CN1545769A - Dsl***中的单端线路探测 - Google Patents

Abstract

公开了一种SELP技术，该技术提供对传输介质(例如，DSL***中的用户环路)的长度的精确估算。探测信号以一种或者多种频率在传输介质中传输。然后接收到探测信号的反射样式。根据探测信号的反射样式与被发送的探测信号的比率来确定传输介质的阻抗。通过将该阻抗与多个预定的阻抗进行比较来估算传输线路的长度，其中每一个预定的阻抗都与具有已知长度的传输介质相关。从而，确定***传输介质的长度。传输介质的阻抗也可以用于识别传输介质中负载线圈与短路的存在。

Description

DSL***中的单端线路探测

相关申请

本申请以2001年7月5日提交的申请号为60/303,330的美国临时申请以及2002年4月2日提交的申请号为10/115,503的美国专利申请为在先申请。

技术领域

本发明涉及远程通信领域，特别是估算传输介质(例如，DSL***中的用户环路)的长度。

背景技术

为了高速数据传输，在DSL通信中使用铜电话线(例如，双绞线)。对DSL服务提供商而言，一个主要的问题是在配置DSL服务以前精确限定用户的本地回路(有时称作探测线路)。通常，线路探测涉及测定诸如环路电容和环路电阻的线路参数。用于探测线路的典型方法需要连接在位于电话公司中心局(CO)的电话线一端的第一个电话听筒，和连接在位于客户端设备(CPE)的电话线另一端的第二个电话听筒。因此，在电话线两端需要人力相互作用，包括向CPE位置的业务通话，这将增加配置成本。单端线路探测(SELP)技术不需要向CPE位置业务通话并且除去了这种服务的额外花费。

如图1A所示，现有的SELP技术使用阻容(RC)电路模型来估算传输介质的长度。阻容电路模型一般包括已知的线路电源电阻R_s和未知的线路电容C₁。线路电容大约与传输介质的长度L成比例。将直流(DC)脉冲施加到线路并监控充电时间t_c。有时利用数字万用表进行这项操作。一旦知道了充电时间(并且设定了R_s的值)，就可以估算线路电容C₁和线路长度。图1B是表示作为时间的函数的线路电容C₁两端电压的坐标图。

但是，这种探测技术不能用于典型的CO DSL调制解调器。现有的DSL调制解调器板一般包括用于与来自CO设备的线路绝缘的线路变压器，并且抑制该线路的共模电压。由于线路变压器的存在，DC脉冲不能传输到该线路。此外，典型的CO DSL调制解调器包括高通滤波器用来阻止低频信号，包括任何低频线路探测信号。此外，RC电路模型的电阻包括电源电阻R_s而忽略了线路电阻。当电源电阻比线路电阻大很多的时候，这是电阻合理的近似值。但是，在现有的DSL调制解调器板中，电源的输出电阻不比线路电阻大很多。因此，忽略线路电阻降低了环路长度估算的精度。

因此，需要一种适合使用典型的DSL调制解调器，并且能提供对传输线路长度的精确估算的改进的SELP技术。

发明内容

本发明提供一种用于精确估算远程通讯***中的传输介质(例如，DSL***中的用户环路)的长度的SELP技术。在本发明的一个实施例中，探测信号以一种或者多种频率在传输介质中传输。然后接收到探测信号的反射样式。根据探测信号的反射样式与被传输的探测信号的比率来确定传输介质阻抗。通过将该阻抗与多个预定的阻抗进行比较来估算传输介质的长度，其中每一个预定的阻抗都与具有已知长度的传输介质相关。从而确定传输介质的长度。传输介质阻抗也可以用来识别传输介质中负载线圈和短路的存在。

