CN1581737A - 用于多信道缓和pmd/pdl/pdg的***和方法 - Google Patents

Abstract

用于多信道PMD/PDL/PDG缓和的***和方法，该***包括偏振加扰器，适于在***使用的前向纠错的每个突发纠错周期期间改变通过***传播的光信号的偏振状态，以便有效地改变信号经受的偏振模色散。

Description

用于多信道缓和PMD/ PDL/PDG的***和方法

相关专利申请的交叉参考

这是2003年7月31日提交的、题目为“System And Method ForMulti-channel Mitigation of PMD/PDL/PDG)”的美国专利申请的部分连续的专利申请，该专利申请在此引入以供参考。

技术领域

本发明涉及光通信，更具体地，涉及在光通信***中用于缓和由于偏振模色散(PMD)、与偏振有关的损耗(PDL)、和与偏振有关的增益(PDG)所导致的恶化的***和方法。

背景技术

偏振模色散(PMD)是当光波行进在光介质，诸如光纤和光放大器时发生的普遍的现象。在光纤中由于由光纤芯与完美的圆柱形状的偏差、非对称应力或张力、和/或作用在光纤上的随机的外力引起的小的双折射的结果，发生PMD。PMD造成相应于传输链路的两个偏振主要状态(PSP)的光信号的两个正交偏振分量，它们以不同的速度和以不同的群时延(DGD)到达接收机。结果，光信号的波形可能大大地失真，导致接收机中更经常的错误。

PMD是取决于波长的，在给定时间由光学元件(例如，光纤)告知的PMD的量或水平通常对于相应于不同的信号波长或频率的不同的波分复用(WDM)信道而变化。

与偏振有关的损耗(PDL)是光纤传输中另一个普遍的现象。诸如光的加上/取下模块(OADM)那样的光学元件往往有PDL，它根据相对于PDL元件的PSP的相对偏振状态衰减光信号。

与偏振有关的增益(PDG)是光纤传输中又一个普遍的现象。诸如掺铒光纤放大器(EDFA)那样的光学元件往往有PDG，它根据它们相对于PDG元件的PSP的相对偏振状态放大光信号。PDL和PDG使得信号在接收机处有不同的幅度，这使得最佳判决阈值对于不同的比特是不同的(取决于它们的偏振)，因此当接收机判决阈值对于所有的比特只被固定在某个水平时，将恶化接收机性能。PDL也可能使得对于比特的光的信号噪声比(OSNR)随不同的偏振而变化，这进一步恶化***性能。由于加上随机放大的杂散发射(ASE)噪声的过程不会被消除，PDL或PDG引起的OSNR恶化不能被补偿。

众所周知，PMD，PDL和PDG是在高速(例如，10Gb/s和40Gb/s)传输中重要的恶化源。PDM补偿(PDMC)是通常想要的，用来增加***对于PMD的容忍度。然而，由于PMD的随机性质和它的波长相关性，通常需要分别对于每个波长信道实施PMDC，因此通常不是成本效益高的。提出了各种现有技术方法，来达到同时对于多个WDM信道的PMDC。信道交换是提出的一种用来缓和WDM***中总的PMD恶化的技术。然而，这样的***由于使用额外信道用于PMD保护而牺牲***容量。也提出了在波长解复用之前的多信道PMDC，用来缓和在具有最严重的PMD的WDM信道中的PMD恶化。然而，这样的缓和方案会引起其他信道的恶化。

提出了另一个用于多信道共享PMDC的方案，其中通过光的或电的装置把最恶化的信道切换到被连接到共享PMDC的路径；然而，PMDC的速度受限(被光的或电的交换的速度限制)。在当前的PMDC方案中，虽然被减少，但仍存在着PMD引起的***停止，在停止期间PMD恶化超过它的预先分配的***余量和发生***故障。

