CN1551989A - 阻抗检测电路及电容检测电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种阻抗检测电路及电容检测电路，其中，所述电容检测电路包括交流电压发生器(11)、同相输入端子连接在给定电位(在本实施例中，接地)上的运算放大器(14)、阻抗变换器(16)、连接在交流电压发生器(11)与运算放大器(14)之间的电阻(R1)(12)、连接在运算放大器(14)的反相输入端子与阻抗变换器(16)的输出端子之间的电阻(R2)(13)、以及连接在运算放大器(14)的输出端子与阻抗变换器(16)的输入端子之间的阻抗元件(电容器)(15)，被测阻抗(17)连接在阻抗变换器(16)的输入端子和给定电位之间。

Description

阻抗检测电路及电容检测电路

技术领域

本发明涉及用于检测阻抗的电路，特别是，涉及以高精度检测微小阻抗的电路。

背景技术

作为电容检测电路的现有实例，可例举日本专利特开平9-280806号公报所述的内容。图1是所述电容检测电路的电路图。在所述检测电路中，由电极90、91形成的电容传感器92通过信号线93连接在运算放大器95的反相输入端子上。而且，在所述运算放大器95的输出端子与所述反相输入端子之间连接电容器96，同时向同相输入端子施加交流电压Vac。此外，使用屏蔽线94来包覆信号线93，从而电气屏蔽干扰噪声。并且所述屏蔽线94连接在运算放大器95的同相输入端子上。输出电压Vd从运算放大器95的输出端子经变压器97输出。

在所述检测电路中，运算放大器95的反相输入端子与同相输入端子处于虚短路状态，连接在反相输入端子上的信号线93与连接在同相输入端子上的屏蔽线94相互之间几乎为同电位。由此，信号线93受屏蔽线94的保护，即，可消除93、94二者之间的寄生电容，从而可获得不易受寄生电容的影响的输出电压Vd。

但是，根据所述现有技术，在电容传感器92的电容大到某种程度时，虽然可获得信号线93与屏蔽线94之间的寄生电容较难影响的正确的输出电压Vd，但是在检测几pF或者fF(飞母托法拉)级以下的微小电容时，会导致很大的误差。

此外，根据所施加的交流电压Vac频率的不同，将在运算放大器95内部产生循迹误差、运算误差等，由此在处于虚短路状态的反相输入端子与同相输入端子的电压之间最终也会产生微小的相位、幅值的偏移，从而使得检测误差变大。

另一方面，在以便携式电话机等为代表的轻便、小型的语音通信设备中，需要一种集成的放大电路，从而将使用电容式麦克风等电容传感器检测的声音高灵敏度且如实地转换成电信号。如果可以正确地检测出几pF或fF级以下的微小电容或者其变化，则可实现能够以极高的灵敏度且如实地检测出声音的高性能麦克风，从而可使便携式电话机等语音通信设备的拾声性能得到飞越性提高。

发明内容

因此，本发明是鉴于上述状况进行的，其目的在于，提供一种包含静电电容的阻抗检测电路，所述阻抗检测电路可以准确地检测微小电容，并适用于轻便、小型的语音通信设备中所使用的电容式麦克风等电容传感器的电容检测。

为了实现上述目的，本发明的阻抗检测电路是一种输出与被测阻抗的阻抗相对应的检测信号的阻抗检测电路，其特征在于，包括输入阻抗高而输出阻抗低的阻抗变换器、电容性的第一阻抗元件、第一运算放大器、用于向所述第一运算放大器至少施加交流电压或交流电流中的一种的电压发生器、以及与所述第一运算放大器的输出相连的信号输出端子，其中，在所述阻抗变换器的输入端子上连接有所述被测阻抗的一端与所述第一阻抗元件的一端，所述第一运算放大器的负反馈环包含所述第一阻抗元件以及所述阻抗变换器。