本发明的一个优势是与现有DSL调制解调器硬件的兼容性，现有DSL调制解调器的变压器一般包括设置为阻止低频信号进入传输介质的线路变压器。

本发明的另一个优势是可以只根据容易由DSL调制解调器硬件测定的信号来计算传输介质的长度。

本发明的另一个优势是使用适合低频的模式，与高频测定和时域测定比较，能得到较长环路(和在线圈之上的环路部分)的更多的信息(例如，线路长度，负载线圈的数量)。

附图说明

参照权利要求、以下的说明和附图，本发明的特征和优势变得更容易理解，附图如下：

图1A是现有技术RC电路模型的电路图；

图1B是表示图1A中RC电路模型的阶越电压响应的坐标图；

图2是本发明一个实施例的SELP设备的框图；

图3是本发明一个实施例的混合电路的框图；

图4是本发明一个实施例的分路器的框图；

图5是本发明一个实施例的SELP方法的流程图；

图6是表示根据图3所示的混合电路的线路阻抗与频率的关系的坐标图；

图7是表示根据图3所示的混合电路的估算线路长度与实际线路长度的关系的坐标图；以及

图8是表示根据图3所示的混合电路的线路阻抗与频率关系的图，表示探测到负载线圈。

具体实施方式

SELP设备的说明

图2是表示根据本发明一个实施例的SELP设备200(以下也称作“调制解调器200”)的框图。调制解调器200一般包括处理器206，模拟前端(AFE)208，滤波器209、211，线路驱动器210，桥接电路212，线路变压器214，和旁路开关216、218。调制解调器200还可以包括其它为了避免本发明的模糊而从图2中省略的组件(例如，滤波器和其它现有调制解调器模块)。调制解调器200可以是包含在多端口集合(例如，具有48个独立的调制解调器和相应端口的线路卡)中的多个DSL调制解调器中的一个。或者，调制解调器200是用来测定传输介质长度的独立的DSL调制解调器或者其它SELP设备。在本实施例中，调制解调器200被配置在中心局，并且经由分路器204与传输介质有效连接，该分路器204也与POTS接口202连接。

在接收方向(例如，进入CO的信号)，利用已知的过滤技术，通过分路器204将从传输线路接收到的输入模拟信号分为高频和低频模拟信号。低频的普通老式电话服务(POTS)信号被送到POTS接口202，将信号处理为适于经过电话网络传输。高频信号(例如，DSL数据)被送到调制解调器200。在调制解调器200中，高频数据信号被变压器214接收，该变压器提供电话线路与调制解调器200的内部电路之间的电绝缘。该数据信号进入桥接电路212，进行二/四线变换(例如，将双线电话线变换为一个发送对和一个接收对)。数据信号在被AFE 208接收以前被滤波器211过滤，AFE208一般包括模拟-数字(A/D)转换器和数字-模拟(D/A)转换器。AFE208还可以包括用于调整数字信号电平的增益调整模块。AFE208接收到的模拟数据信号被A/D转换器转换为数字形式并提供给处理器206。当以SELP模式运行时，AFE208可以直接从桥接电路212的输入或者输出接收数据信号。

处理器206被编程或者设置为作用于本发明的原理，在下面将对该原理进行更充分说明。例如，处理器206被设置为在以SELP模式运行时生成用于激活旁路开关216、218的控制信号。为了允许低频探测信号进入传输介质，在SELP模式期间闭合旁路开关216、218。处理器206适合发送探测信号并测定该探测信号经反射的样式，从而确定传输线路的特征(例如，传递函数和线路阻抗)。处理器206还适合实现其它功能，例如加扰/解扰、编码/解码、误差校验、调制/解调和其它可编程的调制解调器功能(例如，FFT/DFT运算)。在一个实施例中，处理器206是数字信号处理器(DSP)，而这里也可以使用其它适当的处理环境(例如，微控制器和微处理器)。

在发送方向(例如，信号离开CO)，例如来自***接口的数据信号被处理器206接收。该数据信号可以由高速数据网络发起或者由位于公共开关电话网络(PSTN)某处的另外的CO发起。处理器206的数字输出被AFE208中的D/A转换器转换为其模拟当量。AFE208的输出在被提供到与桥接电路212连接的线路驱动器210之前被滤波器209过滤。在数据信号经由分路器204发送到传输线路之前，桥接电路212对数据信号进行四/二线变换。从POTS接口202输出的POTS信号与从变压器214输出的高频数据信号在分路器204中结合并通过传输线路传输。

以上说明的调制解调器200可以用来根据线路阻抗的测定结果来测定传输线路的长度，线路阻抗的测定结果可以如下所述，通过模型化调制解调器200(以下都称作“混合电路”)的线路驱动器210、桥接电路212和线路变压器214来进行测定。

混合电路

图3是表示本发明一个实施例的混合电路300的框图。混合电路300包括发送器302、桥接电路304和变压器306。发送器302包括DC解耦电容器308a-b(C)、线路驱动器310a-b、滤波电容器312(C_p)、反馈电阻器314a-b(R_g)、和滤波电阻器316(R_p)。旁路开关318连接在滤波电容器312两端。桥接电路304包括阻抗320a和320d(Z₁)、阻抗320b和320c(Z₂)、和电阻322a-b(R)。变压器306包括主电感324(L₂)、漏电感326(L₁)、初级线圈328、次级线圈330a-b、和DC解耦电容器332a-b。旁路开关334连接在DC解耦电容器332b两端，用来在被激活时将DC解耦电容器332b从信号路径中除去。发送器302可以是独立设备或者是也包括接收电路的收发器的一部分。发送器302也可以位于调制解调器200的外部，用来将线路探测信号直接或者经由调制解调器200的外部端口提供给传输线路。

