CN1578485A - 时分无线通信***的自动频率校正方法及其装置 - Google Patents

Abstract

一种应用于时分无线通信***接收机的自动频率校正方法及其装置，它可包含粗略频率校正和精细频率校正两个阶段进行，粗略频率校正包括信号提取、滑动相关和相位偏移估计、多帧合并、时延包络生成、路径选择、多径合并和频率控制等步骤和模块；精细频率校正包括信号提取、信道估计和路径搜索、路径合并、频率偏移估计、SINR估计、Kalman增益因子计算、一阶环路滤波和频率控制等步骤和模块，采用本发明公开的自动频率校正方法和装置，接收机能够在低SINR条件下，以及存在频率扩散和时间扩散的恶劣的移动通信环境中，快速并准确地实现时分***中的频率同步，而且便于实现。

Description

时分无线通信***的自动频率校正方法及其装置

技术领域

本发明一般涉及无线通信***，特别涉及一种用于时分(Time Division)无线通信***接收机的自动频率校正(Automatic Frequency Correction，简称AFC)方法及其装置。

背景技术

在典型的无线通信***中，由于发射机与接收机的本地振荡器(LocalOscillator)之间存在频率偏差，可导致接收信号质量的严重下降，甚至通信传输失败。特别是，对于蜂窝移动通信***中的用户终端(User Equipment，UE)，出于经济因素等的考虑，常采用频率稳定度较低的本地振荡器，其初始频率偏差(Initial Frequency Offset)可达10ppm左右，对采用2GHz载波的***这相当于20kHz左右的初始频率偏差。如果不采取相应措施校正本地振荡器的频率输出，使其与发射机的输出频率一致或十分接近(例如，偏差在0.1ppm以内)，将可能导致信号传输的失败。另一方面，由于本地振荡器同时用于发射和接收，所以大频率偏差同样会导致发射信号产生严重的带外干扰(out-of-band interference)。在接收机中，用于实现频率同步的装置常被称为自动频率校正(Automatic Frequency Correction，简称“AFC”)装置。

一般的，当初始频率偏差较大时，例如达到10ppm时的情况，自动频率校正可分为粗略频率校正(Coarse AFC)和精细频率校正(Fine AFC)两个阶段。这是因为：

(1)接收机在开机时，往往要经过一系列的时间、频率、码和帧结构同步等步骤，来完成同步和***接入功能。而对于不同的同步阶段，所要求的接收信号质量和所能达到的目标通常也是不一致的。亦即，某些阶段只需要粗略的频率同步即可，而另一些阶段则要求更精确的频率同步；另一方面，某些阶段根据所能利用的信息只能达到粗略的频率同步，而另一些阶段由于可用信息增加可以实现更精确的频率同步；

(2)对于自动频率校正(AFC)中的一个关键模块，即频率偏差估计(Frequency Offset Estimation，简称“FOE”)模块，衡量其性能主要有两个指标：即频率偏差估计精度和最大频率偏差估计范围。如果实际频率偏差超过该范围，那么FOE模块的输出就有可能发生严重偏差。而各种FOE方法往往有一个共同的特点：即估计的精度越高，其所支持的最大频率偏差范围也就越小；反之，若要支持更大的频率偏差范围，则其估计精度就会降低。对于初始频率偏差较大的情况(例如10ppm)且最终频率偏差要求较高时(例如0.1ppm)，一般需要采用两套不同的频率偏移估计算法及其相应的AFC策略，分别完成粗略频率校正和精细频率校正两个过程。

当然，当初始频率偏移较小时，也可以仅采用精细频率校正来实现自动频率校正功能。

一般的，来自发射机的发射信号中，常会连续的或者周期性的带有导频(Pilot)或者同步(SYNC)码字，它们在接收机处是已知或者通过某种方法检测到的。于是，AFC模块可利用这些码字作为训练序列(TrainingSequence)，与相应的接收信号经过一系列处理后，完成频率校正的工作。尽管AFC也可以在训练序列未知的模式下进行，即所谓的“盲”(blind)方式，但其性能特别是在信噪比低于0dB情况下一般较差，在现有无线通信***中一般较少应用。

时分(Time-Division)***是指将通信频率资源按时间轴分为多个时隙(Timeslot)，并且每个逻辑信道(Logical Channel)占用其中一个或者多个时隙进行传输。时分***的包括时分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)***和时分双工(Time Division Duplex)***等。两套采用时分技术的典型的蜂窝移动***的例子是GSM和TD-SCDMA。在这些***中，每个时隙的某个部分常常带有一段同步码字或训练序列，用于帮助接收机完成时间同步、频率同步和信道估计等功能。与之相对的是那些采用频率或码字来分隔不同逻辑信道的***，例如IS-95和WCDMA，在这些***中，一般带有连续发射的导频信道(Pilot Channel)，基于该连续导频信道可能采用相对更为灵活的方式来完成一系列同步功能，包括频率同步功能等。

一些针对DS-SS CDMA***(包括IS-95和WCDMA等)所设计的AFC方法中，假设有连续导频信号的存在，采用了相位差分检测(DifferentialDetection)或者离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform)等方法来进行频率偏移估计，并结合RAKE接收机结构来实现多径合并。例如，在国际专利申请公开号WO9931816，发明名称为“一种在DS-CDMA接收机中进行频率捕获和跟踪的方法和装置”(Method and Apparatus for Frequency Acquisitionand Tracing for DS-SS CDMA Receiver)中，公开了一种基于RAKE接收机的AFC结构，并在不同AFC阶段可自适应地采用可变长度相关处理来进行频率偏差估计的方法，可在DS-SS CDMA***中获得较好的性能。

然而，对于时分***，例如TD-SCDMA***，其导频信号一般是不连续的，并且由于其采用多用户检测(Multi-User Detection)方法而可能不宜采用RAKE接收机结构。因此，许多针对DS-SS CDMA***设计的自动频率校正方法并不适用于时分多址接入***。另外，与以往窄带时分***(如GSM)不同的是，在宽带时分***(例如TD-SCDMA***)中，每个码片(chip)上的信干噪比(Signal-to-Interference-and-Noise Ratio，简称“SINR”)很低，其典型值低于0dB。因此，以往针对窄带时分***适用的一些AFC方法在这种低SINR情况下就不再适用。因此，针对宽带时分***设计满足要求的AFC方法和装置，是这些***设计中的关键问题之一。

对于无线通信特别是移动通信***，其传播信道中普遍存在着多径衰落即频率扩散(Frequency Dispersive)现象，可导致接收信号的SINR值在较短时间内会出现较大的起伏。另一方面，对于CDMA(码分多址)等宽带通信***，同时又会存在时间扩散(Time Dispersive)现象，即产生严重的符号间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)问题。一个针对移动通信***的良好的接收机方案，必须解决以上两方面的问题——这对于接收机中AFC模块的设计也不例外。

现有的针对时分通信***设计的AFC方法和装置往往存在以下一个或者几个不足之处：

(1)没有区分粗略频率校正和精细频率校正两个过程，而是采用一套统一的AFC方案：由于以上提及的原因，这种方案往往造成了频率偏差估计范围与频率偏差估计精度之间的矛盾，以及/或者未能有效利用接收机处于各阶段时所能利用的信息。例如，路径搜索、跟踪和信道估计模块一般在粗略频率校正完成后就可以获得较好的性能，并可以为精细频率校正时所利用。另一方面，在不同阶段，可能有不同的训练序列可被用于频率偏差校正。例如，在国际专利WO0303040，发明名称为“3G无线通信时分双工模式下一种自动频率校正方法”(Automatic Frequency Correction Method and Apparatusfor Time Division Duplex Modes of 3G Wireless Communications)中，公开了一种在3G***时分双工(TDD)模式(HCR-TDD)下进行频率校正的方法，但其未对粗略频率校正和精细频率校正进行区分，而是采用一套相同的方法和装置来实现频率校正功能，并且未能在频偏较小时利用信道估计和路径搜索、跟踪模块的信息，从而使其AFC环路的收敛速度因此有所损失。

(2)忽视了无线通信信道中常见的多径衰落(频率扩散)对自动频率校正方法所造成的影响，或者忽视了宽带***中常见的符号间干扰(时间扩散)对自动频率校正方法所造成的影响。例如，在美国专利2003099206，发明名称为“自动频率校正方法与装置”(Method and Arrangement forAutomatic Frequency Correction)中，公开了一种UTRA TDD模式下的频率校正方法，但是只采用了最强传播路径来进行频率偏差估计，同时采用了固定的AFC环路增益因子，因此在快速衰落和多条强传播路径存在的情况下性能会收到一定影响，其校正精度也很有限。

(3)部分自动频率校正方法虽然也将AFC划分为几个阶段，并在每个阶段采用不同的AFC环路增益因子来控制不同阶段下AFC的收敛和跟踪性能，但其AFC阶段切换往往是通过某种收敛性判断来进行的。例如，采用近期频率偏移估计输出值的平均值来作为当前频率偏移值的估计，并通过与几个预先设置的门限(threshold)值进行比较来作为不同阶段的切换判断准则。但是，在这些方案中，由于收敛性判断的不准确性，或者由于需要较长时间才能得到较为准确的收敛性判断，所以在低信噪比条件下往往需要较长的时间来达到AFC环路的收敛。另一方面，由于这些方法中的有关AFC参数一般是预先设好的，并不能根据实际信道条件动态调整，所以在某些通信环境下的性能可能较差。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于时分无线通信***接收机中的一种自动频率校正方法和装置，从而可在低SINR条件下、及通信信道存在时间扩散和频率扩散情况下，快速、准确地将接收机的本地振荡器频率与发射机中的振荡器频率进行同步。

为实现上述目的，本发明提供的一种时分无线通信***接收机的自动频率校正方法来实现的，所述方法包括以下步骤：

训练序列获取步骤，接收机通过进行小区搜索，或者由***通知等方法，得知一个数据序列模式，该数据序列模式在接收信号中是按一定方式出现，例如周期性地出现；以及

精细频率校正步骤，该步骤可基于若干连续或者非连续帧逐帧不断进行，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始，每一次它包括如下步骤：

信号数据提取步骤，用于提取对应于所述训练序列部分的接收数据；

信道估计和路径搜索步骤，用于得到一批当前帧内对应各个信道时延抽头上的幅度和相位信息，并依据当前帧以及以前若干帧的信道估计结果来选择若干条有效路径；

路径合并和相关步骤，用于根据所述的信道估计值和路径选择结果，将若干条所述的有效路径上的对应于训练序列部分的接收数据进行最大比例合并，然后与训练序列进行相关；

频率偏移估计计算步骤，用于根据所述路径合并和相关步骤得到的输出序列，进行一次频率偏移估计来得到频率偏移估计值；

信干噪比估计步骤，用于得到当前帧内的信干噪比估计结果；

卡尔曼增益因子计算步骤，用于根据所述的信干噪比估计结果，得到应用于当前帧内频率偏移估计的增益因子；

环路滤波步骤，用于根据所述的频率偏移估计值和卡尔曼增益因子，进行一阶环路滤波得到累计频率偏移估计值；以及

本地振荡器精调步骤，用于将所述的累计频率偏移估计值来控制本地振荡器的输出频率，从而完成当前帧内的一次精细频率校正。

另一方面，本发明提供的一种时分无线通信***接收机的自动频率校正方法包括以下步骤：

初始小区搜索第一步骤，通过将所有可能的主同步码码字与接收信号序列进行相关处理或者类似处理后，得到粗略的帧同步信息，同时检测出最有可能的主同步码码字；

粗略频率校正步骤，利用所述初始小区搜索第一步骤所检测到的主同步码码字作为该步骤的训练序列；该步骤可基于若干连续或者非连续帧逐帧不断进行，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始，每一次它包括如下步骤：

信号数据提取步骤，用于提取包含所述训练序列的对应搜索窗内的接收数据；

滑动相关以及相位偏移估计计算步骤，用于得到所述搜索窗内的一个相位偏移估计序列；

多帧合并步骤，用于完成将多个帧内得到的相位偏移估计序列按某种方式进行合并；

时延包络生成步骤，根据所述的多帧合并后的相位偏移估计序列进行取模计算后得到搜索窗内的一个时延包络；

路径选择步骤，根据所述的时延包络在所述的搜索窗内进行路径选择；

相位偏移估计合并步骤，用于将所述选择路径上的相位偏移估计值进行多径合并；

频率偏移估计计算步骤，根据所述的多径合并后的相位偏移估计来得到频率偏移估计；以及

本地振荡器频率粗调步骤，用于将所得的频率偏移估计来控制本地振荡器的输出频率，从而完成一次粗略频率校正过程。

初始小区搜索第二步骤，根据所述的主同步码码字得到该主同步码所对应的码组；同时根据所述的粗略的帧同步信息以及***帧结构，得到次同步码接收信号的粗略位置；然后通过将所述码组中所有可能的次同步码码字与接收次同步码信号进行相关处理或者类似处理后，检测出***采用了其中哪个次同步码码字；