作为具体的一个例子构成下述的阻抗检测电路，即，所述电路包括电压发生器、同相输入端子连接在给定电位上的运算放大器、阻抗变换器、连接在电压发生器与运算放大器的反相输入端子之间的电阻、连接在运算放大器的输出端子与阻抗变换器的输入端子之间的阻抗、以及连接在运算放大器的输出端子与阻抗变换器的输入端子之间的电容性第一阻抗元件，其中，被测阻抗连接在阻抗变换器的输入端子与给定电位之间。这里，给定电位是指某个基准电位、给定的直流电位、接地电位或者悬浮状态中的任一种，可以根据实施例来选择最佳的一种。

根据上述结构，在向被测阻抗施加恒定的电压的同时，流经所述被测阻抗的电流几乎全部流向第一阻抗元件，从而，从信号输出端子输出与被测阻抗的阻抗相对应的信号。

这里，为了减少噪声对连接阻抗检测电路与被测阻抗的信号线的干扰，以及在所述信号线与给定电位之间的寄生电容的产生，被测阻抗与阻抗检测电路的信号线最好尽可能得短。

此外，关于电压发生器的类型，可以任意选择交流或直流，其中，它们分别具有以下特点：即，交流电压发生器可测定绝对阻抗和阻抗的变化量，而直流电压发生器却只能检定阻抗的变化量，另一方面，交流电压发生器由于需要一种振荡电路等，因此会导致检测电路的规模少许变大，而直流电压发生器却可以简化与之对应的部分。因此，本申请的电压发生器可以根据其目的及用途来选择最佳类型的电压发生器。而且，还可以具有设置于所述第一运算放大器和所述电压发生器之间的第二阻抗元件。此外，也可以和第一阻抗元件并列连接阻抗。

这里，由于来自所述信号输出端子的输出信号中含有与电压发生器所产生的电压对应的信号，所以，还可以在所述阻抗检测电路中设置用来消除所述产生电压的信号的消除单元。所述消除单元例如是加法器、减法器等。特别是，当被测阻抗为电容性时，若在第一阻抗元件上使用电容器，则可以获得频率特性优良的电路。

附图说明

图1是现有的阻抗检测电路的电路图。

图2是作为本发明第一实施例中的阻抗检测电路的电容检测电路的电路图。

图3A～图3E是可用于本发明中的阻抗变换器的例子的示意图。

图4是作为本发明第二实施例中的阻抗检测电路的电容检测电路的电路图。

图5表示用其他装置(加法电路)构成图4所示的加法方式的消除单元的例子，其中，所述消除单元用于消除与电压发生器所产生的电压相对应的信号。

图6表示用其他装置(减法电路)构成图4所示的加法方式的消除单元的例子，其中，所述消除单元用于消除与电压发生器所产生的电压相对应的信号。

图7是本发明另一实施例中的电容检测电路的电路图。

具体实施方式

下面，利用附图，详细说明本发明的实施例。

(第一实施例)

图2是本发明第一实施例中的阻抗检测电路的电路图。另外，在本图中，在作为所述阻抗检测电路的电容检测电路中连接着作为被测对象、即被测阻抗的被测电容器17(这里，是指电容式麦克风等、利用电容Cs的变化来检测各种物理量的电容性传感器)。

所述电容检测电路10由用于产生交流电压的交流电压发生器11、电阻(R1)12、电阻(R2)13、运算放大器14、阻抗元件(这里是电容为Cf的电容器)15以及阻抗变换器16构成，并从信号输出端子20输出与被测电容器17的电容相对应的检测信号(电压Vout)。

交流电压发生器11，其一端连接在给定电位(在本实施例中，接地)上，从另一端(输出端子)产生恒定的交流电压(电压为Vin，角频率为ω)。在交流电压发生器11的输出端子与运算放大器14的反相输入端子之间连接着电阻(R1)12。

运算放大器14是输入阻抗和开环增益非常大的电压放大器，其中，同相输入端子连接在给定电位(在本实施例中，接地)上，同相输入端子以及反相输入端子处于虚短路状态。在所述运算放大器14的负反馈环上，即，从运算放大器14的输出端子到反相输入端子之间，依次串联连接有电容器15、阻抗变换器16以及电阻(R2)13。