DC解耦电容器308a-b分别连接于线路驱动器310a-b的正极端子，用于从信号路径解耦低频DC输入信号。反馈电阻器314a-b分别连接到线路驱动器310a-b的输出端和线路驱动器310a-b的反相输入端。选取反馈电阻器314a-b的电阻值从而为线路驱动器310a-b提供期望的输出增益。线路驱动器310a-b可以是运算放大器，而已知的电路元件和组件的任何组合也可以用来实现线路驱动器310a-b的功能。滤波电容器312与滤波电阻器316串联连接，并在线路驱动器310a和310b的输入端提供高通滤波器。旁路开关318在滤波电容器312两端提供短路，有效地从信号路径中去除高通滤波器。线路驱动器310a-b用来驱动变压器输出线路336a和336b，并且滤波电容器312和滤波电阻器316提供高通滤波器，阻止低频输入信号(例如＜100KHz)进入接收器线路338a-b。

选择桥接电路304的阻抗320a-d和电阻322a-b，以在发送器302和变压器306之间提供阻抗匹配，并且确保最大的功率传输。桥接电路304可以是独立设备或者并入发送器/收发器或变压器电路，并且可以利用一个或多个并联和/或串联连接的无源和有源器件来实现。接收器线路338a-b将桥接电路304连接到接收器(未图示)。桥接电路304在变压器306、发送器302和关联的接收器(未图示)之间提供四/二线接口。

桥接电路304连接到变压器306的初级侧。变压器306的初级侧包括初级线圈328，初级线圈328由与主电感324和初级线圈328的并联组合相串联的漏电感326模型化。初级线圈328与位于变压器306次级侧的次级线圈330a-b磁耦合。初级线圈328和次级线圈330a-b的匝比可以是1∶n。n的值由例如期望线路电压和包含在调制解调器200中的一个或多个组件的规格等因素来决定。在正常运行期间，次级线圈330a-b由DC解耦电容器332a串联连接到一起，在SELP模式期间，与DC解耦电容器332a和332b并联连接到一起。次级线圈330a-b的外部末端连接到变压器线路336a-b。变压器线路336a-b可以直接连接到电话线路216或者如参照图4的说明，连接到分路器204。任何数目和组合的初级线圈和次级线圈可以用来构造一个根据本发明原理的变压器。

图4是表示与根据本发明的一个实施例的混合电路300一起使用的分路器400的框图。分路器400包括低通滤波器402、旁路开关404a-b、和DC解耦电容器406a-b。与变压器线路336a-b(图2)串联连接的DC解耦电容器406a-b在正常运行期间阻止低频信号进入调制解调器200。在SELP模式期间，旁路开关404a-b闭合，从而将DC解耦电容器406a-b从信号路径中除去。因此，允许低频探测信号进入传输线路。开关404a-b被在进入SELP模式时起作用的控制信号控制。该控制信号可以例如响应于接收并解码由远程调制解调器(例如，导频音、握手消息、或者被指定为SELP模式使能/请求信号的嵌入式动作通道(EOC))发送的SELP模式使能/请求信号而触发。或者，可以由本地处理器(例如，处理器206)响应于接收到进入SELP模式的请求而提供或者触发控制信号。该请求可以来自例如本地网络操作员或者管理机构。或者，该请求可以由调制解调器200响应于检测到的特定情况，例如数据模式中反复的链路失败，而自发产生。

混合电路的运行

混合电路300可以以至少两种运行模式运转：正常运行和SELP模式。在正常运行中，调制解调器200向和从传输介质(例如，铜双绞线)或其它用户环路发送和接收高频DSL数据信号，同时阻止低频信号进入传输介质。在SELP模式中，调制解调器将低频线路探测信号发送到传输线路，以估算其环路长度。由此，混合电路300可以根据运行模式，在不同的时间提供高频和低频信号。

在本发明的一个实施例中，位于发送器302中的旁路开关318在正常运行期间打开。当旁路开关318打开时，高通滤波器(滤波电容器312、滤波电阻器316)阻止低频信号进入桥接电路304和到达接收器线路338a、338b。当开关318在SELP模式中闭合时，电容器312的高通滤波作用从信号路径中被去除，允许低频信号(例如，探测信号)经过混合电路300传播并到达接收器线路。