前向纠错(FEC)是用于成本效益高地增加***余量的有效的技术。然而，已经确定，在给定的平均误比特率(BER)下对于固定的PMD恶化，FEC不能扩大可容忍的PMD，即使由FEC提供的附加的余量可被使用来增加PMD容忍度时。建议在FEC中进行足够的交织可以增量PMD容忍度。然而，实际上还没有已知的方法提供对于避免在实际的***中可能持续几分钟或更长的PMD停止所需要的深的交织。

发明内容

本发明提供用于多信道PMD/PDL/PDG缓和和停止阻止的***和方法，其中使用FEC并结合子突发纠错时间间隔(s-BECP)PMD矢量加扰(scramble)(PMDS)，使用分布的快速偏振加扰器(D-FPS)。BECP是时间单位，它等于突发纠错长度(BECL)乘以比特周期。对于ITU标准G.709，BECL＝1024比特。因此，在G.709标准化的10.7-Gb/s***中，BECP大约等于1024×100ps≈0.1μs。链路PMD优选地被改变成在每个BECP内至少两个随机状态，同时用于所有的波长信道。通过把PMD引起的“停止”限制为持续一段短于纠正周期的时间间隔，FEC可有效地纠正在传输期间出现的占优势的错误。本发明提供在对于PMD的***容忍度方面重大的改进，以及基本上消除在NRZ(非归零)和RZ(归零)传输时PMD引起的***停止。

按照一个实施例，本发明是用于缓和来自PMD、PDL和PDG的恶化的***。***包括至少一个偏振加扰器(scrambler)，被采用来改变光信号的偏振状态，以便在***中使用的FEC的每个BECP期间有效地改变信号所经受的偏振模色散至少一次。

附图说明

从以下结合附图给出的详细说明，本发明以上和其它目的、特征、和优点将更加显而易见。

然而，应当指出，附图仅仅表示本发明的示例性实施例，所以，不被看作为限制本发明的范围。

图1A-D是显示本发明的实施例的工作原理的曲线图；

图2是显示按照本发明的***的一个实施例的图；

图3A-D是分别显示链路DGD的麦克斯韦(Maxwell)分布；在链路的中部的一个FPS的停止事件期间链路DGD分布；以及在停止期间链路的头半个和第二个半个的DGD分布的曲线图；

图4A-B是分别显示在2和6D-FPS的停止期间链路DGD分布的曲线图；

图5是显示停止概率(OP)对D-FPS的数目的曲线图，假设理想的PMD加扰(点线)和在不够的加扰速度(虚线)情况下；

图6是显示在不带有FEC(圆圈)，带有FEC和没有D-FPS(方块)，以及带有FEC和D-FPS(菱形)的情况下，为达到BER＝10^-15相对需要的OSNR作为PMD的函数的曲线图；以及

图7是显示纠正的BER(通过FEC)对于未纠正的BER的相关性的曲线图。

具体实施方式

本发明的一个方面建议使用FEC结合快速偏振加扰，以便在每个FEC突发纠错时间间隔(BECP)期间在至少两个状态之间改变信号的偏振。通过在每个BECP期间改变链路PMD至少一次，PMD引起的“停止”被有效地限制为持续的时间间隔短于纠正时间间隔，因此FEC可有效地纠正在停止期间发生的优势的错误，由此同时用于所有的波长信道改进对于PMD的***容忍度，以及防止***停止。

图1A-D显示本发明的工作原理。图1A-B显示不带有D-FPS的情形。如图1A-B所示，PMD偶然性地引起严重信号波形失真，这导致接连的或非常频繁的错误。这样的PMD引起的失真可持续从几毫秒到几分钟。

对于任何给定的FEC代码，有最大数目的每个FEC帧(或块)的可纠正的错误N_{max_frame}。也有最大数目的每个FEC帧的可纠正的接连的突发错误N_{max_burst}(这里被称为BECL，它通常小于或等于N_{max_frame})。当错误发生得如此频繁以使得在每个FEC帧周期期间(通常为毫秒量级)错误的数目超过N_{max_frame}，或接连发生大于N_{max_burst}次时，FEC不能纠正错误(以及甚至生成更多的错误)。其间***因为PMD而失效(即使具有分配的余量)的这些事件被称为PMD引起的停止事件，如图1B所示。