阻抗变换器16是输入阻抗非常高而输出阻抗非常低，且电压增益为A倍的电压放大器。在所述阻抗变换器16的输入端子21上，通过信号线或者印刷线路板上的布线图形等导电体，连接着被测电容器17的一端，同时，被测电容器17的另一端连接在给定电位上(在本实施例中，接地)。在运算放大器14的输出端子上连接着信号输出端子20，用于输出所述电容检测电路10的输出信号，即，与被测电容器17的电容相对应的检测信号。另外，在本申请中，以A倍等方式出现的变量A表示零(0)之外的任意实数。

另外，对于被测电容器17与电容检测电路10之间的连接，为了避免多余的寄生电容作为检测误差被加进去、或掺进干扰噪声等情况，最好使用尽可能短的、没有屏蔽的导电体(电缆、铜箔的布线图形、连接端子等)进行连接。另外，如果可能的话，为了加强对干扰噪声的屏蔽，最好用接地的屏蔽部件包覆被测电容器17以及整个电容检测电路10，或者放置在屏蔽盒内。

如上述构成的电容检测电路10的动作过程如下。

对于由电阻(R1)12、电阻(R2)13以及运算放大器14等构成的反相放大电路来说，运算放大器14的两个输入端子构成虚短路状态从而处于同电位(例如为0V)，并且，由于其输入阻抗非常高，没有电流流过，因而流经电阻(R1)12的电流为Vin/R1，而且，所述电流全部流经电阻(R2)13，因此，如果阻抗变换器16的输出电压为V2，则有下式成立：

   Vin/R1＝-V2/R2

通过对其进行整理，可知阻抗变换器16的输出电压V2为：

   V2＝-(R2/R1)·Vin                  (公式1)

并且，由于阻抗变换器16的电压增益为A，所以根据输入电压(输入端子21的电压)V1以及输出电压(输出端子22上的电压)V2的关系，其输入电压V1为：

    V1＝-(1/A)·V2                    (公式2)

此外，当将从电容器15流向被测电容器17的电流设为i时，由于阻抗变换器16的输入阻抗非常大，所述电流i全部流向被测电容器17，因此，电流i为jωCs·V1，从信号输出端子20输出的检测信号的电压Vout为：

    Vout＝i·(1/jωCf)+V1

        ＝(1+Cs/Cf)·V1                (公式3)

从上述公式1和公式2，消去V2后，得到：

    V1＝-(R2/R1)·(Vin/A)              (公式4)

将V1代入上述公式3中，得到：

Vout＝-(1+Cs/Cf)·(R2/R1)·(Vin/A)     (公式5)

从公式5可知，从电容检测电路10的信号输出端子20输出的检测信号的电压Vout是一个与被测电容器17的电容Cs相关的值。因此，可以通过对电压Vout进行各种信号处理来确定电容Cs。此外，从公式5中不含角频率ω可知，所述检测信号的电压Vout与来自交流电压发生器11的交流信号Vin的频率以及被测电容器的频率的变化无关。由此，可实现一种电容检测电路，所述电容检测电路可与施加于被测电容器17上的交流电压的频率无关地对被测电容器17的电容进行检测(不具有电路上的频率相关性)。因此，对于电容式麦克风等电容值在某个频率(声音波段)上变化的被测电容器17来说，无需对检测到的信号进行频率修正，而可从所述电压值直接确定电容值。

这里，当阻抗变换器16是电压跟随器时，电压增益为A＝1，而且电压跟随器的两个输入端子处于虚短路状态，所以，反相输入和输出电压是确定的，而且电压跟随器的同相输入电压也是确定的。在这种情况下，可以说运算放大器14和电压跟随器被分为一个用于获得足够增益的放大器和一个确定电压的放大器。此时，可将运算放大器14的同相输入连接在给定电位上，从而能够提高其运行的稳定性，并在获得足够的增益的同时，还可以大幅度降低运算误差，因此，是比较理想的方案。

此外，在本实施例的电容检测电路10中，向电容器15以及被测电容器17供给电流的运算放大器14，其同相输入端子被连接在给定电位上，从而被固定。因此，与图1所示的现有电路中的运算放大器95不同，运算放大器14可向电容器15以及被测电容器17供给噪声少而稳定的电流，而与所输入的交流信号的频率等无关，从而可对被测电容器17的微小电容进行检测。