在本发明的一个实施例中，变压器306中的旁路开关334在正常运行期间打开。当开关334在正常运行期间打开时，DC解耦电容器332a阻止低频信号进入或者离开调制解调器200。在SELP模式中，开关334闭合，至少一个DC耦合电容器332b被与至少一个较小的DC解耦电容器332a相并联地添加，为低频信号(例如，10HZ＜f＜100KHz)提供输入阻抗的全面降低。在一个实施例中，电容器332b的电容值比电容器332a的电容值大10到100倍。例如，如果电容器332a的电容值大约是30nf，那么电容器332b的电容值在300nf到3μf范围之内。不管电容器332a-b的实际值是多少，在SELP模式中，允许低频探测信号经过变压器传输并到达传输线路。

在本发明的另一个实施例中，电容器332a的两端都通过开关334被短路，不需要电容器332b。

注意，在SELP模式中的时候，将接收器输入线路338a-b连接到返回线路(return line)342a-b的开关340a-b闭合。从而从传输线路接收到的线路探测信号绕过桥接电路304而直接连接到接收器(未图示)。如果混合电路300中包括分路器400，那么在SELP模式中旁路开关404a-b也闭合，从而允许低频线路探测信号进入传输线路。

上述的混合电路300可以通过激活开关318、340a-b和334重新配置(例如，响应来自处理器206的控制信号)，以在SELP模式运行。开关318、340a-b和334代表一种重新配置混合电路300从而在SELP模式中处理低频线路探测信号的方法。在本发明中将很明显可以使用许多开关方案和技术，包括使用被设置为在SELP模式中常开或者常闭的任何数量或类型的开关。此外，任何数量或者类型的电容器可以串联和/或并联连接在一起，提供需要的DC耦合电容。此外，有源阻抗合成电路可以用来提高DC隔离电容器332a的值。此外，用于接收接收到的线路探测信号的返回线路342a-b可以连接在混合电路300的不同部位(例如，在桥接电路304之后的发送器302的输出端)，但是在接收器端需要另外的电路和/或软件(例如，开关控制)。

环路长度估算和负载线圈探测

图5是根据本发明的一个实施例的SELP方法的流程图。该方法可以例如由如图2、3和4所述配置的CO调制解调器来执行。当SELP设备(例如，DSL调制解调器200)响应于例如位于CO的***操作员或者运行在远地主机上的应用程序的请求而进入500SELP模式时，SELP模式开始。这可以在单独或者大批进行服务认证期间发生。或者，SELP设备可以被编程为在例如初始化阶段期间自动运行SELP模式。在开始了500SELP模式之后，DSL调制解调器被重新配置502为SELP模式，从而允许低频线路探测信号进入传输线路。如果使用混合电路300，那么如参照图3所述，旁路开关318、340a-b和334闭合。如果***中包括分路器(例如，分路器400)，那么旁路开关406a-b也将闭合。

在重新配置502了SELP设备以后，SELP设备通过扫描混合电路的运行频段中的发送信号的频率(例如，低于1MHz)，发送504一连串线路探测信号。在一个实施例中，被发送的线路探测信号的采样存储在可以被包括在SELP设备中的处理器(例如，处理器206)访问的存储设备(例如，EEPROM或者其它存储设备)中。当接收到初始化线路探测序列的请求时，处理器从存储设备中访问采样，然后该采样被转换为模拟形式并被驱动到达传输线路。或者，处理器触发信号发生器来提供线路探测信号。线路探测信号频率可以从随机的频率集中选择(以下也用F表示)。这些频率可以在线性标度或者对数标度中等距地选择。选择线路探测信号的频率阶跃的大小从而达到预定的精度(例如，100Hz的梯级)。在一个实施例中，用于线路探测信号的波形类型是正弦波，但是可以使用任何波形，包括但并不限定于，矩形波、三角波和这些波形的任何组合。

每一个被发送的线路探测信号都在传输线路的长度上传输，并且被反射回传输节点(例如，CO)，在传输节点被SELP设备(例如，调制解调器200)接收。不管传输线路相反的末端是否在CPE的位置结束，该反射都发生。每一个经反射的线路探测信号在DSL调制解调器接收器(例如，经由线路探测接收线路342a-b)被测定508，并且根据被接收的(被发射的样式)线路探测信号与被传输的线路探测信号的比率来计算传递函数，表示为

H_p(s)＝S_R(s)/S_T(s)                       (1)

