CN1499512A - 头定位控制方法和使用该头定位控制方法的盘装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种头位置控制方法及使用该方法的盘装置。第一推算器(13)根据VCM驱动信号u₁和来自VCM6的电压信号Va，推算头的位置，输出第一头位置推算信号x_1est，同时，推算作用于头支持机构(8)的干扰，并输出干扰推算信号τ_dest。第二推算器(15)从微调调节器(7)的控制信号c₂推算头的位移，并输出位移推算信号x_2est。把第一头位置推算信号x_1est与位移推算信号x_2est相加，得到第二头位置推算信号x_est。利用检测伺服信息而得到的头位置信号x或第二头位置推算信号x_est，生成位置偏差信号e。干扰补偿器(10)合成VCM控制信号c₁与干扰推算信号τ_dest，生成VCM驱动信号u₁。

Description

头定位控制方法和使用该头定位控制方法的盘装置

技术领域

本发明涉及定位的控制方法以及使用这种控制方法的盘装置，该方法利用粗调调节器及微调节调节器，把磁头和光拾取器等的头高精度地定位在作为记录介质的盘的所望目标轨道上。

背景技术

近几年，磁盘装置等盘装置迅速地向体型小、容量大的趋势发展。例如，关于磁盘装置的大容量趋势，随着盘轨道的高密度化，轨道间距有进一步缩小的倾向。因此，为在磁盘上记录或再现，需要把磁头高精度地定位以狭窄间距形成的同心圆形的轨道上。

通常，磁头由设置在盘装置内的头支持机构所支撑。图9是表示一例现有的头支持机构结构的平面图。对旋转驱动的磁盘101进行数据的记录或再现的磁头102，被固定在悬臂(也叫支撑臂)103的一端。悬臂103的另一端被固定在托架(也叫基臂)104的一端。托架104通过固定在磁盘装置的外壳(图中未表示)上的旋转轴承105，以可以旋转的方式固定着。

托架104的另一端固定着构成音圈电机(也叫VCM)的线圈106。外壳上固定着由磁铁107构成的磁电路，通过控制流过线圈106的励磁电流，托架104相对于转动轴承105而旋转。这样，由悬臂103一端支持的磁头102，可以沿磁盘101的实际半径方向移动。

伺服信息按一定的角度间隔被预先记录在磁盘101上，根据此伺服信息对磁头102的定位进行控制。即，磁头102的定位控制中，磁头102通过读取伺服信息而检测磁头102的轨道位置信息。然后，生成表示磁头102在目标轨道上的位置偏差的位置偏差信号，对磁头102进行定位，直至该位置偏差信号的值为最小。此外，这种定位控制，是按照取样周期而进行的，而取样周期由磁盘101的旋转速度和记录在每一条轨道上的伺服信息的数目(伺服扇区数目)决定。

为了高精度地对磁头102进行定位控制，需要缩短取样周期以提高磁头102的定位控制***的控制频率。但是，图9所表示的头支持机构有时存在高次的固有机械谐振模式。因此，如果为提高定位精度而提高控制频率的设置时，由于其固有机械谐振，会导致定位控制***出现不稳定的问题。现有的头支持机构是通过音圈电机(VCM)106使托架104旋转而对磁头102进行定位，这种结构很难进行更高精度的定位控制。

为了解决这一问题，大量的所谓“2阶调节器”技术方案被提出，即在头支持机构上配置微调调节器，通过并用微调调节器与音圈电机，来提高磁头定位的精度。例如，使用可微小变位并具有高次固有谐振点的薄膜压电元件作为微调调节器(例如：特开2001-216748号公报、特开2002-134807号公报)，或者并用微调调节器与音圈电机，对磁头定位进行控制的伺服技术(例如：专利第3089709号公报)等等。

然而，近几年，随着磁盘装置的小型化，支撑头支持机构的旋转轴承中的摩擦力等的干扰、或连接头支持机构与电路基板的柔性印刷电路基板(FPC)的弹性力等干扰，都是导致磁头定位精度下降的原因所在。因此，为补偿干扰以提高定位精度，从记录在磁盘中的伺服信息获得头位置信号，利用输入该头位置信号与音圈电机的驱动信号的干扰推算器，补偿外力进行定位控制。(例如：特开平9-231701号公报)