图3是图2所示的电容检测电路10中的阻抗变换器16的具体电路示例。图3A表示使用运算放大器100的电压跟随器。运算放大器100的反相输入端子与输出端子被短路。当将该运算放大器100的同相输入端子作为阻抗变换器16的输入，将运算放大器100的输出端子作为阻抗变换器16的输出时，可获得输入阻抗非常大、电压增益A为1的阻抗变换器16。

图3B表示使用运算放大器101的同相放大电路。在运算放大器101的反相输入端子与地之间连接着电阻(R10)110，在运算放大器101的反相输入端子与输出端子之间连接着反馈电阻(电阻(R11)33)。当将该运算放大器101的同相输入端子作为阻抗变换器16的输入，将运算放大器101的输出端子作为阻抗变换器16的输出时，可获得输入阻抗非常大、电压增益A为(R10+R11)/R10的阻抗变换器16。

图3C表示在图3A或图3B所示的运算放大器的输入级添加了CMOS结构的缓冲器的电路。如图所示，在正负电源之间N型MOSFET 34与P型MOSFET 35通过电阻112、113串联连接，缓冲器的输出与运算放大器100(或者101)的输入相连。当将所述缓冲器的输入作为阻抗变换器16的输入，将运算放大器的输出端子作为阻抗变换器16的输出时，可获得输入阻抗非常大的阻抗变换器16。

图3D表示如图3C的输入级的缓冲器的电路。如图所示，在正负电源之间，串联连接着N型MOSFET 34与P型MOSFET 35，并从两个MOSFET的连接部分进行输出。

在图3E中，将运算放大器102的同相输入作为阻抗变换器的输入，在运算放大器102的反相输入端子连接电阻114的一端，在运算放大器102的输出与反相输入之间通过电阻115进行连接。如图3D以及图3E所示，通过上述结构，可获得输入阻抗非常大的高阻抗变换器16。

(第二实施例)

下面，说明本发明第二实施例中的电容检测电路。

图4是作为第二实施例中的阻抗检测电路的电容检测电路30的电路图。所述电容检测电路30大体可划分为：核心部分31，相当于作为图2所示的电容检测电路的电容检测电路10；反相部分32，输入所述核心部分31的信号输出端子20上的信号电压V01并将其反相；以及加法部分33，将所述反相部分32的输出端子23上的信号电压V03与核心部分31的交流输出端子22上的信号电压V02进行相加，并在输出端子24上输出电压V04的检测信号。

核心部分31是与图2所示的电容检测电路10相同的电路。因此，核心部分31的信号输出端子20的电压V01，通过上述公式5可表示为：

V01＝-(1+Cs/Cf)·(R2/R2)·(Vin/A)      (公式6)

核心部分31的交流输出端子22的电压V02，通过上述公式1可表示为：

        V02＝-(R2/R1)·(Vin/A)         (公式7)

反相部分32是包括可变电阻(R4)40、电阻(R5)41、可变电阻(R6)42、电容器43以及运算放大器44的反相放大电路，其电压增益为-1，并且，通过调节可变电阻(R4)40和可变电阻(R6)42的电阻值，其输出端子23上的信号V03的相位与核心部分31的交流输出端子22上的信号V02相同。因此，所述反相部分32的输入电压V01与输出电压V03在理想状态下有以下关系成立：

    V03＝-V01                          (公式8)

加法部分33是一个加法器，其中，阻值相等的三个电阻—电阻(R7)45、电阻(R8)46、电阻(R9)47连接在运算放大器48上。即，两个输入信号电压V02以及V03与输出电压V04具有如下的关系：

    V04＝-(V02+V03)                    (公式9)

向所述公式9中代入上述公式8并消去V03之后，代入上述公式6以及公式7，可得：

    V04＝V01-V02

       ＝-(Cs/Cf)·(R2/R1)·(Vin/A)    (公式10)