通常，传递函数H_p(s)是线路阻抗Z′_Line(s)和其它电路元件的函数。假设其它的电路元件已经被测定并且对于处理器206是已知的(这是典型的实例)，那么H_p(s)和Z′_Line(s)的相关性表示为

H_p(s)＝f(Z′_Line(s))                     (2)

根据H_p(s)为频率集F中的一个或者多个频率f估算510线路阻抗Z′_Line(s)。一般，估算过程可以定义为：

Z′_Line(s)＝f^-1(H_p(s))                   (3)

其中，f^-1是反函数。

在一个实施例中，在数字信号处理器(例如，处理器206)中计算传递函数H_p(s)和线路阻抗Z′_Line(s)，如下式：

${Z^{\′}}_{\mathrm{Line}}\left(s\right)=n^2/(\frac{1}{2R/(1/H_p\left(s\right)-1)-L_{1,\mathrm{est}}}-\frac{1}{L_{2,\mathrm{est}}\left(s\right)}),----\left(4\right)$

其中R是混合电路300的终端阻抗，L_1，est和L_2，est分别是变压器306的估算的漏电感和主电感，n是变压器306的匝比。在导出公式(4)中忽略了变压器306的串联电阻。然而，在另一个实施例中包括变压器306的串联电阻。尽管公式(4)被表示为拉普拉斯变换(“s-域”)，但实际中可以使用快速傅里叶变换(FFT)计算，注意s＝j2πf。混合电路300中测定的线路阻抗Z′_Line(s)的位置表示在图3中，代表由发送器看到的线路阻抗。

在为频率集F中的一个或者多个频率f测定了线路阻抗Z′_Line(s)后，就可以识别传输线路的若干特征。这些特征包括传输线路中短路的存在或者线路中一个或者多个负载线圈的存在。例如，如果线路阻抗Z′_Line(s)小于512预定的阈值，那么传输线路中至少存在一个短路。此外，在线路阻抗Z′_Line(s)中测定的514峰值的数量与传输线路中负载线圈的数量相等。负载线圈一般被用来增强电话线路上声音的传输。负载线圈一般是沿传输线路以6Kft为间隔设置的串联电感(例如，44mH)，用来在声音频段中提供更扁平的频率响应。由于DSL服务一般不能在具有负载线圈的线路上实施，所以识别负载线圈的存在是为DSL服务限定传输线路时所需要的步骤。

一旦确定510了测定的线路阻抗，就可以根据测定的线路阻抗Z′_Line(f)和预定的线路阻抗Z_Line(f)之间的差别来估算516估算环路长度L_est，如下式：

$L_{\mathrm{est}}=\arg \min \underset{f\∈F}{\mathrm{\Σ}}{|{Z^{\′}}_{\mathrm{Line}}\left(f\right)-Z_{\mathrm{Line}}\left(f\right)|}^n,----\left(5\right)$

其中n是整数(例如2)，F是频率间隔，传输线路的RC模型对于该频率间隔有效，例如，f＜100KHz。Z′_Line(f)是根据公式(4)，以s＝j2πf计算的线路阻抗。Z_Line(f)是在频率f处的预定线路阻抗，可以根据已知值由下式计算：

$Z_{\mathrm{Line}}\left(f\right)=\frac{1}{j2\mathrm{\πf}{c}_{\∞}L}+r_{\mathrm{oc}}L----\left(6\right)$

其中，c_∞和r_oc是常数，是用于特定传输线路的线规的函数。

例如，对于26美国线规(AWG)的线路，c_∞＝49nF/Km，r_oc＝286.189Ω/Km。c_∞和r_oc的值可以储存在能被处理器(例如，处理器206)访问的计算机可读介质(例如，EEPROM或者闪速存储器)中的查询表里。由于各种线型的常数c_∞和r_oc没有较大改变，因此可以对于每一个常数c_∞和r_oc使用不同线型的平均值，而不会降低测量的精度。可以选择用于环路长度L的值的范围覆盖感兴趣的范围，例如，DSL环路限定所需的范围(例如，1Kft至20Kft)。环路长度L的步长将决定查询表的大小。为了减小查询表的大小，可以结合实时内插法使用较大的步长，从而得到更精细的步长值。无论如何，可以适当选择步长从而在测定的精度范围内提供期望的分辨率。查询表不需要位于调制解调器200中，但是可以位于，例如，CO的数据库中，并且在SELP模式中能被调制解调器200访问。

在利用公式(5)确定了估算线路长度以后，SELP模式结束518，估算线路长度L_est可以存储在本地存储器或者其它存储设备(本地或者外部)，用于检索和/或进一步的处理。在DSL***中，估算线路长度可以提供给网路操作员，用来帮助确定在特定的线路(例如，用户环路)上是否能提供基于DSL的服务。