精细频率校正步骤，利用所述初始小区搜索第二步骤所检测到的次同步码码字作为该步骤的训练序列；包括在每一接收信号帧内可连续或者非连续帧逐帧不断进行如下步骤，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始；

信号数据提取步骤，用于提取对应于所述训练序列部分的接收数据；

信道估计和路径搜索步骤，用于得到一批当前帧内对应各个信道时延抽头上的幅度和相位信息，并依据当前帧以及以前若干帧的信道估计结果来选择若干条有效路径；

路径合并和相关步骤，用于根据所述的的信道估计值和路径选择结果，将若干条所述的有效路径上的对应于训练序列部分的接收数据进行最大比例合并，然后与训练序列进行相关；

频率偏移估计计算步骤，用于根据所述的路径合并和相关步骤得到的输出序列，进行一次频率偏移估计来得到频率偏移估计值；

信干噪比估计步骤，用于得到当前帧内的信干噪比估计结果；

卡尔曼增益因子计算步骤，用于根据所述的信干噪比估计结果，得到应用于当前帧内频率偏移估计的增益因子；

环路滤波步骤，用于根据所述的频率偏移估计值和卡尔曼增益因子，进行一阶环路滤波得到累计频率偏移估计值；以及

本地振荡器精调步骤，用于将所述的累计频率偏移估计值来控制本地振荡器的输出频率，从而完成当前帧内的一次精细频率校正。

进一步，本发明提供一种时分无线通信***接收机的自动频率校正装一训练序列获取装置和一与其相连的精细频率校正装置，其中，

训练序列获取装置，接收机通过进行小区搜索，或者由***通知等方法，得知一个数据序列模式，该数据序列模式在接收信号中是按一定方式出现，例如周期性地出现；以及

所述精细频率校正装置包括：

一将射频信号进行变频解调的变频解调器；

一信号数据提取器，它对来自变频解调器处理的射频信号进行提取对应于训练序列部分的接收数据；

一与信号数据提取器相连的信道估计和路径搜索器，它用于得到一批当前帧内对应各个信道时延抽头上的幅度和相位信息，并依据当前帧以及以前若干帧的信道估计结果来选择若干条有效路径；

一路径合并和相关器，它接收所述的信道估计和路径搜索器的信道估计值和路径选择结果，将来自信号数据提取器的若干条所述的有效路径上的对应于训练序列部分的接收数据进行最大比例合并，然后与训练序列进行相关；

一频率偏移估计计算器，接收来自所述的路径合并和相关器得到的输出序列，进行一次频率偏移估计来得到频率偏移估计值；

一与所述信道估计和路径搜索器相连的信干噪比估计器，用于确定当前帧内的信干噪比估计结果；

一与所述信道估计和路径搜索器相连的信干噪比估计器相连的卡尔曼增益因子计算器，它接收所述的信干噪比估计器的信干噪比估计结果，得到应用于当前帧内频率偏移估计的增益因子；

一环路滤波器，它接收来自所述的频率偏移估计计算器的频率偏移估计值信号和所述的卡尔曼增益因子计算器的卡尔曼增益因子信号，进行一阶环路滤波，从而得到累计频率偏移估计值；以及

与所述环路滤波器相连的本地振荡器，用于将所述的累计频率偏移估计值来控制本地振荡器的输出频率，进行当前帧内的一次精细频率校正。

另一方面，本发明提供的一种时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，它包括如下装置：

一初始小区搜索第一装置，通过将所有可能的主同步码码字与接收信号序列进行相关处理或者类似处理后，得到粗略的帧同步信息，同时检测出最有可能的主同步码码字”；

与上述初始小区搜索第一装置相连的一粗略频率校正装置，它包括

一信号数据提取器，用于提取包含训练序列的对应搜索窗内的接收数据；

一与上述信号数据提取器相连的滑动相关以及频率偏移估计器，用于得到所述搜索窗内的一个相位偏移估计序列；

一多帧合并器，接收来自所述的滑动相关以及频率偏移估计器的相位偏移估计序列，将多个帧内得到的相位偏移估计序列按某种方式进行合并；

一与多帧合并器相连的求模值器，它将所述的多帧合并器的相位偏移估计序列进行取模计算，得到搜索窗内的一个时延包络；

一路径选择器，它接收来自所述的求模值器的时延包络，在所述的搜索窗内进行路径选择；

一相位偏移估计合并器，接收来自所述的路径选择器上的相位偏移估计值信号，进行多径合并；

一取相位器，接收来自所述的相位偏移估计合并器的的相位偏移估计来得到频率偏移估计；以及

一本地振荡器，接收来自所述的取相位器的频率偏移估计信号，控制本地振荡器的输出频率，进行一次粗略频率校正过程；

一与所述粗略频率校正装置相连的初始小区搜索第二装置，根据所述的主同步码码字得到该主同步码所对应的码组，同时根据所述的粗略的帧同步信息以及***帧结构，得到次同步码接收信号的粗略位置；然后通过将所述码组中所有可能的次同步码码字与接收次同步码信号进行相关处理或者类似处理后，检测出***采用了其中哪个次同步码码字；以及

一与所述初始小区搜索第二装置相连的精细频率校正装置，它包括，

一信号数据提取器，它从射频信号的变频解调器提取对应于训练序列部分的接收数据；

一与信号数据提取器相连的信道估计和路径搜索器，它用于得到一批当前帧内对应各个信道时延抽头上的幅度和相位信息，并依据当前帧以及以前若干帧的信道估计结果来选择若干条有效路径；

一路径合并和相关器，它接收所述的信道估计和路径搜索器的信道估计值和路径选择结果，将来自信号数据提取器的若干条所述的有效路径上的对应于训练序列部分的接收数据进行最大比例合并，然后与训练序列进行相关；

一频率偏移估计计算器，接收来自所述的路径合并和相关器得到的输出序列，进行一次频率偏移估计来得到频率偏移估计值；

一与所述信道估计和路径搜索器相连的信干噪比估计器，用于确定当前帧内的信干噪比估计结果；

一与所述信道估计和路径搜索器相连的信干噪比估计器相连的卡尔曼增益因子计算器，它接收所述的信干噪比估计器的信干噪比估计结果，得到应用于当前帧内频率偏移估计的增益因子；

一环路滤波器，它接收来自所述的频率偏移估计计算器的频率偏移估计值信号和所述的卡尔曼增益因子计算器的卡尔曼增益因子信号，进行一阶环路滤波，从而得到累计频率偏移估计值；以及

一与所述环路滤波器相连的本地振荡器，用于将所述的累计频率偏移估计值来控制本地振荡器的输出频率，进行当前帧内的一次精细频率校正。

根据本发明实现的用于时分无线通信***接收机的自动频率校正方法和装置，能够在很低的SINR条件下，快速并准确地实现时分***中的自动频率校正目的。特别的，本发明针对宽带移动通信***中常见的两种恶劣的信道条件，即频率扩散和时间扩散情况下，同样可以保持优良的性能。特别的，精细频率校正AFC环路中的增益因子可以根据当时的SINR条件来自适应地调整环路增益，使其在各种复杂多变的无线通信信道条件下均可保持良好的性能。

本发明的目的和优点通过以下对一种时分模式的无线通信***-TD-SCDMA***中的用户终端(UE)处实现的自动频率校正方法和装置的描述，将会变得越来越明显。

附图说明

图1为现有技术中一种常规的数字接收机的结构框图；

图2为现有技术中一种在同步模块中常用的滑动相关方法的结构框图；

图3为现有技术中一种基于部分相关和差分相位检测的频率偏移估计器的结构框图；

图4为现有技术中一种基于归一化相关函数计算的L&R频率偏移估计器的结构框图；

图5为一示意图，示出了TD-SCDMA***中的帧结构；

图6为根据本发明在TD-SCDMA***的初始小区搜索过程中，进行自动频率校正的方法的流程图；

图7为根据本发明在TD-SCDMA***中进行粗略频率校正的方法的流程图；

图8为根据本发明在TD-SCDMA***中实现粗略频率校正的一种装置的结构框图；

图9为根据本发明在如图8所示的粗略频率校正过程中进行路径选择的方法的示意图；

图10为根据本发明在TD-SCDMA***中进行精细频率校正的结构框图；

图11为根据本发明在如图10所示的精细频率校正过程中进行路径合并和相关的一种装置的结构框图；

图12为根据本发明在如图10所示的精细频率校正过程中进行另一种进行路径合并和相关的装置的结构框图；

图13为一示意图，示出了根据本发明在如图10所示的精细频率校正过程中一种利用信道估计和路径搜索结果进行SINR估计的方法的流程图；

图14为根据本发明在如图10所示的精细频率校正过程中另一种进行SINR估计的方法的结构框图；

图15为根据本发明在如图10所示的精细频率校正过程中进行卡尔曼Kalman增益因子计算的方法的流程图；以及

图16为根据本发明在如图10所示的精细频率校正结构中的一阶环路滤波器的实现结构框图。

具体实施方式

图1表示现有技术中一种常规的数字收发机的结构框图。参见图1，接收射频信号通过混频器(Mixer)100下变频转换为模拟基带信号，然后经过模数转换器(ADC)101，自动增益控制器(AGC)102和RRC滤波器103得到数字基带信号。通过一系列数字信号处理，同步模块104得到同步信息，包括帧同步和***同步信息等。建立同步后，解调器105进行解扩、解调等处理来恢复传输信息。另一方面，发送信息通过RRC成型滤波器109，数模转换器(DAC)110、并经过混频器111上变频得到发射射频信号。

在图1所示的数字收发机结构框图中，用于收发数据的混频器100、111的参考频率信号均是由本地压控振荡器108的输出通过一系列的倍频器和分频器(未在图1中画出)产生的，该压控震荡器受自动频率校正(AFC)模块106的输出通过数模转换器(DAC)107后控制，用于使本地振荡器产生的参考频率与接收信号的载波中心频率保持一致——如果存在频率偏差，将造成接收数字基带信号发生相位旋转，使接收机性能恶化甚至导致通信失败。对于发射部分，如果本地振荡器产生的载波频率发生大的偏差，也会造成严重的带外干扰(Out-of-band Interference)。另一方面，本地振荡器还为数字收发机的多个时钟源提供参考频率信号，例如接收采样时钟等，所以频率偏差也会影响这些时钟源输出时钟信号的准确性，并可能严重影响***性能。因此，AFC模块设计是保证数字收发机优良性能的所需解决的关键问题之一。

一般的，AFC模块106利用一段训练序列以及对应的数字基带接收信号，按一定的间隔产生控制信号，控制本地压控振荡器108的输出频率。衡量一个AFC性能包括两个重要指标，即收敛性能和跟踪性能。其中，收敛性能是指从AFC开始工作至收发两端频率偏差低于一个预定的小频率值(例如0.1ppm)时所需时间的长短：时间越短，收敛性能就越好。而跟踪性能是指AFC控制信号输出跟踪本地振荡器频率漂移的能力——所指的频率漂移可能由多种原因产生，例如温度变化等，其漂移速度一般较慢。相对而言，收敛性能指标对于AFC设计更具挑战性，因为它直接决定了同步时间，例如小区搜索过程的时间长短。对于跟踪能力，只要AFC中环路滤波器的带宽大于频率漂移速度，一般就可以满足要求。

图2示出了现有技术中一种在同步模块中常用的滑动相关方法的结构框图。其中，接收模拟基带信号经过采样模块20以及数字滤波器(未在图2中画出)后得到基带数字信号。为了克服由于采样时间偏差所造成的性能恶化，这里采样器的采样速率应高于***的码片速率(Chip Rate)，即采用过采样(Oversampling)方法。这里推荐采用倍数为2的过采样速率，即对应每个码片得到两个采样值。尽管采用更高的过采样速率会(有限的)进一步提高性能，但其对应的数字信号处理复杂度也高的多。