为利用上述2阶调节器的结构，实现磁头的高精度定位控制，提高磁头定位控制***的控制频率设置，最大限度地发挥微调调节器的高速应答性能非常重要。但是，为提高控制频率，需要缩短伺服信息的取样周期。为此，需要增加伺服扇区以在磁盘上记录更多的伺服信息。但是，如果过多地记录伺服信息，则记录信息的区域就会相应减少，因此，数据格式化效率就会下降。

例如，如图10所示，磁盘101上按照一定的角度间隔分别设置着记录伺服信息的伺服区域110与记录信息的信息区域111。此处，伺服区域110的长度定为Ws，信息区域111的长度为Wd，例如，3.5英寸盘及1.8英寸盘中区域110、111的长度Ws、Wd等，为图11的表所表示的值。由图11可知，信息区域111的长度Wd随盘径的减小而变短，伺服区域110的长度Ws，即使盘径减小也不会变短。其原因在于，需要一些区域用来记录伺服信息，而伺服务区域110的长度Ws无法与盘径成比例地缩短。

伺服区域110占盘101整个区域的比例可以用Ws/(Wd+Ws)来表示。因此，如果是3.5英寸的盘，则该比例为50/(578+50)＝8％。而如果是1.8英寸的盘，则上述比例变为50/(264+50)＝16％。于是，盘越小则伺服区域110所占比例就越大，数据格式化的效率就越低。

在补偿上述干扰的定位控制方法中，根据自伺服信息得到的头位置信号和音圈电机的驱动信号，推算作用于头支持机构的干扰而补偿外力。但是伺服信息只能从每一个取样周期入手。为此，依赖于伺服信息，可推算干扰的带域由伺服信息的取样周期限制，而具有不能良好地补偿外力的课题。

发明内容

本发明为了解决如此的课题，其目的在于提供一种不增加伺服扇区数而导致数据格式效率降低而进行头的高精度定位控制的方法和盘装置。

本发明的头定位控制方法是利用调节器把头相对旋转驱动的盘而定位的头定位控制方法，前述调节器有粗调调节器与微调调节器，其中，该粗调调节器配备音圈电机并具有遍及前述整个盘的冲程，而该微调调节器介于前述粗调调节器和前述头之间且具有比前述粗调调节器的冲程小的冲程，该方法包括如下的步骤：生成用来驱动前述粗调调节器的第一驱动信号与用来驱动前述微调调节器的第二驱动信号的步骤；检测随前述粗调调节器的驱动而在前述音圈电机中产生的电压并生成表示前述电压值的电压信号的步骤；根据前述第一驱动信号与前述电压信号，推算因前述粗调调节器的驱动而移位的头的位置并生成第一头位置推算信号的步骤；根据前述第二驱动信号推算前述微调调节器的位移，生成位移推算信号的步骤；通过把前述第一头位置推算信号和前述位移推算信号相加而生成第二头位置推算信号的步骤；从表示前述头的目标位置的目标位置信号和前述第二头位置推算信号，生成表示偏离头目标位置的位置偏差推算信号的步骤；根据前述位置偏差推算信号，改正前述第一驱动信号及第二驱动信号的驱动信号改正步骤。

位置偏差推算信号可以不按照伺服信息的取样周期而生成，因此，根据上述方法，即使在无法对伺服信息取样的时刻，仍可以推算位置偏差，并进行头的定位控制。

前述控制方法还具有：通过利用前述头再现预先记录在前述盘中的伺服信息，从而检测出前述头的位置的步骤；从前述头的检测位置与前述目标位置，生成表示偏离头目标位置的位置偏差信号的步骤，该方法优选具有改正步骤，它取代前述驱动信号改正步骤，选择利用前述位置偏差信号及前述位置偏差推算信号中的任何一个，对前述第一驱动信号及前述第二驱动信号进行改正。