即可知从所述电容检测电路30的输出端子24输出的检测信号的电压V04与电容值Cs成比例。由此，基于所述电压V04，通过进行各种信号处理，可以很容易地确定未知的电容值Cs或者电容变化。

通过比较所述公式10与表示第一实施例中的检测信号的电压Vout的公式5可知，通过第二实施例中的电容检测电路30得到的检测信号与第一实施例不同，它只含有与被测电容器17的电容成比例的部分，不含多余的偏移部分(与被测电容器17无关的电压)。因此，可以使从第二实施例中的检测信号确定被测电容器17的电容的信号处理变得很简单。

另外，在本实施例中，以V03＝-V01的例子进行了说明，但是本发明并不局限于此。根据电容传感器的种类，使得V03＝k·V01(k为反相放大部分的放大系数)，从而输出电压V04可设定为：

    V04＝{k·(Cs/Cf)+(k+1)}·(R2/R1)·Vin

以上，利用两个实施例说明了本发明的阻抗检测电路，但是本发明并不局限于这些实施例及应用实例。

例如，也可以使用在图5或图6等中所示的其他的加法单元或减法单元来作为图4所示的加法方式的、与电压发生器所产生的电压相应的信号的取消装置。

在图5中，与电容检测电路10功能上相同的阻抗检测电路50的信号输出20(Vout)，经电阻46连接在加法电路的一个输入上，阻抗检测电路50的Vin经电阻45连接在所述加法电路的另一个输入上。由于所述信号输出20相对Vin是反相的，因此可通过累加来消除与电压发生器所产生的电压相对应的信号。与其相对，在图6中，直接使用来自阻抗检测电路50的交流信号输出端子的输出和来自信号输出端子Vout的输出。由于所述两个信号相对Vin均为反相的，所以，若想直接使用这些信号，则需要如图示的减法电路。同时，各自的加法单元或减法单元的输入可以相互调换。

而且，例如在电容检测电路10及30中，为了检测流经被测电容器17的电流，在运算放大器14和阻抗变换器16之间连接有电容器15，但代替所述电容器15，也可以连接电阻或电感等阻抗元件。例如，代替电容器15连接了电阻值为R3的电阻时，从电容检测电路10的输出端口20输出的检测信号的电压Vout代替上式5成为，

Vout＝V01

    ＝{(1+R3·ΔCs·ωc·cos(ωc·t))sin(ωin·t)+

      R3(Cd+ΔCs·sin(ωc·t))ωin·cos(ωin·t)}·

      (Vin/A)                               (式11)

ΔCs：被测电容器的容量变化部分

ωc ：被测电容器的频率

Cd  ：被测电容器的不变化的标准容量

ωin：输入电压的频率

此时，检测信号的电压V04也同样与容量值Cs成比例。因此，基于所述电压V04，通过进行各种信号处理，可以很容易地确定未知的容量值Cs或者容量变化。

此外，如图7所示，也可以添加增加电阻18，从而将电阻18与上述实施例的电容检测电路10及30中的电容器15并联连接。由此，电容器15与被测电容器17之间的连接点通过电阻18与第一运算放大器14的输出端子相连，从而消除了直流形式的悬浮状态，固定了电位。

此外，作为所连接的被测阻抗可以包括未知的电容(半导体芯片中、基片布线上、以及封装布线上等)以及用于检测各种物理量的所有的传感器(设备)，例如：电容麦克风、加速度传感器、地震计、压力传感器、位移传感器、近程传感器、接触式传感器、离子传感器、湿度传感器、雨滴传感器、雪传感器、雷传感器、布置传感器(placement sensor)、接触不良传感器、形状传感器、终点检测传感器、振动传感器、超声波传感器、角速度传感器、液量传感器、气体传感器、红外线传感器、辐射传感器、水位计、冷冻传感器、水分计、振动计、充电传感器、印刷线路板检测仪等。

从以上的说明可知，本发明的阻抗检测电路、电容检测电路，经电阻向运算放大器施加交流电压，并在运算放大器的负反馈环上连接被测阻抗，由此检测被测阻抗的阻抗。即，在将同相输入端子与连接在给定电位上的运算放大器的输出端子与阻抗变换器的输入端子之间连接阻抗元件，同时在阻抗变换器的输入端子与给定电位之间连接被测阻抗。