在本发明的一个实施例中，在SELP模式期间，基于频率集F计算线路阻抗Z′_Line(f)，并且将其和预定值c_∞和r_oc一起存储在存储器中。然后利用公式(5)计算环路长度L基于频率集F的均方误差MSE₁并存储在存储器中。在该计算结束之后，计算第二个基于频率集F的均方误差MSE₂并与MSE₁比较。将MSE₁和MSE₂中的较小值存储在存储器中，用于与下一个计算的基于频率集F的均方误差MSE₃进行比较。对查询表中的每一个环路长度L持续进行该处理，直到查询表用完并且确定了最低的均方误差。对应最低均方误差的环路长度L是估算线路环路L_est。

尽管公式(5)优选地使用均方误差计算(n＝2)，但其它的误差计算技术也同样适用与本发明，用来比较估算线路阻抗Z′_Line和预定线路阻抗Z_Line，这些误差计算技术包括但不限定于基于具有各种程度和次序(例如，最大概似法)的各种已知的方法误差计算技术。此外，不需要为查询表中所有的环路长度L计算所有的均方误差。而是可以根据其它可利用的信息选择环路长度的子集，包括但不限定于通常从环路记录或者环路目录***中发现的环路结构数据，例如由环路设备分配中心(LFACS)管理的数据库。此外，对于POTS传输(例如，使用MLT，4TEL)的线路特征的单端测定也可以一起用于本发明，用来确定要在SELP模式期间处理的环路长度L的子集，从而更快收敛到估算环路长度L_est。

图6是表示环路长度L＝6Kft的线路阻抗Z′_Line(ohms)与频率(Hz)的关系的坐标图。使用根据本发明原理的RC模型和ABCD模型模拟线路阻抗Z′_Line。关于应用在DSL***中的“ABCD”理论更详细的讨论，感兴趣的读者可以参考J.J.Werner，“The HDSL Environment，”IEEE Journal on Selected Areas in Communication，Vol.9，No.6，August1991，pp.785-800或者Thomas Starr et al.，“Understanding DigitalSubscriber Line Technology，”Prentice Hall，1999，pp.64-84，其中对于应用于DSL***的“ABCD”理论进行了更详细的讨论。图6很清楚地表示，对于在混合电路300的运行频段(例如，f＜100KHz)中对线路阻抗Z′_Line的估算，混合电路300的ABCD模型和RC模型几乎相等。

图7是表示根据本发明一个实施例的估算环路长度L_est(KFt)与实际线路长度L(KFt)关系的坐标图。图7很清楚地表示，在大约1Kft到20Kft范围内，根据公式(5)确定的估算线路长度提供了线路长度L_est的精确估算。

图8是表示根据本发明一个实施例的模拟线路阻抗(ohms)与频率(Hz)关系的坐标图。图8表示了RC和ABCD模型的模拟线路阻抗Z′_Line。被模拟的线路包括由负载线圈分隔的三个线路部分：3Kft、6Kft和6Kft。负载线圈的数量与图8中峰值的数量相等(例如，两个峰值则检测到两个负载线圈)。在一个实施例中，由于用于进行测定的探测信号的低频特性，测定线路阻抗Z′_Line被用于在负载线圈之上估算线路长度。利用公式(5)，L_est＝15.7Kft，这是与联合的传输介质部分的实际总长度(15Kft)很接近的近似值。

其它实施例

以上的说明是用来阐述优选实施例的运行，并不意味限定本发明的范围。本发明的范围仅由权利要求来限定。从以上的讨论，对于本领域的技术人员，包含在本发明的实质和范围内的许多变形是明显的。

例如，可以使用从混合电路300推导的其它传递函数来估算线路输入阻抗Z′_Line。线路输入阻抗Z′_Line可以从接收器输入测量结果和下面的公式(7)推导出来：

$H_{\mathrm{hyb}}=\frac{1}{n}(\frac{Z_2}{Z_1+Z_2}-\frac{Z_1}{Z_1+Z_2}\frac{{Z^{\′}}_{\mathrm{Line}}}{{Z^{\′}}_{\mathrm{Line}}+2R_1})H_{\mathrm{LD}}----\left(7\right)$

其中，H_LD是发送器302(例如，图3所示的高通滤波器)的传递函数，Z₁和Z₂是桥接电路304的阻抗，并且Z₁＝R₁+jωC₁，Z₂＝R₂。一旦知道了线路阻抗Z′_Line，就能利用公式(5)估算环路长度L_est。