按照本发明的方面，使用D-FPS在每个FEC帧期间对链路PMD进行加扰，使得链路PMD重新分布成接近于它的原先的麦克斯韦分布，这样，没有接连的错误(由于PMD)持续长于N_{max_burst}，如图1C所示。通过这样做，当考察FEC帧周期的时间分辨率时，错误基本上均匀分布，因此，可以通过FEC被有效地纠正，如果适当的***余量被分配给PMD的话。可以理解，在有限的时间间隔上总的错误数目(在FEC纠错以前)对于不带有和带有D-FPS的两种情形是相同的。链路PMD的重新分布有效使得FEC在PMD停止事件期间能够纠错。

按照本发明的***20的一个实施例被显示于图2。运行时，高速信号(例如，OC192)首先被FEC编码器201 FEC编码，然后被使用来调制来自光源202的光，形成波长信道203。多个信道在波分复用器(WDM)204中被复用，以及通过包括一个或多个传输跨度(span)205的传输链路进行传输。传输跨度205优选包括一个或多个传输光纤跨度(span)206，一个或多个光的放大器207(例如，EDFA)，以及如果需要的话，色散补偿模块(DCM，未示出)。

在图2所示的实施例中，快速偏振加扰器(FPS)208被放置在跨度205内。本领域技术人员可以理解，一个或多个FPS 208可以沿着链路进行分布(例如，它们可被加到一个或多个放大的跨度205)。优选地，FPS 208沿着其中信号功率是相对较高的链路(例如，在光放大器后)进行放置，这样，由于来自FPS的损耗造成的OSNR恶化被很大地最小化。也优选地，FPS 208沿着链路均匀地分布(例如，根据链路内跨度的PMD值沿着链路放置)，这样，链路PMD更有效地重新分布。

FPS 208可以是单级基于LiNbO₃的相位调制器，或任何其他器件，诸如基于光纤的加扰器，它提供足够的偏振加扰。优选地，多级偏振加扰被利用来能够使得信号偏振随机化，与输入信号偏振状态无关。

在***20的接收机端，WDM信道被解复用器210解复用，然后在接收机220处各个地检测，接着用FEC译码器230进行FEC译码，得到原先的数据信号。

链路的瞬态PMD可以由矢量Ω表示，它的长度等于在光纤链路的两个主要的偏振状态(PSP)之间的差分群时延(DGD)以及它的方向对准最大时延PSP。通常，DGD的分布遵循麦克斯韦分布，正如图3A的曲线显示的。在某些很少的情形(在麦克斯韦分布的尾部)，瞬态|Ω|可以比起平均链路DGD， Ω(或<DGD>)大得多，导致大的恶化。停止概率(OP)通常被使用来评估具有大于预定的量(例如，在需要的OSNR中2dB)的PMD恶化的概率。希望具有尽可能小的OP。

数字仿真表明，按照本发明的实施例，通过使用D-FPS可以减小OP。如图3B所示，给出了停止事件，在该停止事件期间时刻|Ω₀|＝3 Ω的停止事件后，通过把FSP***在链路的中部，|Ω|被重新分布。新的分布如下地得出。我们首先找到链路的头半个和第二个半个的PMD矢量的所有的可能的对，Ω₁和Ω₂(它们满足Ω₁+Ω₂＝Ω)以及它们的发生的概率。|Ω₁|和|Ω₂|的分布被显示于图3C-D。对于每个(Ω₁，Ω₂)对，我们在被均匀采样的所有可能状态(模拟FPS的函数)Poincare球上旋转Ω₁，以及将其与Ω₂相加，得到新的链路PMD矢量Ω_new。然后通过计算所有的采样的DGD值的相对概率和重新归一化它们，得到|Ω_new|的分布。显然，新的分布不再围绕3 Ω隔离，但具有围绕 Ω的很大的部分。

