法的信道估计值和采用本发明信道估计方法的信道估计值的最小均方误差的比较示意图，其中带有“△”符号的曲线代表上述仿真例采用本发明信道估计方法的信道估计值的最小均方误差，带有“○”符号的曲线代表上述仿真例采用传统方法的信道估计值的最小均方误差。图11是对上述仿真例采用传统方法的信道估计值和采用本发明信道估计方法的信道估计值的误比特率的比较示意图，其中带有“△”符号的曲线代表上述仿真例采用本发明信道估计方法的信道估计值的误比特率，带有“○”符号的曲线代表上述仿真例采用传统方法的信道估计值的误比特率。从图10和11中看出，对于那些最大延迟和CP长度相比相对较小的多径信道，本发明的信道估计值的最小均方误差和误比特率，与现有技术相比明显降低，信道估计的性能也明显有所提高。
总之，与现有技术相比，本发明较大的改善了OFDM***的信道估计性能，且不会增加复杂性。因此，具有很高的实用价值。
以上所述实施例只是本发明的两个实施例，且不局限于此，在不超出本发明的精神范围的情况，所做的种种变化实施，都属于本发明的范围。
Claims (10)
1.一种OFDM***中信道估计的方法，所述OFDM***中FFT/IFFT的长度(NFFT)除以导频间隔(PilotInterval)等于非负导频子载波的个数(NumNonnegaPilot)、虚拟子载波中的导频位置的个数(NumPilotVSC)及负导频子载波的个数(NumNegaPilot)之和，其特征在于，所述方法包含：
a)利用现有的算法得到导频子载波上的信道估计值序列Hp1，Hp1包含非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值；
b)在信道估计值序列Hp1中的非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值之间***NumPilotVSC个0，得到序列Hp2；
c)对序列Hp2进行长度为NFFT/PilotInterval的IFFT变换，把Hp2转换到时域，得到序列CIR1；
d)对步骤c)中得到的序列CIR1的特定部分进行左半窗处理，得到序列CIR2；
e)在序列CIR2中的特定位置处进行插0，得到序列CIR3，插0的个数使得序列CIR3中元素的个数是NFFT；
f)对序列CIR3进行长度为NFFT的FFT变换，把CIR3转换到频域，得到序列CFR1；
g)对序列CFR1进行循环右移，获得OFDM***中所有子载波的信道估计值CFR2。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤a)中，现有的算法是LS算法、LMMSE算法或者MMSE算法，信道估计值序列Hp1中元素的个数是NFFT/PilotInterval-NumPilotVSC；
所述步骤b)中，序列Hp2中元素的个数是NFFT/PilotInterval；
所述步骤f)中，是对序列CFR1进行循环右移InitPilot(第一个非负导频子载波的子载波位置序号)位。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤d)中，序列CIR1的特定部分是通过以下步骤得到的：
d1)如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)未知，则加窗的长度设定为NFFT/PilotInterval-OFDM***中循环前缀的长度(CPLENGTH)，也就是对序列CIR1中的第CPLENGTH+1个元素开始到最后一个元素进行加窗；
d2)如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)已知，则加窗的长度设定为NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)，也就是对序列CIR1中的第min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素开始到最后一个元素进行加窗，其中函数min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)表示取两者中较小的那个数，参数GUARDLENGTH表示与信道的最大延迟有关的保护边界的长度，该参数可通过仿真或根据经验得到。
4.如权利要求1或3所述的方法，其特征在于，所述步骤d)中，所述左半窗可采用高斯窗、汉明窗、汉宁窗或矩形窗的左半窗。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤e)中，序列CIR2的特定位置是通过以下步骤得到的：
e1)如果MAXDELAY未知，则在序列CIR2中第CPLENGTH个元素之后***0；
e2)如果MAXDELAY已知，则在序列CIR2中第min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)个元素之后***0。
6.一种OFDM***中信道估计的方法，所述OFDM***中FFT/IFFT的长度(NFFT)除以导频间隔(PilotInterval)等于非负导频子载波的个数(NumNonnegaPilot)、虚拟子载波中的导频位置的个数(NumPilotVSC)及负导频子载波的个数(NumNegaPilot)之和，其特征在于，所述方法包含：
a)利用现有的算法得到导频子载波上的信道估计值序列Hp1，Hp1包含负导频子载波的信道估计值和非负导频子载波的信道估计值；
b)在信道估计值序列Hp1中的非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值之间***NumPilotVSC个0，得到序列Hp2；
c)对序列HP2进行长度为NFFT/PilotInterval的FFT变换，把HP2转换到变换域，得到序列CIR1；
d)对步骤c)中得到的序列CIR1的特定部分进行右半窗处理，得到序列CIR2；
e)在CIR2中的特定位置处进行插0，得到序列CIR3，插0的个数使得序列CIR3中元素的个数是NFFT；
f)对序列CIR3进行长度为NFFT的IFFT变换，把CIR3转换到频域，并将IFFT变换的结果乘以频域中的导频间隔(PilotInterval)，得到序列CFR1；
g)对序列CFR1进行循环右移，获得OFDM***中所有子载波的信道估计值CFR2。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述步骤a)中，现有的算法是LS算法、LMMSE算法或者MMSE算法，信道估计值序列Hp1中元素的个数是NFFT/PilotInterval-NumPilotVSC；
所述步骤b)中，序列Hp2中元素的个数是NFFT/PilotInterval；
所述步骤g)中，是对序列CFR1进行循环右移InitPilot(第一个非负导频子载波的子载波位置序号)位。
8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述步骤d)中，序列CIR1的特定部分是通过以下步骤得到的：
d1)如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)未知，则加窗的长度设定为NFFT/PilotInterval-OFDM***中循环前缀的长度(CPLENGTH)，也就是对序列CIR1中的第二个元素开始到第NFFT/PilotInterval-CPLENGTH+1个元素部分进行加窗；
d2)如果多径信道的最大延迟(MAXDELAY)已知，则加窗的长度设定为NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)，也就是对序列CIR1中的第二个元素开始到第NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素部分进行加窗，其中函数min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)表示取两者中较小的那个数，参数GUARDLENGTH表示与信道的最大延迟有关的保护边界的长度，该参数可通过仿真或根据经验得到。
9.如权利要求6或8所述的方法，其特征在于，所述步骤d)中，所述右半窗可采用高斯窗、汉明窗、汉宁窗或矩形窗的右半窗。
10.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述步骤e)中，序列CIR2的特定位置是通过以下步骤得到的：
e1)如果MAXDELAY未知，则从序列CIR2中第NFFT/PilotInterval-CPLENGTH+1个元素之后***0；
e2)如果MAXDELAY已知，则从序列CIR2中第NFFT/PilotInterval-min(MAXDELAY+GUARDLENGTH，CPLENGTH)+1个元素之后***0。
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| WO2009030157A1 (fr) * | 2007-09-03 | 2009-03-12 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Procédé, système et dispositif de transmission de signal et d'estimation de canal |
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2003
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