Claims (32)

1.一种估算传输介质长度的方法，包括：

通过该传输介质发送探测信号；

测定从该传输介质接收到的探测信号的反射样式；

根据发送的探测信号和探测信号的反射样式确定传输介质阻抗；

将传输介质的阻抗和多个预定的阻抗进行比较，其中每一个预定的阻抗都与已知的传输介质长度相关；和

根据该比较估算该传输介质的长度。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，传输介质是DSL***中的用户环路。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，传输介质的阻抗是根据探测信号的反射样式与被传输的探测信号的比率来计算的。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，在一系列频率上对传输介质的阻抗和预定的阻抗进行比较。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，比较的步骤包括：

根据预定的选择标准从多个预定的阻抗中选择一个，传输介质的估算长度就是与被选择的预定阻抗相关的已知传输介质长度。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，在一频率集上确定该传输介质的阻抗与每一个预定阻抗的差别，与具有最小差别的预定阻抗相关的已知传输介质长度是估算长度。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，通过得到传输介质的阻抗与预定的阻抗之间的均方误差来确定差别。

8.根据权利要求1所述的方法，还包括：

通过探测传输介质阻抗中的峰值，确定至少一个负载线圈耦合至该传输介质。

9.根据权利要求1所述的方法，还包括：

通过将传输介质的阻抗与预定的阈值进行比较，确定该传输介质中的短路。

10.根据权利要求1所述的方法，其中，传输介质的估算长度是利用公式根据一系列频率之上的传输介质阻抗和预定阻抗来计算的，公式如下，

$L_{\mathrm{est}}=\arg \min \underset{f\∈F}{\mathrm{\Σ}}|{Z^{\′}}_{\mathrm{Line}}\left(f\right)-Z_{\mathrm{Line}}\left(f\right){|}^n$

其中，n是正整数，L_est是传输介质的估算长度，Z′_Line(f)是传输介质的阻抗，Z_Line(f)是预定的阻抗，F是频率的范围。

11.一种用于估算传输介质长度的***，包括：

变压器，连接到传输介质，用于将信号连接到该传输介质；

发送器，有效连接到该变压器，被设置为将探测信号通过传输介质发送；

接收器，有效连接到该变压器，被设置为接收探测信号的反射样式；和

处理器，有效连接到该接收器，被设置为利用下面方法估算传输介质的长度，即，通过根据被发送的探测信号和探测信号的反射样式确定传输介质阻抗，将该传输介质阻抗和多个预定阻抗进行比较，其中每一个预定阻抗都与已知的传输介质长度相关，并且根据该比较来估算该传输介质的长度。

12.根据权利要求11所述的***，其中，在发送探测信号以前，变压器被重新配置为通过该探测信号的频率。

13.根据权利要求11所述的***，其中，在发送探测信号以前，发送器被重新配置为通过该探测信号的频率。

14.根据权利要求11所述的***，其中，传输介质的阻抗通过以下公式来确定，

Z′_Line(s)＝f^-1(H_p(s))，

其中，根据被发送的探测信号和探测信号的反射样式的比率来确定H_p(s)。

15.根据权利要求11所述的***，其中，传输介质的阻抗通过以下公式来确定，

${Z^{\′}}_{\mathrm{Line}}\left(s\right)=n^2/(\frac{1}{2R/(1/H_p\left(s\right)-1)-L_{1,\mathrm{ext}}\left(s\right)}-\frac{1}{L_{2,\mathrm{ext}}\left(s\right)}),$

其中，n是变压器的匝比，R是终端阻抗，H_p(s)是根据被发送的探测信号和探测信号的反射样式的比率来确定的，L_1，est是变压器的漏电感的估算值，L_2，est是变压器的主电感的估算值。

16.根据权利要求11所述的***，其中，传输介质的阻抗通过以下公式来确定，

$H_{\mathrm{hyb}}=\frac{1}{n}(\frac{Z_2}{Z_1+Z_2}-\frac{Z_1}{Z_1+Z_2}\frac{{Z^{\′}}_{\mathrm{Line}}}{{Z^{\′}}_{\mathrm{Line}}+2R_1})H_{\mathrm{LD}},$