对于2个或多个分布的FPS 208的情形，以上的过程重复进行。图4A-B分别显示对于2和6均匀分布的FPS的新的DGD分布。随着FPS 208的数目的增加，DGD分布变得更接近于原先的麦克斯韦分布。本领域技术人员可以理解，第i部分的DGD分布|Ω_i|很可能会围绕|Ω|/(N+1)分布(N是D-FPS的总数)，如果|Ω|/(N+1)＞ Ω/(N+1)^1/2的话，由于麦克斯韦分布强烈地支持：|Ω_i|接近于 Ω/(N+1)^1/2。对于D-FPS，新的链路Ω可被看作为所有的部分PMD矢量的平方和，以及它的均值可被近似为：

${\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&Omega;}}}_{\mathrm{new}}\&ap;\max (\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&Omega;}},|{\mathrm{\&Omega;}}_0|/\sqrt{N+1})---\left(1\right)$

当N变为足够大时，新的均值链路PMD接近于Ω。这定量地解释通过D-FPS的使用，新的链路DGD分布从停止事件收敛到它的原先的麦克斯韦分布。

对于停止阻止的D-FPS速度要求

为了在停止事件期间有效地重新分布链路DGD成原先的麦克斯韦分布，与所使用的FEC代码和***数据速率密切有关的FPS 208的速度要求是重要的参数。通常，FEC代码能够纠正每个FEC帧的N_{max_frame}最大数目的错误，和N_{max_burst}最大数目的接连的突发错误。RS-FEC具有有利的特性，N_{max_burst}等于N_{max_frame}。在ITU推荐的FEC(G.709标准)的一个版本中，使用具有16的交织深度的RS(255,239)代码，导致N_{max_burst}＝N_{max_frame}＝8×16字节(或1024字节)。对于10-Gb/s***，相应的突发纠错时间间隔(BECP)约为0.1μs(对于40-Gb/s***，为0.025μs)。为了在每个BECP期间改变偏振状态至少一次，FPS的速度，对于10-Gb/s和40-Gb/s，分别需要大于约10MHz，和大于约40MHz。基于LiNbO₃的PS能够以高到几GHz的速度进行偏振加扰，以及可以按照本发明使用。通过使用具有大的突发纠错能力的先进的FEC代码，FPS 208速度的速度要求可以放松。

通过使用D-FPS的性能改进被评估以及在下面讨论。考虑了假设理想化的或足够的PMD加扰的PMD引起的OP，该加扰重新分布链路DGD为原先的麦克斯韦分布。可以理解，即使在通过N D-FPS进行PMD加扰后，仍旧有发生PMD停止的小的概率，其中新的链路DGD仍旧足够大到引起***停止(或它仍旧大于特定的|Ω|)。我们可以把新的OP(在足够的PMD加扰后，OP_sufficient)写为：

${\mathrm{OP}}_{\mathrm{sufficient}}\left(N\right)=M\{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&Omega;}}+[M^{-1}\left({\mathrm{OP}}_0\right)-\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&Omega;}}]\&CenterDot;\sqrt{N+1}\},---\left(2\right)$

其中M(x)是假设DGD是均值为 Ω的麦克斯韦分布的前提下，得到大于x的DGD的概率，或

$M\left(x\right)=\underset{x}{\overset{+\&infin;}{\&Integral;}}\frac{32x^2}{{\mathrm{\&pi;}}^2{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&Omega;}}}^3}\exp (-\frac{4x^2}{\mathrm{\&pi;}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&Omega;}}}^2})\mathrm{dx}.---\left(3\right)$