此外，前述改正步骤，可以在比前述伺服信息的取样周期短的每一规定周期进行，在用前述头再现前述伺服信息的周期内，优选利用前述位置偏差信号，而在不用前述头再现前述伺服信息的周期内，优选利用前述位置偏差推算信号。

这样，虽然位置偏差信号是按照伺服信息的取样周期生成的，但是，位置偏差推算信号也可以不按照伺服信息的取样周期生成。因此，在伺服信息可以取样的时刻，通过位置偏差信号进行头的定位控制，而伺服信息无法取样的时刻，通过位置偏差推算信号进行头的定位控制。实际上无需增加伺服扇区，取样周期就会变短，可以提高设置头定位控制***的控制频率。这样，就可以实现高精度的头定位控制，而不会降低数据格式化效率。

前述控制方法优选还具有：从前述第一驱动信号和前述电压信号，推算加在前述粗调调节器上干扰的大小并生成干扰推算信号的步骤；从前述干扰推算信号生成补偿干扰的干扰补偿信号，通过合成前述第一驱动信号与前述干扰补偿信号而对前述第一驱动信号进行改正的步骤。

这样，就可以补偿轴承摩擦或惯性力等的干扰，从而提高定位精度。

前述控制方法优选还具有，通过前述头再现预先记录在前述盘中的伺服信息，而依次检测前述头位置的步骤；以及如检测前述头的位置，则根据前述头的检测位置，依次改正前述第一头位置推算信号的步骤。

这样，就可以更准确地对由于粗调调节器的驱动而变化的头位置进行推算。

前述微调调节器优选由压电体构成，前述压电体优选由发生与前述第二驱动信号略成比例的位移的压电体构成。

通过微调调节器的位移与驱动信号略成比例，这样就可以简单并且准确地生成对微调调节器的位移进行推算的位移推算信号。

本发明的盘装置具有：记录信息的盘；使前述盘旋转的电机；至少再现前述盘的信息的头；头支持机构，它具有粗调调节器和微调调节器，其中粗调调节器配备音圈电机并具有遍及前述整个盘的冲程，而微调调节器介于前述粗调调节器与前述头之间且具有比前述粗调调节器的冲程小的冲程；生成第一驱动信号及第二驱动信号的控制器；输入前述第一驱动信号，驱动前述粗调调节器的第一驱动器；输入前述第二驱动信号，驱动前述微调调节器的第二驱动器；检测随前述粗调调节器的驱动而在前述音圈电机中产生的电压，输出表示前述电压值的电压信号的电压检测器；从前述第一驱动信号与前述电压信号，推算因前述粗调调节器的驱动而移位的前述头的位置，输出第一头位置推算信号的第一推算器；从前述第二驱动信号推算前述微调调节器的位移，输出位移推算信号的第二推算器；通过把前述第一头推算信号和前述位移推算信号相加而输出第二头位置推算信号的加法器；从表示前述头的目标位置的目标位置信号和前述第二头位置推算信号，生成表示偏离头目标位置的位置偏差推算信号的位置偏差相关信号生成器，前述控制器的结构在于，根据前述位置偏差推算信号，对前述第一驱动信号及前述第二驱动信号进行改正。

前述位置偏差相关信号生成器的结构优选为，通过前述头再现预先记录在前述盘中的伺服信息，而生成表示偏离前述头目标位置的位置偏差信号，前述控制器选择利用前述位置偏差推算信号及前述位置偏差信号中的任何一个，对前述第一及第二驱动信号进行改正。

前述控制器的结构优选为，在比前述伺服信息的取样周期短的每一规定周期对前述第一及第二驱动信号进行改正，在用前述头再现前述伺服信息的周期内，利用前述位置偏差信号，而在不用前述头再现前述伺服信息的周期内，利用前述位置偏差推算信号。