然后，接收基带数字信号经过一系列延时器21₁-21_2*N-2。对应于2倍速采样时钟，在图2中共有2×(N-1)这样的延时器，它们的输入时钟与采样时钟保持一致。其中，在第i时刻，从左起第一个延时器的输入、以及第2、4、...、2×(N-1)的输出，构成了一个长为N的序列r：{r_i-2(N-1)，r_i-2(N-2)，…，r_i}，对应了最近N个码片内的接收数据采样。另一方面，由导频码或同步码生成器23产生另一个长为N的码字序列s：{s₁，s₂，…，s_N}，其索引(码字序号)由***高层给出或者其它模块检测所得。该码字序列经过共扼器24后得到另一个长为N的序列s^*：{s₁ ^*，s₂ ^*，s_N ^*}。然后，接收信号序列r与共扼码字序列s^*经过N个复数乘法器22进行逐元素相乘后，得到一个长为N的输出序列y_i：{y_i，1，y_i，2，…，y_i，N}。

上述相关过程是按“滑动”方式进行的：每隔一个采样时钟，接收序列向右滑动一个采样时种间隔，即用于相关的长为N的接收序列在时间上更新了一个数据采样，同时该相关器输出一批共N个相关数据(序列y_i)。通过进一步对输出相关数据的数字信号处理，可以得到一系列同步信息。

图3示出了现有技术中一种基于部分相关和差分相位检测的频率偏移估计器的结构框图。频率偏移估计器(Frequency Offset Estimator，简称“FOE”)通过对训练序列及其对应的接收信号序列进行一系列数字信号处理后，得到本地振荡器的输出载波频率与接收信号载波频率之间的频率偏移(差值)估计。然后，AFC将进一步利用该频率偏移估计进行有关处理后得到控制本地振荡器的控制信号。因此，频率偏移估计器是AFC中的一个十分重要的模块，其性能直接决定了AFC的性能指标。

图3中所示的频率偏移估计器是一种常用的频率偏移估计技术，这里对应了N＝64的情况。参考图3，输入序列y_i：{y_i，1，y_i，2，…，y_i，64}是由图2所示的滑动相关器所产生的。首先进行长度为N_p＝16的部分相关(PartialCorrelation)，共产生M＝N/N_p＝4段部分相关输出。所述部分相关按如下方式计算：子序列{y_i，k×Np+1，y_i，k×Np+2，…，y_{i，(k+1)×Np}}通过加法器30_k求和得到部分相关输出c_ik，其中k＝0，1，…，M-1。下一步进行差分合并(Differential Combining)，这是通过一批共扼器31₀-31_M-2、乘法器32₀-32_M-2和一个加法器33实现的，输出相位偏移估计c_i，diff可表示为：

$c_{i,\mathrm{diff}}=\underset{k=0}{\overset{M-2}{\mathrm{\Σ}}}{\left(c_{i,k}\right)}^{*}\·c_{i,k+1}={\left(c_{i,1}\right)}^{*}\·c_{i,2}+{\left(c_{i,2}\right)}^{*}\·c_{i,3}+{\left(c_{i,3}\right)}^{*}\·c_{i,4}$

频率频率估计可由该相位偏移估计求得：首先利用取相位器34提取c_i，diff的相位信息，然后通过一个乘法器35与一个常数K_FOE相乘得到频率偏移估计。其中，常数K_FOE是由频率偏移估计算法和***码片宽度T_c决定的，对于图3所示的频率偏移估计器：K_FOE＝1/(2πT_cN_p)。对于这种频率偏移估计器，其频偏估计范围是由

$\left|\mathrm{\&Delta;f}\right|<\frac{1}{2T_c{N}_p}$ 决定的，

超过该频率估计范围的频率偏移将不能被准确估计；当SINR较低时，该频偏估计范围还会进一步缩小。因此，有时需要通过降低部分相关长度N_p的值来增加频率偏移估计范围。但是另一方面，若N_p值越小，则频率估计精度也会随之下降。对应码片速率1/T_c＝1.28Mcps的情况，根据若干不同的初始频偏范围，推荐的N_p取值如下：(1)初始频偏在±5kHz以内：N_p＝64；(2)初始频偏在±10kHz以内：N_p＝32；(3)初始频偏在±20kHz以内：N_p＝16。

图4示出了现有技术中一种基于归一化相关函数计算的L&R频率偏移估计器的结构框图。L&R频率偏移估计器是路易斯(M.Luise)和瑞吉尼尼(R.Reggiannini)于1995年3月在IEEE Transaction on Communication杂志上，名为“Carrier Frequency Recovery in All-Digital Modems for Burst-ModeTransmission”的论文中首先提出的。参考图4。首先，滑动相关器的输出序列y_i：{y_i，1，y_i，2，…，y_i，N}依次通过共扼器40和一批共M个延时器41₁-41_M，其中M的取值满足1≤M≤N。在第k时刻，输入元素为y_i，k(k＝1，2，…，N)，并且在初始状态下在各延时器的输出均为0，亦即对于k≤0时刻有y_i，k＝0。在第k时刻，这M个延时器的输出依次分别为{y_i，k-1 ^*，y_i，k-2 ^*，…，y_i，k-M ^*}，它们分别与一个加权因子序列{1/(N-1)，1/(N-2)，…，1/(N-M)}通过M个乘法器42₁-42_M分别相乘，然后通过一个加法器43将相乘结果全部相加。该加法器的输出与当前输入元素y_i，k再经过另一个乘法器44相乘，不难得到其输出可用如下公式表示：

$y_{i,k}\&CenterDot;\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{y_{i,k-j}^{*}}{N-m}$

然后，上述结果经过一个累加器45从k＝1至k＝N时刻进行累加，其输出相位偏移估计记为c_i，L&R，它可以表示为：

其中，

$R_{i,\mathrm{norm}}\left(m\right)=\frac{1}{N-m}\underset{k=m+1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_{i,k}{y}_{i,k-m}^{*},$ 对于m＝1，2，…，M

是输入序列y_i：{y_i，1，y_i，2，…，y_i，N}的归一化自相关函数。最后，输出的频率偏移估计值同样是先通过取相位器46提取相位偏移估计c_i，L&R的相位，然后通过一个乘法器47与一个常数K_FOE相乘得到频率偏移估计。其中，常数K_FOE是由频率偏移估计算法和***码片宽度T_c决定的，对于L&R频率偏移估计器：K_FOE＝1/[πT_c(M+1)]。可以证明，L&R频率偏移估计器中参数M的最优取值是M＝N/2。L&R频率偏移估计器的频偏估计范围为

$\left|\mathrm{\&Delta;f}\right|<\frac{1}{T_c(M+1)},$

其中T_c为***码片宽度。对应码片速率1/T_c＝1.28Mcps的情况以及N＝64，若初始频偏在±20kHz以内，则M可采用其最优取值M＝N/2＝32。

图3和图4所示的两种现有技术中的频率偏移估计器，都是基于相关方法实现的，它们适用于训练序列非周期出现的情况，如许多时分***中所采用的那样。这两种频率偏移估计器的一个共同特点是，其相位偏移估计输出(c_i，diff和c_i，L&R)的相位值中包含了频率偏移信息；而其模值对应了信号功率，反映了该估计值的可靠程度。该特性可被利用进行多帧和多径之间进行相位偏移估计的合并。

图5是TD-SCDMA***中的帧结构的示意图。该结构是根据3GPP规范TS 25.221(Release 4)中的LCR-TDD模式(1.28Mcps)，或者CWTS规范TSM 05.02(Release 3)中给出的。参见图5，该***的码片速率为1.28Mcps，每一个无线帧50₀、50₁(Radio Frame)的长度为5ms，即6400个码片。其中，每个无线帧又可以分为7个时隙TS0～TS6，以及两个同步时隙下行导频同步时隙DwPTS和上行导频时隙UpPTS，以及其它一个保护间隔(Guard)。进一步的，TS0时隙51₀用来承载***广播信道以及其它可能的下行业务信道；而TS1～TS6时隙51₁-51₆则用来承载上、下行业务信道。上行导频时隙UpPTS时隙53和下行导频时隙DwPTS时隙52分别用来建立初始的上、下行同步。时隙TS0～6长度均为0.675ms或864个码片，其中包含两段长均为352码片的数据段DATA1和DATA2，以及中间的一段长为144码片的次同步码码字-Midamble训练序列。该训练序列在TD-SCDMA有重要意义，包括小区标识、信道估计和同步(包括频率同步)等模块都要用到它。下行导频时隙DwPTS包含一个长为64码片的主同步码码字下行同步码54，SYNC-DL，它的作用是小区标识和建立初始同步。上行导频时隙UpPTS包含一个长为128码片的下行同步码55 SYNC-UL。

本发明的最优实施方式将结合TD-SCDMA***中用户终端(UE)处的自动频率控制应用来具体说明。之所以选取用户终端而不是基站(BaseStation)，是因为处于经济因素的考虑，用户终端处采用的本地振荡器的频率稳定度一般较差(例如，3～13ppm)，因此在用户终端处的频率同步问题具有更大的挑战。

自动频率控制过程，特别是其初始频率同步过程(收敛过程)是与用户终端的初始下行同步过程密切结合的。用户终端的初始下行同步过程，又被称为初始小区搜索(Initial Cell Search)过程，在该过程中包含了一系列的帧同步、码同步、复帧(Multi-frame)同步、以及频率同步等子过程。因此，在这里TD-SCDMA***中用户终端的自动频率校正过程将结合其初始小区搜索过程来描述。

按照3GPP规范TS 25.224(Release 4)或者CWTS规范TSM 05.08(Release 3)中的有关定义，TD-SCDMA***中的初始小区搜索过程可分为以下四个步骤：

第一步骤Step1(DwPTS搜索)：通过将总共32个SYNC-DL码字与接收信号序列进行相关处理或者类似处理后，得到DwPTS时隙的同步信息，同时检测出最有可能的SYNC-DL码字；

第二步骤Step2(扰码和Midamble码检测)：得到DwPTS位置信息后，根据TD-SCDMA帧结构用户终端可以接收位于TS0上P-CCPCH信道上的Midamble部分接收信号。由于每个SYNC-DL码字对应一个码组(CodeGroup)，包含了4个可能的Midamble码字，因此通过将这4个可能的码字与TS0上Midamble部分的接收信号进行相关处理或者类似处理后，可检测出***采用了其中哪个Midamble码字；由于扰码(Scrambling Code)和Midamble码存在一一对应关系，所以扰码也可以同时获得；

第三步骤Step3(控制复帧同步)：TD-SCDMA***中通过对SYNC-DL码进行QPSK四相相位调制、并根据连续四帧内SYNC-DL上的调制相位图案来确定控制复帧的开始。用户终端通过对SYNC-DL上调制相位图案的检测来确定控制复帧同步；

第四步骤Step4(读取BCCH信息)：获得控制复帧同步后，就可以知道哪些帧上有BCCH***广播消息存在；用户终端对这些帧的P-CCPCH上的接收数据进行解调(Demodulation)和解码(Decoding)，然后进行循环冗余校验(CYCLIC REDUNDANCY CHECK，CRC校验)；如果校验通过，则该块BCCH信息被认为有效并被传递给高层，初始小区过程成功结束。

如以下所要描述的，根据本发明，自动频率校正过程将穿插在整个初始小区搜索过程进行，并最大程度地降低频偏对各小区搜索步骤所造成的影响，从而在完成频率同步的同时，提高小区搜索成功概率以及减小总搜索时间。

图6表示根据本发明在TD-SCDMA***的初始小区搜索过程中，进行自动频率校正的方法的流程图。这里假设用户终端本地振荡器与基站振荡器的频率偏差较大，例如高于3ppm(在2GHz载波频段下，这对应了高于±6kHz的初始频偏)。在该情况下，由于初始大频偏可能超过了精细频率校正过程的最大频率估计范围，因此需要先进行粗略频率校正过程首先进行一次频率粗调。

参考图6，首先用户终端进行上述初始小区搜索第一步骤Step1。由于本地振荡器初始频偏可能较大，所以第一步骤Step1中可能采用部分相关(Partial Correlation)等技术来抗大频偏(例如大于3ppm的频偏)的影响。在第一步骤Step1结束后，用户终端得到DwPTS位置同步信息和以及SYNC-DL码字信息。根据本发明，AFC的第一阶段、即粗略频率校正过程，将在第一步骤Step 1结束后立即开始。该粗略频率校正算法和装置将利用第一步骤Step1检测到的SYNC-DL码字作为训练序列，通过接收连续共N_AFC1帧上的SYNC-DL数据(及其附近数据)后，进行频偏估计和有关频率控制。通过本发明所述的粗略频率校正方法及装置，在各种信道传播条件的工作点附近，采用参数N_AFC1的推荐取值在5到10之间，可使频率偏差被控制在±2kHz(±1ppm)左右以内。该目标值的确定是由第二步骤Step2的有关操作所决定的：如果在Step2中进行Midamble码字相关时采用全相关(FullCorrelation)的方法，则其要求的最大频偏在1ppm左右；否则，第二步骤Step2必须采用部分相关或类似方法来抵抗大频偏的影响——有关仿真表明，在相同条件下与小频偏情况下采用全相关方法时相比，采用这些方法的恶化在2dB左右，并将进一步影响整个初始小区搜索的性能。因此，当初始频偏较大时，例如高于1ppm时，在第一步骤Step1和第二步骤Step2之间进行粗略频率校正是合理而且是必要的。