M^-1(y)是M(x)的逆函数。图5显示假设原先的OP是10^-3的前提下新的OP对于N的相关性(对于足够的PMD加扰的点线)。新的OP随着N的增加大大地减小。利用约10个D-FPS，可以得到OP的大于10的量级的减小。这个理想化的模型给出停止阻止性能的上限。

在不充分的偏振加扰速度下停止阻止的性能是实际上感兴趣的。不充分的加扰速度的影响是减小有效的数目的D-FPS。我们可以把公式(3)扩展为考虑该影响成为：

${\mathrm{OP}}_{\mathrm{insufficient}}\left(N\right)\&ap;\underset{m=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{OP}}_{\mathrm{sufficient}}\left(m\right)\left[\begin{array}{c}N\\ m\end{array}\right]p^m{(1-p)}^{N-m}---\left(4\right)$

其中p是实际PS速度与需要的速度之间的比值。例如，对于在10-Gb/s***中8-MHz速度的FPS，p＝0.8。对于p＝0.8的停止阻止性能在图5上用虚线显示。虽然不充分的FPS速度很大地恶化性能，但对于20 D-FPS，OP仍旧可以从10^-3很大地减小到＜10^-9。正如从以上结果理解的，本发明提供有效地消除PMD引起的***停止。

PMD容忍度的改进

OSNR恶化对于PMD的相关性对于估计对PMD的***容忍度是重要的。图6作为平均链路PMD的函数显示在传统的非归零(NRZ)开关键控(OOK)传输***中，对于达到10^-15的BER的相对需要的OSNR(与不带有FEC和不带有PMD的情形相比较)。当不使用FEC时，判决阈值和相位根据逐个比特的原则被最佳化，或对于瞬态链路PMD的每种情形进行最佳化，假设链路PMD缓慢变化和接收机可跟踪变化的话。当平均***DGD达到约17％的比特周期(T)时，出现2dB的OSNR恶化。当使用RS-FEC时，判决阈值和相位根据逐个比特的原则对于每个平均链路PMD进行最佳化。FEC提供超过OSNR要求的约6.5dB的改进。随着PMD增加，在不带有和带有D-FPS的情形之间PMD容忍度有很大的差别。带有FEC和D-FPS的***的PMD容忍度(在2dB性能恶化下)约为0.24T，比起带有FEC但不带有D-FPS的情形大约70％。应当指出，这样的性能改进不能通过只把FPS放置在发射机而达到，它不能避免“坏的”链路PMD。另外，带有FEC但不带有D-FPS的PMD容忍度小于不带有FEC的。这是因为纠正的BER(通过FEC)对于非纠正的BER的BER“非线性”相关，它在未纠正的BER只稍微增加(由于PMD)时通常导致纠正的BER的大得多的增加，如图7所示。因此，在实施FEC的***中利用由D-FPS提供的优点是非常有利的。

当按照本发明使用更加有力的FEC代码时(即，比起对于给定的纠正的BER的RS-FEC具有更高的未纠正的BER阈值的代码)，进一步增加PMD容忍度，如果用于足够的PMD加扰的准则满足的话。本领域技术人员将会理解，本发明可应用于***和传输方法，该***和传输方法采用各种FEC代码，包括但不限于，Reed-Solomon代码，级联的块码，卷积码和具有各种交织深度的代码。

此外，本发明也可应用于采用非归零(NRZ)或归零(RZ)信号格式化，和/或开关键控，差分移相键控(DSPK)，差分四相移位键控(DQPSK)调制格式化等等的***。另外，通过在带有FEC的***中使用D-FPS，可以大大地改进对于PDL和PDG的容忍度。正如以上对于PMD缓和讨论的，本发明通过快速重新分布链路PDL和PDG，以允许FEC纠正传输错误，在大大地减小PDL和PDG引起的停止方面是有效的，大大地减小停止概率。