其中，n是变压器的匝比，Z₁＝R₁+jωC₁，Z₂＝R₂，H_LD是发送器的传递函数。

17.根据权利要求11所述的***，还包括连接到变压器的分路器，该分路器包括用于使探测信号响应控制信号而进入传输介质的旁路电路。

18.一种上面存储了指令的计算机可读介质，指令当通过处理器而执行时使得处理器执行步骤：

测定从传输介质接收到的被发送的探测信号的反射样式；

根据被发送的探测信号和探测信号的反射样式确定传输介质阻抗；

将该传输介质的阻抗与多个预定阻抗进行比较，其中每一个预定阻抗都与已知的传输介质长度相关；和

根据比较估算该传输介质的长度。

19.根据权利要求18所述的计算机可读介质，其中，传输介质是DSL***中的用户环路。

20.根据权利要求18所述的计算机可读介质，其中，传输介质的阻抗是根据探测信号的反射样式与发送的探测信号的比率来确定的。

21.根据权利要求18所述的计算机可读介质，其中，在一系列频率上对传输介质的阻抗和预定阻抗进行比较。

22.根据权利要求18所述的计算机可读介质，其中，比较步骤包括：

根据预定的选择标准从多个预定阻抗中选择一个，传输介质的长度就是与被选择的预定阻抗相关的已知的传输介质长度。

23.根据权利要求18所述的计算机可读介质，其中，在一频率集上确定传输介质的阻抗与每一个预定阻抗之间的差别，与具有最小差别的预定阻抗相关的已知传输介质的长度是估算长度。

24.根据权利要求23所述的计算机可读介质，其中，通过得到传输介质的阻抗与预定阻抗之间的均方误差来确定差别。

25.根据权利要求18所述的计算机可读介质，还包括：

通过探测传输介质的阻抗中的峰值，确定连接到该传输介质的至少一个负载线圈。

26.根据权利要求18所述的计算机可读介质，还包括：

通过将传输介质的阻抗与预定阈值进行比较，确定该传输介质中的短路。

27.根据权利要求18所述的计算机可读介质，其中，传输介质的估算长度是利用公式根据一系列频率之上的传输介质的阻抗和预定阻抗来计算的，公式如下，

$L_{\mathrm{est}}=\arg \min \underset{f\∈F}{\mathrm{\Σ}}{|{Z^{\′}}_{\mathrm{Line}}\left(f\right)-Z_{\mathrm{Line}}\left(f\right)|}^n$

其中，n是正整数，L_est是传输介质的估算长度，Z′_Line(f)是传输介质的阻抗，Z_Line(f)是预定阻抗，F是频率的范围。

28.一种用于估算传输介质长度的***，包括：

用于测定从传输介质接收到的被发送的探测信号的反射样式的装置；

用于根据被发送的探测信号和探测信号的反射样式确定传输介质阻抗的装置；

用于将传输介质阻抗和多个预定阻抗进行比较的装置，其中每一个预定阻抗都与已知的传输介质长度相关；和

用于根据比较结果估算传输介质的长度的装置。

29.一种用于估算数字用户线路***中的传输介质的长度的方法，包括：

经由连接到传输介质的变压器，通过传输介质发送探测信号；

测定从传输介质接收的该探测信号的反射样式；

根据被发送的该探测信号和该探测信号的反射样式，确定表征传输介质和变压器的传递函数；

根据该传递函数估算传输介质的长度。

30.一种用于估算传输介质长度的数字用户线路调制解调器，包括：

变压器，连接到传输介质，用于将信号连接到该传输介质；

发送器，有效连接到该变压器，被设置为将探测信号通过传输介质发送；

接收器，有效连接到该变压器，被设置为接收探测信号的反射样式；和

处理器，有效连接到该接收器，被设置为利用下面方法估算传输介质的长度，即，根据被发送的探测信号和该探测信号的反射样式，确定表征传输介质和变压器的传递函数，并且根据该传递函数来估算传输介质的长度。

31.一种上面存储了指令的计算机可读介质，当指令由处理器执行时使得处理器执行步骤：

经由连接到传输介质的变压器，通过传输介质发送探测信号；

测定从传输介质接收的探测信号的反射样式；

根据被发送的探测信号和该探测信号的反射样式，确定表征传输介质和变压器的传递函数；以及

根据该传递函数估算该传输介质的长度。

32.根据权利要求11所述的DSL调制解调器，其中，传递函数是，

$H_p=\frac{\frac{Z_{\mathrm{Line}}}{n^2}\left|\right|L_{2}s+L_{1}s}{\left(\frac{Z_{\mathrm{Line}}}{n^2}\right|\left|L_{2}s\right)+L_{1}s+2R}{H}_{\mathrm{LD}},$

其中，H_LD是发送器的传递函数，L₁是变压器的漏电感，L₂是变压器的主电感，R是终端阻抗，Z_Line是传输介质的阻抗。

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