完成粗略频率校正过程后，初始小区搜索Step2开始进行Midamble码的检测。如果第二步骤Step2检测成功，则当第二步骤Step2结束后，AFC的第二阶段、即精确频率校正过程立即开始。该精细频率校正过程利用第二步骤Step2所检测到的Midamble码字作为训练序列，通过接收TS0上P-CCPCH信道的Midamble部分数据，逐帧进行频偏估计和有关频率控制过程，使频偏逐渐收敛至规范所要求的范围(例如，±0.1ppm)。虽然此时SYNC-DL码字也用做训练序列，但是由于其长度(64码片长度)还不到Midamble码字长度(144码片)的一半，所以基于SYNC-DL得到的频偏估计精度比基于Midamble所得到的频偏估计精度低很多；换言之，即使同时采用了SYNC-DL部分进行频率控制，所得到的额外增益与仅采用Midamble接收部分相比也很小。因此，在这里建议仅采用TS0上的Midamble部分进行精细频率校正。

精细频率校正总共需要处理N_AFC2帧完成基本收敛过程。通过本发明所述的精细频率校正方法及装置，在各种信道传播条件的工作点附近，采用参数N_AFC2取值在10到15之间，就可使预计频率偏差按较大的概率被控制在±200Hz(±0.1ppm)以内。该目标值一方面是由TD-SCDMA有关规范确定的，另一方面，Step3算法本身所要求的最大频偏也在200～300Hz左右，否则从TS0上的Midamble部分到DwPTS上的SYNC-DL部分会由于频偏的影响产生大的相位旋转，而使SYNC-DL上调制相位的检测不可靠。在精细频率校正过程进行N_AFC2帧之后，初始小区搜索第三步骤Step3开始工作，即完成SYNC-DL码调制相位图案的检测，并实现控制复帧的同步。在第三步骤Step3工作期间，精细频率校正过程继续进行，确保频偏被控制在目标范围内，并跟踪由于其它环境因素可能导致的频率漂移。

需要指出的是，如果用户终端采用频率稳定度较好的本地振荡器，例如使初始频偏小于±1ppm，则所述的粗略频率校正过程并不是必须的。可以预见，随着技术的不断发展，本地振荡器的频率稳定度也将不断提高，在这种情况下，仅有所述的精细频率校正过程是必须的。在这种情况下，精细频率校正步骤前的第一步骤Step1，可采用训练序列获取步骤，即接收机通过进行小区搜索，或者由***通知等方法，得知一个数据序列模式，该数据序列模式在接收信号中是按一定方式出现，例如周期性地出现。

但是，现有可用技术中出于经济性考虑，一般在用户终端使用的本地振荡器的频率稳定度还不是很好，其初始频偏一般在例如2.5ppm左右或者更高。另一方面，如前所述TD-SCDMA***小区搜索第二步骤Step2中为了采用全相关方法达到较好性能，也要求最大频率偏差被控制在例如±1ppm左右。此时，仍然推荐采用所述粗略频率校正方法进行一次本地振荡器的频率粗调过程，以使最大频率偏差被控制在例如±1ppm左右，以利于提高整体小区搜索的性能。

图7示出了根据本发明在TD-SCDMA***中进行粗略频率校正的方法的流程图。图8示出了根据本发明在TD-SCDMA***中实现粗略频率校正的一种装置的结构框图。这里将结合图7和图8，说明根据本发明在TD-SCDMA***中一种实现粗略频率校正的方法及其对应装置。参考图7和图8。首先，对应步骤700，帧计数器m被置为1。接着，对应步骤701，用户终端通过信号数据提取器800接收“搜索窗”内的包含训练序列例如SYNC-DL及其附近数据。其中，根据初始小区搜索第一步骤Step1所给出的DwPTS位置，可得到长为例如64码片内的接收SYNC-DL数据采样。但是，由于以下考虑，还需要接收SYNC-DL部分前后的若干码片内的数据采样：

(1)第一步骤Step1提供的DwPTS位置同步信息可能不十分准确，有可能存在几个码片范围内的同步偏差；此时需要在SYNC-DL同步点附近建立一个所谓的“搜索窗”，来解决可能存在的同步偏差问题；

(2)对于快速多径衰落信道，每一条径的强度变化较快，有一种可能性是，先前第一步骤Step1所检测到的那条(最强)路径已经减弱，而有其它新的强径在附近出现；此时，也需要建立一个“搜索窗”，来捕捉SYNC-DL同步点附近可能出现的那些强径，确保AFC性能。

一般的，搜索窗应包含SYNC-DL部分以前的L个码片、以及SYNC-DL部分之后R个码片内的采样数据，这样总共包含L+R+64个码片内的数据采样。由于建议采用例如2倍速的过采样来解决采样时间偏差问题，所以共要接收2×(L+R+64)个数据采样。其中，参数L和R均为大于或者等于零的整数，它们的取值是由***设计和实际工作环境等因素决定的，推荐取值为L＝R＝16。

接着，对应步骤702，所述的2×(L+R+64)个数据采样被依次送入如图2所示的滑动相关器801，其中相关长度为SYNC-DL码字的长度，即64。这样共得到共2×(L+R+1)批滑动相关输出，其中每批输出包含了64个相乘结果。这2×(L+R+1)批滑动相关输出被依次送入频率偏移估计器802，并得到对应的相位偏移估计序列。其中，频率偏移估计器802可采用如图3或者图4所示的结构(N＝64)，或者采用其它基于相关方法实现的频率偏移估计器。

按输出顺序，所有2×(L+R+1)个相位偏移估计值构成了一个含2×(L+R+1)的相位偏移估计序列。为了便于描述，记这个相位偏移估计序列为c^m：{c₁ ^m，c₂ ^m，…，c_2×(L+R+1) ^m}，其中上标表示了该序列是由基于第m帧中的接收数据所得到的。

接着，对应步骤703，将所述的在第m帧中计算得到的相位偏移估计序列被存入一个存储器803。然后，步骤704进行帧计数器m的递增，并由步骤705判断是否已经处理了M帧内的数据：如果条件m＞M为假，则返回步骤701继续处理下一帧内的有关数据；反之，若条件m＞M为真，表明已经处理完了帧内的数据，此时存储器803中已经存储了M批相位偏移估计序列c^m：{c₁ ^m，c₂ ^m，…，c_2×(L+R+1) ^m}，其中m＝1，2，…，M。在图8所示的对应装置中，该判断用于控制一个开关804：开始时该开关断开，直到处理完M帧数据后该开关闭合，从而使多帧合并器805可从存储器803中读取相位偏移估计序列。

当处理完帧内数据后，对应步骤706，多帧合并器805将从存储器803中读取的M帧内的相位偏移估计序列按某种方式进行合并，得到一个多帧合并后的长为2×(L+R+64)的相位偏移估计序列q：{q₁，q₂，…，q_2×(L+R+1)}。其中，所述的合并方式可以有多种方式，包括：

(1)直接相加。亦即将所有M个相位偏移估计序列中，依次将对应于同一位置的值进行相加，用公式可表示如下：

$q_k=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k^m,$ 对于k＝1，2，…，2×(L+R+1)

(2)按“多数符号准则”进行合并。亦即对应于每个位置k(k＝1，2，…，2×(L+R+1))上共M个相位偏移估计值c_k ^m(m＝1，2，…，M)，丢弃其中那些相位值符号与M个值的大多数符号不一致的相位偏移估计值，而把余下那些相位偏移估计值进行相加。为达到该目的，首先，对应每个位置k(k＝1，2，…，2×(L+R+1))，得到占多数的相位值符号s_k：

$s_k=\mathrm{sgn}\left(\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{sgn}\right\{\arg \left(c_k^m\right)\left\}\right)$

其中，函数arg表示对复数值取其相位值的操作，其值域为[-π，π)；而函数sgn则代表对实数操作数取符号的操作，亦即：

然后，对应每个位置k得到以下帧序号集合S_k：

$S_k=\left\{m\right|\mathrm{sgn}\left\{\arg \left(c_k^m\right)\right\}=s_k\}$

最后，按以下公式进行多帧合并得到序列q：

$q_k=\underset{m\&Element;S_k}{\mathrm{\&Sigma;}}{c}_k^m,$ 对于k＝1，2，…，2×(L+R+1)

(3)按加权方法合并。亦即将每个相位偏移估计值c_k ^m进行加权后再进行累加，例如，可选择相应加权值w_k ^m为c_k ^m的模值，即：

$w_k^m=\left|c_k^m\right|$

然后，按以下公式进行合并得到序列q：

$q_k=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k^m\&times;w_k^m,$ 对于k＝1，2，…，2×(L+R+1)

其中，符号“|·|”表示取模操作。

(4)按与某一个门限的比较结果进行合并。首先，计算得到M帧中所有位置上相位偏移估计值的模值的平均值c_avg：

$c_{\mathrm{avg}}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=1}{\overset{2\&times;(L+R+1)}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|c_k^m\right|$

然后，在c_avg基础上乘一个预先设定的参数T_c得到门限值c_avg·T_c，并对应每个位置k得到以下帧序号集合R_k：

$R_k=\left\{m\right|\left|c_k^m\right|>c_{\mathrm{avg}}\&CenterDot;T_c\}$

最后，按以下公式进行多帧合并得到序列q：

$q_k=\underset{m\&Element;R_k}{\mathrm{\&Sigma;}}{c}_k^m,$ 对于k＝1，2，…，2×(L+R+1)

这里的参数T_c为一个正实数，例如可取T_c＝2。

上述合并方法(2)～(4)中，所采用的各种特殊方法均是为了加强多帧合并后的准确性，避免某帧中某些错误的相位偏移估计对多帧合并后估计结果精度所可能产生的不利影响。所述错误的相位偏移估计可能是由于当时SINR过低或者处于深衰落情况下时导致的。当然，即使采用最简单的合并方法(1)，即直接相加的方法，一般也能获得较好的估计性能。

接下去，对应步骤707，根据所述的多帧合并所得相位偏移估计序列，计算搜索窗内的时延包络。该时延包络是由另一个求模值器806通过将输入序列q的各元素依次取模得到的，用另一个长为2×(L+R+1)的序列d：{d₁，d₂，…，d_2×(L+R+1)}表示所述时延包络，则有：

               d_k＝|q_k|，对于k＝1，2，…，2×(L+R+1)

然后，对应步骤708，基于所述的时延包络将进行路径选择的过程。首先，时延包络中的最大值P_max和平均值P_mean由最大值和均值计算器807计算得到，其中：

$P_{\max }=\underset{1\&le;k\&le;2\&times;(L+R+1)}{\max }\left\{d_k\right\}$

$P_{\mathrm{mean}}=\frac{1}{2\&times;(L+R+1)}\underset{k=1}{\overset{2\&times;(L+R+1)}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_k$

然后，基于P_max和P_mean、以及另两个参数T₁和T₂，路径选择步骤708及其对应路径选择器808将求得一个阈值T_PS，它可表示为：

                     T_PS＝max{P_max-T₁，P_mean+T₂}

其中两个参数T₁和T₂用于结合P_max和P_mean来确定阈值T_PS，它们均大于0，注意这里它们的单位均为dB。T₁和T₂的优选值应根据设计要求和其它相关参数值的设定来确定。例如，对于L＝R＝16参数设置，并采用所述的多数符号准则进行合并时，推荐的参数T₁和T₂的设置为：T₁＝6dB和T₂＝6dB。

参见图9，所示为根据本发明在粗略频率校正过程中进行路径选择的方法。路径选择步骤708和对应的路径选择器808通过比较时延包络序列d和阈值T_PS来进行路径选择，即仅当时延包络中的抽头d_k大于T_PS时，对应路径才被选择，这样得到一组有效路径位置集合S，可表示为：

                  S＝{k|d_k＞T_PS，1≤k≤2×(L+R+1)}

注意，如果发现按上述方法得到的有效路径位置集合S为空集，则将时延包络中的最大值对应的那条径的位置加入集合S中。

另一方面，也可进一步地对选择路径的最大数目作出的限制：如果集合S中包含路径的数量大于一个参数L_P，则只保留其中d_k值最大的L_P条路径；否则集合S保持不变。经过该处理后，集合S中的包含路径数最多为L_P条。这里，参数为一个正整数，推荐L_P取值在2～6之间。参数L_P的最优取值应根据具体实现和设计目标来确定。