我们注意到，偏振加扰器也对信号比特的相位进行加扰，以及以非常高速度(与数据速率BR可比较的)进行偏振加扰会引起大的信号频谱展宽(例如，约两倍的发射信号的频谱)和恶化。所以，优选地，PS速度(即，约为对于信号的π相位改变的时间间隔的倒数)处在约0.5BR/FEC-BECL(对于足够的PMD加扰的最小要求)和约BR/N之间(例如，对于具有10D-FPS与ITU G.709推荐的RS-FEC的10Gb/s***为1GHz(对于40Gb/s***为4GHz))。

对于采用开关键控的***，PS速度优选地处在约0.5BR/FEC-BECL和约BR/(8×ID)与约BR/N中的较小者之间，其中BR是***比特速率，FFC-BECL是前向纠错突发纠错长度，ID是前向纠错的交织深度，以及N是偏振加扰器的数目。

对于采用DPSK调制格式的***，PS速度优选地处在约0.5BR/FEC-BECL和约BR/(8×ID)与0.1BR/N中的较小者之间，其中BR是***比特速率，FEC-BECL是前向纠错突发纠错长度，ID是前向纠错的交织深度，以及N是偏振加扰器的数目。

另外，本领域技术人员将会理解，本发明比起PMDC的一个优点在于，本发明并不需要偏振监视和反馈控制，以及可运行在设置与忘记模式。

虽然本发明是对于说明性实施例描述的，但这个描述不应当看作为限制意义的。描述的实施例的各种修改以及本发明的其他实施例，对于本发明属的领域技术人员是很明显的，它们被认为属于如在以下的权利要求书中表达的本发明的原理和范围内。

Claims (10)

1.一种采用前向纠错的光传输***，包括：

至少一个偏振加扰器，沿着传输链路放置；

其中至少一个偏振加扰器适于在由***采用的前向纠错的每个突发纠错周期期间改变光信号的偏振状态，以便改变由信号经受的偏振模色散至少一次。

2.权利要求1的光传输***，其中至少一个偏振加扰器的速度在约0.5BR/FEC-BECL和约BR/N之间，其中BR是***比特速率，FFC-BECL是前向纠错突发纠错长度，以及N是偏振加扰器的数目。

3.权利要求1的光传输***，其中偏振加扰器沿着链路均匀分布。

4.权利要求1的光传输***，其中偏振加扰器根据链路内跨度的PMD值沿着链路进行放置。

5.权利要求1的光传输***，其中偏振加扰器沿着链路被放置在具有相对高的信号功率的位置，以便大大地最小化由来自偏振加扰器的损耗引起的OSNR恶化。

6.权利要求1的光传输***，其中至少一个偏振加扰器的速度在约0.5BR/FEC-BECL和约BR/(8xID)、约BR/N中的较小者之间，其中BR是***比特速率，FEC-BECL是前向纠错突发纠错长度，ID是交织深度，以及N是偏振加扰器的数目。

7.一种用于在采用前向纠错的多信道***中进行光传输的方法，该方法包括：

在由***采用的前向纠错的每个突发纠错周期期间改变光信号的偏振状态以有效地改变由光信号经受的偏振模色散至少一次。

8.权利要求7的方法，其中偏振状态通过使用具有约0.5BR/FEC-BECL和约BR/N之间的速度的一个或多个偏振加扰器被改变，其中BR是***比特速率，FEC-BECL是前向纠错突发纠错长度，以及N是偏振加扰器的数目。

9.权利要求7的方法，其中传输***采用差分移相键控调制格式，以及其中偏振状态通过使用具有约0.5BR/FEC-BECL和约BR/(8xID)与约0.1BR/N中的较小者之间的速度的一个或多个偏振加扰器而改变，其中BR是***比特速率，FEC-BECL是前向纠错突发纠错长度，ID是交织深度，以及N是偏振加扰器的数目。

10.一种用于在采用前向纠错的***中传输光信号的设备，包括：

用于在由***采用的前向纠错代码的每个突发纠错周期期间改变光信号的偏振状态至少一次的装置。

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