由此，可以使流经被测阻抗的电流全部流向阻抗元件，在运算放大器的输出端子输出与被测阻抗的阻抗相对应的正确信号，从而可检测极其微小的电容。特别是，当每个阻抗为电容性时，可以检测fF级以下的微小电容，并可以进行不依赖于被测电容的变化的频率的检测。

另外，由于通过将运算放大器的同相输入端子连接在给定电位上来固定了一个输入端子的电位，所以运算放大器可稳定运行，从而降低了运算误差，抑制了包含在检测信号中的噪声。

此外，由于在运算放大器与阻抗变换器之间连接有电容性阻抗元件，所以可确保既不依赖于施加在运算放大器上的交流电压的频率，也不依赖于被测阻抗的电容变化的频率的检测灵敏度。而且也不会发生在运算放大器与阻抗变换器之间连接电阻时，来自该电阻的热噪声恶化S/N比的问题。

这里，也可以向所述电容检测电路中添加反相放大电路与加法电路，其中，所述反相放大电路用于使信号输出端子上的信号反相，所述加法电路用于对阻抗变换器的输出信号与反相放大电路的输出信号进行相加。由此，可消除电容检测电路的输出信号中所包含的多余的偏移成分，从而可以有效地放大与被测阻抗的阻抗相对应的有效信号。

如上所述，根据本发明，减少了使用环境的限制并可以正确地检测微小电容，而且，实现了适于小型化的电容检测电路等，特别是，使便携式电话机等轻便、小型的语音通信设备的声音性能得以飞跃性提高，因而其实用价值非常高。

工业实用性

本发明的电容检测电路可作为电容性传感器的检测电路使用，特别是可作为便携式电话机等小型、轻便的设备中所安装的麦克风装置使用。

Claims (7)

1.一种阻抗检测电路，输出与被测阻抗的阻抗相对应的检测信号，其特征在于，

所述电路包括：阻抗变换器，其输入阻抗高而输出阻抗低；电容性的第一阻抗元件；第一运算放大器；电压发生器，用于至少向所述第一运算放大器施加交流电压或直流电压中的任一种；以及信号输出端子，连接在所述第一运算放大器的输出上，

其中，在所述阻抗变换器的输入端子上连接着所述被测阻抗的一端以及所述第一阻抗元件的一端，

所述运算放大器的负反馈环包含所述第一阻抗元件以及所述阻抗变换器。

2.一种阻抗检测电路，输出与被测阻抗的阻抗相对应的检测信号，其特征在于，

所述电路包括：阻抗变换器，其输入阻抗高而输出阻抗低；第一阻抗元件；第一运算放大器；电压发生器，用于至少向所述第一运算放大器施加交流电压或直流电压中的任一种；以及信号输出端子，连接在所述第一运算放大器的输出上；消除单元，从所述信号输出端子的信号中消除与所述电压发生器的产生电压相应的信号的全部或一部分，

其中，在所述阻抗变换器的输入端子上连接着所述被测阻抗的一端以及所述第一阻抗元件的一端，

所述运算放大器的负反馈环包含所述第一阻抗元件以及所述阻抗变换器。

3.如权利要求1或2所述的电容检测电路，其特征在于，

所述被测阻抗是电容性阻抗元件。

4.如权利要求1至3中任一项所述的电容检测电路，其特征在于，

所述电容检测电路还包括与所述第一阻抗元件并联连接的电阻元件。

5.如权利要求1至4中任一项所述的阻抗检测电路，其特征在于，

还包括设置于所述第一运算放大器与所述电压发生器之间的第二阻抗元件。

6.如权利要求1至5中任一项所述的阻抗检测电路，其特征在于，

所述被测阻抗的一端与所述阻抗变换器的输入端子通过非屏蔽的导电体连接。

7.如权利要求1至6中任一项所述的阻抗检测电路，其特征在于，

所述阻抗变换器是电压增益为1的电压跟随器。

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