作为一种特殊情况，也可以简单地取时延包络中的最大值所对应的那条径作为路径选择的输出(亦即L_P＝1的情况)，有关仿真表明在该特殊情况下也可以获得不错的性能。

接着，对应步骤709，相位偏移估计合并器809将所述被选择路径上的相位偏移估计值进行合并，得到多径合并后的相位偏移估计记为q_comb，它可表示为：

$q_{\mathrm{comb}}=\underset{k\&Element;S}{\mathrm{\&Sigma;}}{q}_k$

接下去，对应步骤710，根据所述多径合并后的相位偏移估计值得到频率偏移估计值，这是由取相位器810提取相位偏移估计q_comb中的相位信息，然后通过乘法器811与一个常数K_FOE相乘，得到最终的频率偏移估计值FO_est，它可表示为：

                      FO_est＝arg(q_comb)×K_FOE

其中，函数arg(·)代表提取相位操作，而K_FOE则是由频率偏移估计算法和***码片宽度T_c决定的，如前所述。

最后，对应步骤711，所得的频率偏移估计值FO_est按照本地振荡器的压控特性，被转换成控制电压，并经过DAC来控制本地振荡器，从而完成一次粗略频率校正过程。

根据本发明，由于采用了“搜索窗”来克服同步偏差和多径传播的影响，以及利用加权处理提高快衰落信道下的频率偏移估计性能，并采用了多帧合并和多径合并两种方式来实现时间分集和多径分集，因此本发明提出的粗略频率校正方法和装置，可在各种恶劣移动通信信道传播条件下，保持良好的性能，以确保接收机中相关模块的正常工作。

图10是根据本发明在TD-SCDMA***中进行精细频率校正的结构框图。所述的精细频率校正过程是基于卡尔曼(Kalman)滤波器理论通过一个一阶环路来实现的。首先，接收射频信号经过下变频解调器1010并经过ADC、AGC和RRC滤波器后转换成为数字基带信号，接着信号数据提取器1011根据帧同步信息提取TS0上P-CCPCH信道中长为144个码片的Midamble接收部分内的采样数据，对应于2倍过采样情况，共提取了144×2＝288个Midamble数据采样。该段数据采样对于***同步有重要作用，将被用于信道估计、路径搜索、SINR估计和频率偏移估计模块中。对应的长为144的Midamble训练序列是由Midamble码字生成器1012产生的，其码字索引是由先前的初始小区搜索第二步骤Step2所检测到的。

接着，该段Midamble数据采样被送入信道估计和路径搜索模块1013。该模块通过将Midamble数据采样与对应的Midamble训练序列进行(循环)相关，得到一组信道估计值。注意由于根据本发明实现的粗略频率校正过程已经把频率偏移控制的较小，可保证信道估计中的相关操作按全相关方式(与部分相关方式对应)，这就提高了信道估计模块的估计精度。当前帧内计算得到的信道估计值的功率值，构成了当前帧的时延包络(Delay Profile)，而路径搜索是根据当前帧的时延包络并结合以前若干帧的时延包络，并依据某些预设的阈值，结合当前最大路径功率以及平均噪声功率，来判断哪几条路径为有效路径。注意由于采用了2倍采样，因此路径的分辨精度是1/2个码片宽度。由于信道估计和路径搜索在各中无线通信***特别是移动通信***广泛应用，所以本领域内有关技术人员对其相关算法和实现方法很熟悉，所以这里不再赘述。这里信道估计将输出所谓“信道估计窗”内的所有路径的幅度和相位值，例如，信道估计窗宽度可定为16个码片，对应于2倍过采样，该估计窗内共产生16×2＝32条路径的幅度和相位值。其中，所述每条路径代表一个时延抽头(Delay Tap)。同时，信道估计还会输出相关长度内信道估计窗外的所有信道估计值，提供给测量等模块估计SINR等参数时使用。另一方面，路径搜索模块则输出信道估计窗内有效路径的位置信息。这里假设路径搜索模块最多产生L条有效路径位置信息。接收机中其它模块，包括解调(Demodulation)模块、同步(Synchronization)模块和测量(Measurement)模块等，将利用这些有效路径位置信息以及信道估计值进行有关工作。

再参考图10，路径合并和相关器(模块)1014利用所述的路径信息以及相应的信道估计值，按最大比例合并(Maximum Ratio Combining，简称“MRC”)的方式来进行多条路径的合并。图11是根据本发明在如图10所示的精细频率校正过程中进行路径合并的一种装置的结构框图，它采用如下方法进行路径合并：

(a)对应训练序列的接收信号的一组采样值首先通过一批延时器，得到一批数据序列，其中所述延时器的延时值是由路径搜索模块产生的路径位置信息决定的；

(b)将由步骤(a)所得的的一批数据序列，经过一批删除器后删除头部的若干数据得到一批新的数据序列，其长度均等于训练序列长度乘以过采样倍数；

(c)将有步骤(b)所得的一批数据序列，经过一批下采样器后得到另一批数据序列，其长度均等于训练序列长度；

(d)将由步骤(c)所得的一批数据序列，通过与对应路径的信道估计值的共扼值进行相乘后，再进行逐元素相加，即按最大比例合并方式得到一个数据序列，其长度等于训练序列的长度；

(e)将由步骤(d)所得的一个数据序列，与训练序列码字的共扼进行逐元素相乘后，得到一个新的数据序列作为输出，其长度等于训练序列的长度。

根据上述方法，该模块是采用类似与RAKE接收机的结构进行码片级合并的。该模块的输入为288个Midamble数据采样，它们将首先通过一组延时器1101₁-1101_L。其中，延时器1101_k对应了第k条路径，其时延值为T_max-1-T_k(单位为采样间隔，即1/2个码片)是由路径搜索模块产生的第k条路径位置信息T_k，经过一个减法器1102_k后所产生的。其中，第一条路径一般为信道估计窗中的第一条路径，其相对延时T₁＝0，而其它路径的相对延时满足1＝＜T_k＜＝T_max-1(对于2＝＜k＜＝L)；其中T_max则代表了信道估计窗的宽度，它也是以采样间隔(即1/2码片)为单位的，例如可取T_max＝2×16＝32，对应于16个码片宽度。这一批延时器的作用是根据路径位置信息将各路径上的数据重新“对齐”。各延时器的输出为共288+T_max-1个采样，注意由于延时的作用，在每条路径上产生的延时数据的首端和末端可能需要补零。然后，这L批延时器的输出的头T_max-1个数据通过分别通过删除器1103₁-1103_L被删除，剩下L批长度为288个采样的数据。然后，通过一批2倍下采样器1104₁-1104_L，每一批数据的奇数需要采样数据，亦即第1、3、5、…、287个采样共144个数据被保留，其余被丢弃。接着，这L批数据分别通过乘法器1105₁-1105_L与一批加权因子相乘；其中，第k条路径的加权因子h_Tk ^*，是由信道估计产生的相对位置为T_k的那条路径上的信道估计值h_Tk，经过共扼器1106_k后产生的。随后，这所有L批加权后的数据通过加法器1107合并后，得到一组共含有144个数据采样的序列。最后，这个数据采样序列与经过共扼器1109共扼的长度为144的Midamble训练序列，经过一个乘法器1108进行逐元素相乘后，最终得到一批长为144的相关输出。

另一种用于实现路径合并和相关的装置如图12所示。它采用如下方法：

(a)将从路径搜索模块产生的路径位置信息按奇偶性进行分离；同时，将这些路径位置上信道估计值也按照路径位置的奇偶性进行分离；

(b)将训练序列码字经过一批延时器，得到一批数据序列；其中延时器的延时值分别由奇数位置路径决定；

(c)将由步骤(b)所得的一批数据序列，分别与对应路径的信道估计值进行相乘，得到一批新的数据序列；

(d)将由步骤(c)所得的一批数据序列，经过逐元素相加后，得到一个新的数据序列；

(e)将由步骤(d)所得的一个数据序列，经过删除器删除尾部若干数据，并经过共扼后，得到一个新的数据序列，其长度等于训练序列的长度；

(f)将训练序列码字经过一批延时器，得到一批数据序列；其中延时器的延时值分别由偶数位置路径决定；

(g)将由步骤(f)所得的一批数据序列，重复步骤(c)～(e)后，得到另一个新的数据序列，其长度等于训练序列的长度；

(h)将接收对应训练序列的信号采样值按奇偶序号经过分路器后得到两个数据序列，其长度均等于训练序列长度；

(i)将由步骤(h)所得的对应奇偶序号的两个数据序列，分别与由步骤(e)和步骤(g)的两个数据序列分别进行逐元素相乘，得到两个新的数据序列；

(j)将由步骤(i)所得的两个序列进行逐元素相加后，得到一个新的数据序列作为输出，其长度等于训练序列的长度。

根据上述方法，参照图12，首先，输入长为288的Midamble部分接收数据采样，经过分路器1200按奇数序号和偶数序号分为两个长均为144的序列。同时，从信道估计和路径搜索模块来的共L条路径位置信息{T₁，T₂...，T_L}(0＝＜T_k＜＝T_max-1)，经过分离器1201按奇偶性分为两路，分别记为{T_odd，1，T_odd，2，...，T_odd，L1}和{T_even，1，T_even，2，...，T_even，L2}，其中L1和L2分别为位置取值分别为奇数和偶数的路径的数目。相应的，输入的信道估计结果{h_T1，h_T2，...，h_TL}亦按照相应路径位置的奇偶性被分为两路：{h_Todd，1，h_Todd，2，...，h_Todd，L1}和{h_Teven，1，h_Teven，2，...，h_Teven，L2}。然后，将长度为144个的Midamble输入数据通过一批延时器1202₁-1202_L1、以及一批乘法器1203₁-1203_L1，并通过累加器1206₁全部相加后，实现与奇数位置路径信道估计序列的卷积(Convolution)过程。注意，这里延时器对于输入延时控制参数T_k，将把输入数据延时 个数据单位(其中符号

表示取整操作)，并在必要时在首端和末端补零，使输出数据段长度为 以使各路数据对齐。这样，累加器1206₁输出为长度为

的数据序列，经过删除器1207₁删除其最后 个数据后，剩下长为144的数据序列；然后，该序列经过共扼器1208₁进行共扼后，通过乘法器1209₁与分路器1200输出的奇数序号数据采样进行逐元素相乘，得到一组由奇数位置路径信道估计得到的长度为144的相关数据输出。类似的，通过一批延时器1204₁-1204_L1、一批乘法器1205₁-1205_L1、一个累加器1206₂、删除器1207₂、共扼器1208₂、并通过乘法器1209₂与分路器1200输出的偶数序号数据采样进行逐元素相乘，可得到另一组对应偶数位置路径信道估计得到的长度为144的相关数据输出。最后，将所述两路分别对应奇数和偶数位置路径信道估计得到的相关数据通过相加器1210相加，就得到了长度为144的相关输出结果。

接着，参考图10，这批经过多径合并后的Midamble接收数据并与本地产生的Midamble码字被送入频率偏移估计器1015，并输出频率偏移估计

这里可根据具体实现约束和设计要求，选择如图3或者图4的频率偏移估计器(N＝144)，或者其它类型的频率偏移估计器。其中，提取相位器34或者46可按如下方式进行简化。对于输入相位偏移估计值c＝c_real+j*c_imag，传统的方法是按如下公式：

$\mathrm{\&theta;}=\arctan \left(\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\right)$

并按照查表等方法得到相位值。但是，当c_real/c_imag值较小时，可只取上式Taylor级数展开式中的第一项作为近似，即：

$\mathrm{\&theta;}\&ap;\left(\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\right),$ 如果 $\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\&le;\mathrm{\&lambda;}$

其中，c_real为相位估计值的实部；c_imag为相位估计值的虚部。

对于图3和图4所示两种频率偏移估计器结构，所推荐的λ取值分别为1.0和0.5(分别对应了频偏值5.66kHz和5.58kHz)。另一方面，如果计算所得的c_real/c_imag值大于λ时，则直接将输出相位估计θ的值置为λ。有关仿真表明，该简化对AFC性能的影响很小。采用该方法，只需要采用一个除法运算和一次比较运算，就可以近似得到相位估计值，其复杂度和存储量都比直接计算反正切函数arctan要简单很多。

需要特别指出的是，这里多径合并是在频率偏移估计之前进行的。而在其它许多AFC方法和装置中，上述两者的次序往往是相反的。例如欧洲专利EP1300962，发明名称为“自动频率校正装置和自动频率校正方法”(Automatic Frequency Control Device and Automatic Frequency ControlMethod)中，频率偏移估计首先在每条路径上分别进行，然后再按最大比例合并方式进行合并。在本发明中，由于多径合并是在频率偏移估计之前进行的，所以本发明只需要进行一次频率偏移估计即可；而根据上述所引用的发明则需要进行多次频率偏移估计，其次数与路径数相等，因此其复杂度比本发明中的对应结构的复杂度要高出很多。另一方面，有关仿真表明，这两种结构所达到的性能是十分接近的。

参考图10，信道估计和路径搜索模块1013输出的路径信息及信道估计结果被送入SINR估计器模块1016中，产生当前帧SINR估计值。该SINR估计器也是基于TS0上P-CCPCH信道中的Midamble码来得到当前帧的SINR估计值的。图13表示根据本发明在如图10所示的精细频率校正过程中，一种利用信道估计和路径搜索结果进行SINR估计的方法的流程图。其中，在步骤130中，根据路径搜索模块提供的有效路径位置信息，SINR估计器将这些路径上当前帧的信道估计值的功率相加，就可以得到信号功率估计值S。另一方面，在步骤131中，根据路径搜索模块提供的噪声路径位置信息(即相关窗内的所有非有效路径)，SINR估计器将这些路径上当前帧的信道估计值的功率相加，就可以得到干扰和噪声功率估计值N。最后在步骤132中，当前帧的SINR估计值按如下公式计算：

                   SINR_k＝S/N/D

其中，D表示“信道估计相关长度”，代表进行信道估计时，所采用训练序列的长度；对于这里所述的优选实施例，即TD-SCDMA***中的情况，该值可取为等于128-这是因为信道估计采用了144码片Midamble数据的后128个码片内的数据采样，并且所要估计的SINR值是指每个码片内的接收功率与带内干扰噪声功率谱密度的比值。变量SINR_k的下标k代表这是在第k帧中得到的SINR估计值。

图14示出根据本发明在如图10所示的精细频率校正过程中，另一种进行SINR估计的方法的流程图。其中，参考图14，所属SINR估计方法的输入来自于如图12所示的路径合并和相关装置结构框图中的中间输出点A～F。其中，来自点A和点B的数据分别为奇数和偶数位置有效路径上的信道结果，它们分别经过信号功率计算器142₁和142₂后，得到对应奇数和偶数位置有效路径上的信号功率值S1和信号功率值S2。所述信号功率计算器142_1-2可通过将其所有输入信道估计值的功率值求和后获得相应的信号功率。另一方面，来自图12点C～F每个点上的输入为在每帧中得到长为144的一个数据序列，其中点C和点E上分别为由训练序列分别与奇数和偶数位置路径估计卷积后得到的输出序列；而点D和点F上分别为经过分离器1201后得到的两路对应接收序列。参考图14，来自点C的数据序列与来自点D的数据序列经过减法器141₁后，其差值序列在经过噪声功率计算器143₁后，计算得到噪声功率值N1；类似的，来自点E的数据序列与来自点F的数据序列经过减法器141₂后，其差值序列在经过噪声功率计算器143₂后，计算得到噪声功率值N2。所述的噪声功率计算器143_1-2可通过计算其输入数据序列的平均功率值来获得相应的噪声功率。最后，信号功率值S1、S2，以及噪声功率值N1、N2，通过合并器144合并后得到当前帧的SINR估计输出。其中，合并器144可采用如下几种合并方法中的一种：

(1)合并方法1：

(2)合并方法2：

(3)合并方法3： (其中符号MAX表示求最大值运算)

接着，参考图10，卡尔曼Kalman增益因子计算器1017利用当前帧的SINR估计，进行所述一阶环路增益因子的更新。所更新的参数包括：测量噪声方差R_k、估计方差P_k和卡尔曼Kalman增益因子K_k，其中下标k代表当前帧的序号。图15所示为根据本发明在如图10所示的精细频率校正过程中进行卡尔曼Kalman增益因子计算的方法的流程图。初始状态下(即进入精细频率校正过程之前)，在步骤1501中，P₀被赋予一个初始值，一般的，P₀应根据进入精细频率校正之前的频偏的方差来设置。根据本发明，P₀应根据粗略频率校正的输出频偏的方差来确定，推荐值为P₀＝(2000)²；此外，P₀也可以根据当时所测的SINR值来确定。

接下来，精细频率校正装置开始工作，在步骤1502中，帧计数器k的初始值设为1。然后在步骤1503中，当前帧的频偏估计方差R_k将基于当前帧的SINR估计值SINR_k来计算，具体计算公式为：

$R_k=K_R\&times;\frac{1}{{\mathrm{SINR}}_k}$

该公式是按照改进的Cramer-Rao界来针对TD-SCDMA***得到的，因为有关仿真表明，如图3或者图4所示的频率偏移估计器在中或高SINR条件下能够很好地逼近该性能界。其中，根据Cramer-Rao界，常数K_R的取值应根据有关***参数来确定：

$K_R=\frac{3}{2{\mathrm{\&pi;}}^2{T_c}^2}\&CenterDot;\frac{1}{N(N^2-1)}$

其中，T_c代表了***码片宽度，而N代表了所用训练序列的长度。对于TD-SCDMA***，1/T_c＝1.28Mcps，并且所用Midamble码字的长度N＝144，据此可得K_R＝(288.8)²。有关改进的Cramer-Rao界的具体信息，可参考安杰(A.N.D’Andrea)等人在1994年IEEE Transaction on Communication杂志上发表的，名称为“The Modified Cramer-Rao Bound and Its Applications toSynchronization Parameters”的论文，对本领域的一般技术人员是很容易掌握的。

接着在步骤1504中，卡尔曼Kalman增益因子K_k由当前帧计算的R_k和前一帧计算的P_k-1求得，根据卡尔曼Kalman滤波理论，计算K_k的公式为：

             K_k＝P_k-1(P_k-1+R_k)^-1

接着在步骤1505中，判断所计算的K_k值是否小于一个预设值K_LOW，如果K_k＜K_LOW，则进入步骤1507，改变K_k使其等于K_LOW，同时令P_k＝P_k-1；反之，如果K_k＞＝K_LOW，则进入步骤1506，根据卡尔曼Kalman滤波理论，由当前帧计算所得的K_k值、以及前一帧计算得到P_k-1值，来计算P_k值：

                P_k＝(1-K_k)P_k-1

这里，对K_k进行下限幅的目的是：当环路增益过小时，难以跟踪较快频率漂移；因此，需要对环路增益K_k进行下限幅以保证能够跟踪上频率偏移。推荐的下限幅值K_LOW为1/64或者1/128-K_LOW的优选取值应由具体实现和工作环境来确定。

然后，在步骤1508中，输出当前帧所计算的卡尔曼Kalman增益因子K_k到环路滤波器。接着在步骤1509中，帧计数器k进行加1，准备进行下一帧中有关参数的更新。

接着，参考图10，一阶环路滤波器1018将根据输入 (当前帧计算的频率偏移估计)以及K_k(当前帧计算的卡尔曼Kalman增益因子)，进行一阶滤波，并输出当前帧的累加频率偏移估计值

参考图16，所示为根据本发明在如图10所示的精细频率校正结构中的一阶环路滤波器的实现结构框图。其中，输入 首先与卡尔曼Kalman增益因子K_k通过一个乘法器161相乘，然后与前一帧中的输出 通过一个加法器162相加，得到输出可用下式表示：

${\hat{f}}_k={\hat{f}}_{k-1}+K_k\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_k$

延时器163的作用是保存当前帧的输出 并反馈在下一帧中使用。

另外，作为一种简化，也可以把环路增益固定为几个特定值之中，例如{1.0，0.5，0.1，0.05，0.01}，然后取该集合中最接近上述卡尔曼Kalman增益因子计算器的输出K_k的那个值，作为当前帧控制环路增益值。这样可以简化有关操作，同时性能不会有大的损失。

另外，根据估计方差P_k的取值，可判断当前AFC调整过程是否收敛。或者，也可以通过对近几帧内频率偏移估计进行平均后，再依据该平均值来判断是否达到收敛。由于本发明中采用了卡尔曼Kalman滤波理论来自适应地调整环路滤波器的增益，而不像有些AFC方法采用收敛性判断结果来调整环路滤波器的增益，所以该收敛性判断步骤在本发明中并不是必须的。但是，作为一个可用备选项，可利用所述的收敛性判断方法，来进行辅助判断AFC环路是否收敛——如果在一定时间内发现AFC环路仍未达到收敛，则可以将所述精细频率校正方法重新执行，或者将之前的有关同步步骤重新执行(因为AFC环路不收敛也有可能是因为接收机中其它模块输入的同步信息或者训练序列有错误)。

最后，参考图10，一阶环路滤波器1018的输出按照本地振荡器1019的压控特性，被转换成控制电压，并经过DAC来控制本地压控振荡器1019，从而完成了当前帧内的精细频率校正过程。在下一帧中，上述精细频率校正过程将重复进行。这样，随着处理帧数的增加，环路滤波器的输出控制不断得到更新，并使本地振荡器的1019的输出载波频率 不断逼近输入信号的实际载波频率f_k，并使它们之间的差值，即残留的频率偏移值，达到保证接收机中其它模块正常工作的目标值(例如，规范所规定的0.1ppm或者更低)。

由于本发明采用了一种最优的估计器——卡尔曼Kalman滤波器来实现精细频率校正的一阶环路结构，所以可在不同的信道条件下保持优良的性能。本领域的技术人员应能了解，卡尔曼Kalman滤波理论是R.E.Kalman早在l960的“美国机械工程师学会学报”(“Transaction of the ASME”)第82期上发表的一种最优估计理论，在控制、通信等领域中得到了广泛的应用。采用卡尔曼Kalman滤波理论设计的方法和装置，将可以获得十分优良的性能。然而，可能是出于以下原因，该理论却很少被利用于实际AFC应用中：

(1)如何在AFC环路中得到卡尔曼Kalman滤波器中所需要的有关估计参数，例如估计方差值R_k等；

(2)与其它方法相比，应用卡尔曼Kalman滤波结构设计的AFC环路可能显得较为复杂。

但是，本发明通过在AFC环路中加入SINR估计器，并通过MCRB性能界将SINR估计输出转化测量噪声方差值R_k值，并且估计方差P_k的初始值P₀根据输入频率偏差的均方值预期来确定，从而简单地将卡尔曼Kalman滤波器在AFC应用中得以实现。另外，根据本发明，根据卡尔曼Kalman滤波理论设计的精细频率校正过程的复杂度也较低，所需的信号处理工作一般可以在软件中简单实现。这是因为：

(1)首先，根据本发明卡尔曼Kalman滤波器中有关参数的更新，包括测量噪声方差R_k、估计方差P_k和卡尔曼Kalman增益因子K_k等，均是每帧仅更新一次，而且其计算也限于若干乘除运算和加减运算。一般的，无线通信***中一个帧的长度相对较大，例如TD-SCDMA中一个帧的长度为5ms。因此，所述的卡尔曼Kalman滤波器中有关参数的更新频率和每次更新过程中计算复杂度都是很低的；

(2)其次，根据本发明为了计算测量噪声方差R_k所用的SINR估计器，其实现也很简单。例如，采用如图13实现的SINR估计器，只须用到当前帧内的信道估计和路径搜索结果，并通过一些简单运算(几百个平方和加法运算)就可以获得。另一方面，其它接收机模块，例如测量(measurement)模块可能也要计算该值，此时就无须为AFC模块单独进行一次额外的SINR估计计算了。

特别的，根据本发明，环路增益因子将根据当前帧所估计的SINR值来动态调整对当前帧频率偏移估计值的增益——一般的，SINR值越高，表明当前的频率偏移估计值越可信，其增益也就越高；反之，SINR值越低，表明当前的频率偏移估计值越不可信，其增益也就越低。因此，与其它一些固定环路滤波器增益因子的AFC环路结构相比，本发明提出的精细频率调整方法和装置，能够根据当时的信道条件自适应地调整环路增益，以达到最佳的环路收敛性能，使频率同步工作快速得以完成。这对于缩短TD-SCDMA***的初始小区搜索时间有着重要意义。

至此，已经结合附图详细地描述了本发明的一种最佳实施方式。本领域的普通技术人员应该可以认识到，这里用于描述本发明的各种逻辑单元、模块、电路以及算法步骤等，可以采用电子硬件(electronic hardware)、计算机软件(computer software)或者它们的组合来付诸实现。这里对各种元件、单元、模块、电路和步骤通常都是按照他们的功能来描述的，实现时究竟采用硬件还是软件，是由整个***的具体应用和设计约束来决定的。本领域的普通技术人员应该可以认识到在特定情况下硬件和软件的可互换性，并能针对具体应用采用最佳方式来实现本发明所描述的一类自动频率校正方法。

例如，这里用于描述本发明的各种逻辑单元、模块、电路以及算法步骤等，可采用以下方式或者它们的组合来实现，包括：数字信号处理器(DSP)、特殊用途集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或者其它可编程逻辑器件、分离的(discrete)逻辑门(gate)或者晶体管(transistor)逻辑、分离的硬件元器件(例如寄存器和FIFO)、执行一系列固件(firmware)指令的处理器、传统的编程软件(programmable software)和有关处理器(processor)等。其中，处理器可以是微处理器(microprocessor)，也可以是传统的处理器、控制器(controller)、微控制器(microcontroller)或者状态机(state machine)等；软件模块可存在于RAM存储器、闪存(flash memory)、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或者任何现有已知的存储介质中。

本领域的普通技术人员显然清楚并且理解，本发明所举的最佳实施例仅用以说明本发明，而并不用于限制本发明，本发明所举各实施例中的技术特征，可以任意组合，而并不脱离本发明的思想。根据本发明公开的一种应用于时分无线通信***中的自动频率校正方法和设备，可以有许多方式修改所公开的发明，并且除了上述的具体给出的优选方式外，本发明还可以有其它许多实施例。因此，凡属依据本发明构思所能得到的方法或改进，均应包含在本发明的权利范围之内。本发明的权利范围由所附权利要求限定。

Claims (26)

1、一种时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于它包括如下步骤：

训练序列获取步骤，接收机通过进行小区搜索，或者由***通知等方法，得知一个数据序列模式，该数据序列模式在接收信号中是按一定方式出现，例如周期性地出现；以及

精细频率校正步骤，该步骤可基于若干连续或者非连续帧逐帧不断进行，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始，每一次它包括如下步骤：

信号数据提取步骤，用于提取对应于所述训练序列部分的接收数据；

信道估计和路径搜索步骤，用于得到一批当前帧内对应各个信道时延抽头上的幅度和相位信息，并依据当前帧以及以前若干帧的信道估计结果来选择若干条有效路径；

路径合并和相关步骤，用于根据所述的信道估计值和路径选择结果，将若干条所述的有效路径上的对应于训练序列部分的接收数据进行最大比例合并，然后与训练序列进行相关；

频率偏移估计计算步骤，用于根据所述路径合并和相关步骤得到的输出序列，进行一次频率偏移估计来得到频率偏移估计值；

信干噪比估计步骤，用于得到当前帧内的信干噪比估计结果；

卡尔曼增益因子计算步骤，用于根据所述的信干噪比估计结果，得到应用于当前帧内频率偏移估计的增益因子；

环路滤波步骤，用于根据所述的频率偏移估计值和卡尔曼增益因子，进行一阶环路滤波得到累计频率偏移估计值；以及

本地振荡器精调步骤，用于将所述的累计频率偏移估计值来控制本地振荡器的输出频率，从而完成当前帧内的一次精细频率校正。

2、一种时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于所述方法包括如下步骤：

初始小区搜索第一步骤，通过将所有可能的主同步码码字与接收信号序列进行相关处理或者类似处理后，得到粗略的帧同步信息，同时检测出最有可能的主同步码码字；

粗略频率校正步骤，利用所述初始小区搜索第一步骤所检测到的主同步码码字作为该步骤的训练序列；该步骤可基于若干连续或者非连续帧逐帧不断进行，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始，每一次它包括如下步骤：

信号数据提取步骤，用于提取包含所述训练序列的对应搜索窗内的接收数据；

滑动相关以及相位偏移估计计算步骤，用于得到所述搜索窗内的一个相位偏移估计序列；

多帧合并步骤，用于完成将多个帧内得到的相位偏移估计序列按某种方式进行合并；

时延包络生成步骤，根据所述的多帧合并后的相位偏移估计序列进行取模计算后得到搜索窗内的一个时延包络；

路径选择步骤，根据所述的时延包络在所述的搜索窗内进行路径选择；

相位偏移估计合并步骤，用于将所述选择路径上的相位偏移估计值进行多径合并；

频率偏移估计计算步骤，根据所述的多径合并后的相位偏移估计来得到频率偏移估计；以及

本地振荡器频率粗调步骤，用于将所得的频率偏移估计来控制本地振荡器的输出频率，从而完成一次粗略频率校正过程；

初始小区搜索第二步骤，根据所述的主同步码码字得到该主同步码所对应的码组；同时根据所述的粗略的帧同步信息以及***帧结构，得到次同步码接收信号的粗略位置；然后通过将所述码组中所有可能的次同步码码字与接收次同步码信号进行相关处理或者类似处理后，检测出***采用了其中哪个次同步码码字；

精细频率校正步骤，利用所述初始小区搜索第二步骤所检测到的次同步码码字作为该步骤的训练序列；包括在每一接收信号帧内可连续或者非连续帧逐帧不断进行如下步骤，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始；

信号数据提取步骤，用于提取对应于所述训练序列部分的接收数据；

信道估计和路径搜索步骤，用于得到一批当前帧内对应各个信道时延抽头上的幅度和相位信息，并依据当前帧以及以前若干帧的信道估计结果来选择若干条有效路径；

路径合并和相关步骤，用于根据所述的的信道估计值和路径选择结果，将若干条所述的有效路径上的对应于训练序列部分的接收数据进行最大比例合并，然后与训练序列进行相关；

频率偏移估计计算步骤，用于根据所述的路径合并和相关步骤得到的输出序列，进行一次频率偏移估计来得到频率偏移估计值；

信干噪比估计步骤，用于得到当前帧内的信干噪比估计结果；

卡尔曼增益因子计算步骤，用于根据所述的信干噪比估计结果，得到应用于当前帧内频率偏移估计的增益因子；

环路滤波步骤，用于根据所述的频率偏移估计值和卡尔曼增益因子，进行一阶环路滤波得到累计频率偏移估计值；以及

本地振荡器精调步骤，用于将所述的累计频率偏移估计值来控制本地振荡器的输出频率，从而完成当前帧内的一次精细频率校正。

3、如权利要求1或2所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于所述路径合并和相关步骤包括：

(a)对应训练序列的接收信号的一组采样值首先通过一批延时器，得到一批数据序列，其中所述延时器的延时值是由路径搜索模块产生的路径位置信息决定的；

(b)将由步骤(a)所得的一批数据序列，经过一批删除器后删除头部的若干数据得到一批新的数据序列，其长度均等于训练序列长度乘以过采样倍数；

(c)将有步骤(b)所得的一批数据序列，经过一批下采样器后得到另一批数据序列，其长度均等于训练序列长度；

(d)将由步骤(c)所得的一批数据序列，通过与对应路径的信道估计值的共扼值进行相乘后，再进行逐元素相加，即按最大比例合并方式得到一个数据序列，其长度等于训练序列的长度；

(e)将由步骤(d)所得的一个数据序列，与训练序列码字的共扼进行逐元素相乘后，得到一个新的数据序列作为输出，其长度等于训练序列的长度。

4、如权利要求1或2所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于所述路径合并和相关步骤包括：

(a)将从路径搜索模块产生的路径位置信息按奇偶性进行分离；同时，将这些路径位置上信道估计值也按照路径位置的奇偶性进行分离；

(b)将训练序列码字经过一批延时器，得到一批数据序列；其中延时器的延时值分别由奇数位置路径决定；

(c)将由步骤(b)所得的一批数据序列，分别与对应路径的信道估计值进行相乘，得到一批新的数据序列；

(d)将由步骤(c)所得的一批数据序列，经过逐元素相加后，得到一个新的数据序列；

(e)将由步骤(d)所得的一个数据序列，经过删除器删除尾部若干数据，并经过共扼后，得到一个新的数据序列，其长度等于训练序列的长度；

(f)将训练序列码字经过一批延时器，得到一批数据序列；其中延时器的延时值分别由偶数位置路径决定；

(g)将由步骤(f)所得的一批数据序列，重复步骤(c)~(e)后，得到另一个新的数据序列，其长度等于训练序列的长度；

(h)将接收对应训练序列的信号采样值按奇偶序号经过分路器后得到两个数据序列，其长度均等于训练序列长度；

(i)将由步骤(h)所得的对应奇偶序号的两个数据序列，分别与由步骤(e)和步骤(g)的两个数据序列分别进行逐元素相乘，得到两个新的数据序列；

(j)将由步骤(i)所得的两个序列进行逐元素相加后，得到一个新的数据序列作为输出，其长度等于训练序列的长度。

5、如权利要求1或2所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于，所述信干噪比估计步骤包括：

信号功率估计步骤，根据路径搜索模块提供的有效路径位置信息，将这些路径上当前帧的信道估计值的功率相加，得到信号功率估计值S；

干扰和噪声功率估计步骤，根据路径搜索模块提供的噪声路径信息，将这些路径上当前帧的信道估计值的功率相加得到干扰和噪声功率估计值N；

根据下列公式计算当前帧的信干噪比估计值SINR_k＝S/N/信道估计相关长度。

6、如权利要求5所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于所述信道估计相关长度为128。

7、如权利要求1或2所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于所述信干噪比估计步骤包括：

对路径合并和相关步骤中得到的分别为奇数和偶数位置有效路径上的信道结果经过处理后分别得到对应奇数和偶数位置有效路径上的信号功率值S1和信号功率值S2；

将路径合并和相关步骤中按奇偶序号分离得到的两路接收数据序列，分别与路径合并和相关步骤中由训练序列分别与奇数和偶数位置路径估计卷积后得到得到的数据序列，经过逐元素相减后，其差值数据序列在经过噪声功率计算器后，分别计算得到噪声功率值N1和N2；

对上述信号功率S1和S2和噪声功率值N1和N2通过相关合并计算后得到当前帧的信干噪比估计值。

8、如权利要求7所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于所述信号功率S1和S2和噪声功率值信干噪比合并采用下述合并方法：

$\frac{S1}{N1}+\frac{S2}{N2}.$

9、如权利要求7所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于所述信号功率S1和S2和噪声功率值信干噪比合并采用下述合并方法：

$\frac{S1+S2}{N1+N2}.$

10、如权利要求7所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于所述信号功率S1和S2和噪声功率值信干噪比合并采用下述合并方法：

$\mathrm{MAX}(\frac{S1}{N1},\frac{S2}{N2}).$

11、如权利要求1或2所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于所述卡尔曼增益因子计算步骤包括：

a)根据当时所测的信干噪比值来确定设定初始值P0；

b)将帧计数器k的初始值设为1；

c)按如下方式计算当前帧的频偏估计方差R_k：

$R_k=K_R\&times;\frac{1}{{\mathrm{SINR}}_k}$

其中，K_R为一个与***参数有关的常数；例如在TD-SCDMA***中，该参数可选取为(288.8)²；

d)根据下列公式由当前帧计算的R_k和前一帧计算的P_k-1求得卡尔曼增益因子K_k：

                 K_k＝P_k-1(P_k-1+R_k)^-1

e)判断所计算的K_k值是否小于一个预设值K_LOW如果K_k＜K_LOW，则改变K_k使其等于K_LOW，同时令P_k＝P_k-1；反之，如果K_k＞＝K_LOW，则根据卡尔曼滤波理论，由当前帧计算所得的K_k值、以及前一帧计算得到P_k-1值，来计算P_k值：

                   P_k＝(1-K_k)P_k-1

f)输出当前帧所计算的卡尔曼增益因子K_k到环路滤波器；

g)帧计数器k进行加1，准备进行下一帧中有关参数的更新。

12、如权利要求1或2所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于，在所述频率偏移估计计算步骤中，相位偏移估计值的相位采用如下公式计算

$\mathrm{\&theta;}\&ap;\left(\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\right),$ 如果 $\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\&le;\mathrm{\&lambda;},$

其中，c_real为相位偏移估计值的实部；c_imag为相位偏移估计值的虚部，且如果计算所得的c_real/c_imag值大于λ时，则直接将输出相位估计θ的值置为λ。

13、如权利要求12所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于在所述λ为1或0.5。

14、一种时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于它包括一训练序列获取装置和一与其相连的精细频率校正装置，其中，

训练序列获取装置，接收机通过进行小区搜索，或者由***通知等方法，得知一个数据序列模式，该数据序列模式在接收信号中是按一定方式出现，例如周期性地出现；以及

所述精细频率校正装置包括：

一将射频信号进行变频解调的变频解调器；

一信号数据提取器，它对来自变频解调器处理的射频信号进行提取对应于训练序列部分的接收数据；

一与信号数据提取器相连的信道估计和路径搜索器，它用于得到一批当前帧内对应各个信道时延抽头上的幅度和相位信息，并依据当前帧以及以前若干帧的信道估计结果来选择若干条有效路径；

一路径合并和相关器，它接收所述的信道估计和路径搜索器的信道估计值和路径选择结果，将来自信号数据提取器的若干条所述的有效路径上的对应于训练序列部分的接收数据进行最大比例合并，然后与训练序列进行相关；

一频率偏移估计计算器，接收来自所述的路径合并和相关器得到的输出序列，进行一次频率偏移估计来得到频率偏移估计值；

一与所述信道估计和路径搜索器相连的信干噪比估计器，用于确定当前帧内的信干噪比估计结果；

一与所述信道估计和路径搜索器相连的信干噪比估计器相连的卡尔曼增益因子计算器，它接收所述的信干噪比估计器的信干噪比估计结果，得到应用于当前帧内频率偏移估计的增益因子；

一环路滤波器，它接收来自所述的频率偏移估计计算器的频率偏移估计值信号和所述的卡尔曼增益因子计算器的卡尔曼增益因子信号，进行一阶环路滤波，从而得到累计频率偏移估计值；以及

一与所述环路滤波器相连的本地振荡器，用于将所述的累计频率偏移估计值来控制本地振荡器的输出频率，进行当前帧内的一次精细频率校正。

15、一种时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于它包括如下装置：

一初始小区搜索第一装置，通过将所有可能的主同步码码字与接收信号序列进行相关处理或者类似处理后，得到粗略的帧同步信息，同时检测出最有可能的主同步码码字；

与所述初始小区搜索第一装置相连的一粗略频率校正装置，它包括：

一信号数据提取器，用于提取包含训练序列的对应搜索窗内的接收数据；

一与上述信号数据提取器相连的滑动相关以及频率偏移估计器，用于得到所述搜索窗内的一个相位偏移估计序列；

一多帧合并器，接收来自所述的滑动相关以及频率偏移估计器的相位偏移估计序列，将多个帧内得到的相位偏移估计序列按某种方式进行合并；

一与多帧合并器相连的求模值器，它将所述的多帧合并器的相位偏移估计序列进行取模计算，得到搜索窗内的一个时延包络；

一路径选择器，接收来自所述的求模值器的时延包络，在所述的搜索窗内进行路径选择；

一相位偏移估计合并器，接收来自所述的路径选择器上的相位偏移估计值信号，进行多径合并；

一取相位器，接收来自所述的相位偏移估计合并器的的相位偏移估计来得到频率偏移估计；以及

一本地振荡器，接收来自所述的取相位器的频率偏移估计信号，控制本地振荡器的输出频率，进行一次粗略频率校正过程；

一与所述粗略频率校正装置相连的初始小区搜索第二装置，根据所述的主同步码码字得到该主同步码所对应的码组，同时根据所述的粗略的帧同步信息以及***帧结构，得到次同步码接收信号的粗略位置；然后通过将所述码组中所有可能的次同步码码字与接收次同步码信号进行相关处理或者类似处理后，检测出***采用了其中哪个次同步码码字；以及

一与所述初始小区搜索第二装置相连的精细频率校正装置，它包括，

一信号数据提取器，它从射频信号的变频解调器提取对应于训练序列部分的接收数据；

一与信号数据提取器相连的信道估计和路径搜索器，它用于得到一批当前帧内对应各个信道时延抽头上的幅度和相位信息，并依据当前帧以及以前若干帧的信道估计结果来选择若干条有效路径；

一路径合并和相关器，它接收所述的信道估计和路径搜索器的信道估计值和路径选择结果，将来自信号数据提取器的若干条所述的有效路径上的对应于训练序列部分的接收数据进行最大比例合并，然后与训练序列进行相关；

一频率偏移估计计算器，接收来自所述的路径合并和相关器得到的输出序列，进行一次频率偏移估计来得到频率偏移估计值；

与所述信道估计和路径搜索器相连的信干噪比估计器，用于确定当前帧内的信干噪比估计结果；

一与所述信道估计和路径搜索器相连的信干噪比估计器相连的卡尔曼增益因子计算器，它接收所述的信干噪比估计器的信干噪比估计结果，得到应用于当前帧内频率偏移估计的增益因子；

一环路滤波器，它接收来自所述的频率偏移估计计算器的频率偏移估计值信号和所述的卡尔曼增益因子计算器的卡尔曼增益因子信号，进行一阶环路滤波，从而得到累计频率偏移估计值；以及

一与所述环路滤波器相连的本地振荡器，用于将所述的累计频率偏移估计值来控制本地振荡器的输出频率，进行当前帧内的一次精细频率校正。

16、如权利要求14或15所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于所述路径合并和相关器包括若干延时器、相应的若干删除器、相应的若干下采样器、相应的若干第一乘法器、若干第一共扼器、一加法器、一第二共扼器和一第二乘法器，其中：

对应训练序列的接收信号的一组采样值首先通过若干延时器，得到一批数据序列，其中所述延时器的延时值是由路径搜索模块产生的路径位置信息决定的；

所述若干删除器将从所述若干延时器得的一批数据序列删除头部的若干数据，得到一批新的数据序列，其长度均等于训练序列长度乘以过采样倍数；

所述若干下采样器将从所述若干删除器所得的一批数据序列进行处理，得到另一批数据序列，其长度均等于训练序列长度；

所述若干第一乘法器将从所述若干下采样器所得的另一批数据序列，分别通过与来自第一共扼器的对应路径的信道估计值的共扼值进行相乘后，再由所述加法器进行逐元素相加，即按最大比例合并方式得到一个数据序列，其长度等于训练序列的长度；

所述第二共扼器将所述加法器的一个数据序列与训练序列码字的共扼，并由第二乘法器进行逐元素相乘后，得到一个新的数据序列作为输出，其长度等于训练序列的长度。

17、如权利要求14或15所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于所述路径合并和相关器包括一分路器、一分离器、两累加器、两删除器、两共扼器、若干第一乘法器、若干延时器、两第二乘法器、一相加器，其中：

所述分离器将从路径搜索模块产生的路径位置信息按奇偶性进行分离，同时并将这些路径位置上信道估计值也按照路径位置的奇偶性进行分离；

所述一部分延时器分别将训练序列码字延时处理得到一批数据序列，该延时器的延时值分别由奇数位置路径决定；

所述一部分第一乘法器将来自上述延时器的一批数据序列分别与对应路径的信道估计值进行相乘，得到一批新的数据序列；

所述一累加器将来自一部分第一乘法器的一批数据序列经过逐元素相加后，得到一新的数据序列；

所述一删除器将上述一第一累加器的数据序列删除尾部若干数据并经过一共扼器共扼后，得到一个新的数据序列，其长度等于训练序列的长度；

所述另一部分延时器将训练序列码字经过延时处理，得到一批数据序列，该延时器的延时值分别由偶数位置路径决定；

所述另一部分第一乘法器将来自上述延时器的一批数据序列分别与对应路径的信道估计值进行相乘，得到一批新的数据序列；

所述另一累加器将由上述另一部分第一乘法器的一批数据序列经过逐元素相加后，得到一新的数据序列；

所述另一删除器将另一累加器的数据序列删除尾部若干数据并经过另一共扼器共扼后，得到一个新的数据序列，其长度等于训练序列的长度；

所述分路器将对应训练序列的信号采样值按奇偶序号经过处理后得到两个数据序列，其长度均等于训练序列长度；

所述两第二乘法器分别将上述分路器的对应奇偶序号的上述数据序列与上述共扼器的上述数据序列分别进行逐元素相乘，得到两个新的数据序列；

所述相加器将所述两第二乘法器的两个序列进行逐元素相加后，得到一个新的数据序列作为输出，其长度等于训练序列的长度。

18、如权利要求14或15所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于所述信干噪比估计装器包括信号功率估计装置、路径搜索模块和干扰、噪声功率估计装置和信干噪比估计计算装置，其中：

所述信号功率估计装置接收路径搜索模块的有效路径位置信息，将这些路径上当前帧的信道估计值的功率相加，得到信号功率估计值S；

所述的干扰和噪声功率估计装置接收所述的路径搜索模块提供的相关窗内的所有非有效路径的噪声路径信息，将这些路径上当前帧的信道估计值的功率相加得到干扰和噪声功率估计值N；

所述信干噪比估计计算装置根据上述信号功率估计值S和干扰和噪声功率估计值N，根据下列公式计算当前帧的信干噪比估计值：

SINR_k＝S/N/信道估计相关长度。

19、如权利要求18所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于在所述的信干噪比估计计算装置中，所述信道估计相关长度为128。

20、如权利要求14或15所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于所述信干噪比装置包括两信号功率计算器、两噪声功率计算器、两减法器和一合并器，其中：

对路径合并和相关步骤中得到的分别为奇数和偶数位置有效路径上的信道结果经过处理后分别得到对应奇数和偶数位置有效路径上的信号功率值S1和信号功率值S2；

将路径合并和相关步骤中按奇偶序号分离得到的两路接收数据序列，分别与路径合并和相关步骤中由训练序列分别与奇数和偶数位置路径估计卷积后得到得到的数据序列，经过逐元素相减后，其差值数据序列在经过噪声功率计算器后，分别计算得到噪声功率值N1和N2；

所述信号功率计算器分别将所述路径合并和相关装置中得到的数据分别为奇数和偶数位置有效路径上的信道结果处理得到对应奇数和偶数位置有效路径上的信号功率值S1和S2；

所述噪声功率计算器对路径合并和相关装置中按奇偶序号分离得到的两路接收数据序列，分别与路径合并和相关装置中由训练序列分别与奇数和偶数位置路径估计卷积后得到得到的数据序列，经过逐元素相减后，其差值数据序列在经过分别计算得到噪声功率值N1和N2；

所述信干噪比估计值计算装置接收上述信号功率估计装置和干扰和噪声功率估计装置的上述信号功率估计值S1和S2和干扰和噪声功率估计值N1和N2的信号，通过相关合并计算后得到当前帧的信干噪比估计。

21、如权利要求20所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于所述信干噪比估计值计算装置采用下述合并方法计算当前帧的干噪比估计：

$\frac{S1}{N1}+\frac{S2}{N2}.$

22、如权利要求20所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于所述信干噪比估计值计算装置采用下述合并方法计算当前帧的信干噪比估计：

$\frac{S1+S2}{N1+N2}.$

23、如权利要求20所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于所述信干噪比估计值计算装置采用下述合并方法计算当前帧的信干噪比估计：

$\mathrm{MAX}(\frac{S1}{N1},\frac{S2}{N2}).$

24、如权利要求14或15所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于所述卡尔曼增益因子计算器采用下述方式工作：

a)根据当时所测的信干噪比值来确定设定初始值P0；

b)将帧计数器k的初始值设为1；

c)按如下方式计算当前帧的频偏估计方差R_k：

$R_k=K_R\&times;\frac{1}{{\mathrm{SINR}}_k};$

其中，K_R为一个与***参数有关的常数；例如在TD-SCDMA***中，该参数可选取为(288.8)²；

d)根据下列公式由当前帧计算的R_k和前一帧计算的P_k-1求得卡尔曼增益因子K_k：

                   K_k＝P_k-1(P_k-1+R_k)^-1；

e)判断所计算的K_k值是否小于一个预设值K_LOW，如果K_k＜K_LOW，则进入步骤1507，改变K_k使其等于K_LOW，同时令P_k＝P_k-1；反之，如果K_k＞＝K_LOW，则根据卡尔曼滤波理论，由当前帧计算所得的K_k值、以及前一帧计算得到P_k-1值，来计算P_k值：

                     P_k＝(1-K_k)P_k-1

f)输出当前帧所计算的卡尔曼增益因子K_k到环路滤波器；

g)帧计数器k进行加1，准备进行下一帧中有关参数的更新。

25、如权利要求14或15所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正装置，其特征在于，在所述频率偏移估计计算器采用下列方式工作计算相位偏移估计值的相位：

$\mathrm{\&theta;}\&ap;\left(\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\right),$ 如果 $\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\&le;\mathrm{\&lambda;},$

其中，c_real为相位偏移估计值的实部；c_imag为相位偏移估计值的虚部，且如果计算所得的c_real/c_imag值大于λ时，则直接将输出相位估计θ的值置为λ。

26、如权利要求25所述的时分无线通信***接收机的自动频率校正方法，其特征在于，所述λ为1或0.5。

Images