它还具有将对加在前述粗调调节器的干扰的大小加以推算得到的干扰补偿信号和前述第一驱动信号合成，而生成干扰补偿后的第一驱动信号的干扰补偿器，前述第一推算器的优选结构为，从干扰补偿后的第一驱动信号与前述电压信号，推算加在前述粗调调节器上干扰的大小，从而生成前述干扰补偿信号。

前述第一推算器的结构优选为，根据利用前述头再现前述伺服信息而得出的前述头的检测位置，依次对前述第一头位置推算信号进行改正。

前述微调调节器优选由压电体构成，前述压电体优选由发生与前述第二驱动信号略成比例的位移的压电体构成。

根据上述的本发明，即使在伺服信息无法取样的时刻，仍可以利用粗调调节器及微调调节器，进行头的定位控制，使用本发明的方法或结构，无需按照伺服信息的取样周期就可以生成位置偏差信号，因此，可以提高设置头定位控制***的控制频率，而不增加伺服扇区使数据格式化效率降低。

此外，如果在生成头位置推算信号的同时，也推算干扰(例如，旋转轴承的摩擦或柔性印刷基板的弹性力、对盘装置的冲击或振动等)并补偿干扰，就可以抑制干扰所导致的轨道偏离。这样，就可以稳定并且高精度地进行头定位控制，并可以提供可信度高的盘装置。

附图说明

图1是表示本发明实施方式中磁盘装置的主要部分的结构的简图。

图2是表示本发明实施方式中定位控制***的部分结构的简图。

图3A是用于说明本发明实施方式中抑制干扰的动作的简图，图3B是本发明实施方式中对干扰的截止频率特性的图。

图4是表示本发明实施方式中定位控制***的另一部分的结构的简图。

图5A～5C是表示本发明实施方式中位置偏差检测器的动作的一例的模式图，图5A是表示伺服信息的取样时刻的时刻图，图5B是表示位置偏差检测器的开关动作的时刻图，图5C是表示控制信号生成时刻的时刻图。

图6是表示本发明实施方式中配备微调调节器的悬臂部结构的立体图。

图7是将本发明实施方式中悬臂部的滑动件安装部放大而表示的分解立体图。

图8是由薄膜压电体构成的本发明实施方式中微调调节器的动作说明图。

图9是表示现有头支持机构结构的一例的平面图。

图10是表示盘区域的概念图。

图11是表示3.5英寸及1.8英寸磁盘的规格表。

具体实施方式

下面参照附图对本发明的实施方式进行详细的说明。

图1是表示本发明实施方式中盘装置的主要部分的结构的简图。图1中磁盘1通过主轴电机95而旋转。滑动件2上搭载着磁头2a(参照图6)，磁头2a对磁盘1进行数据的记录再现。滑动件2被固定在悬臂3的一端。悬臂3的另一端由托架4的一端支持。托架4通过相对磁盘装置外壳(图中未表示)而固定的旋转轴承5，可旋转地被支持着。

如图6所示，悬臂3上搭载着由两片薄膜压电体7a及7b构成的微调调节器7。悬臂3的结构为，通过控制施加给薄膜压电体7a及7b的电压，可以使滑动件2微小地变位。此外，图6表示从磁盘1侧看到的由滑动件2、悬臂3、微调调节器7等构成的悬部9的立体图。悬臂3的基端部3a通过焊接等方式固定在托架4上。悬臂3上设置着挠性部(フレクシヤ)3c，挠性部3c具有磁头配线布图及薄膜压电体用配线布图。挠性部3c在挠性基板3b上被图案化。

图7是挠性部3c、挠性基板3b及滑动件保持基板3d的滑动件安装部的放大分解立体图。挠性部3c的滑动件安装部3h上与滑动件安装一侧相反的一侧，贴有滑动件保持基板3d。滑动件保持基板3d上形成突起部3e。该突起部3e与形成于悬臂3的顶端的微凹(图中未表示)接触。此外，如图6所示，挠性部3c上连接着薄膜压电体7a及7b。

图8是说明驱动薄膜压电体7a、7b时滑动件2的旋转动作的图。当薄膜压电体7a沿A的方向伸展，薄膜压电体7b沿B的方向收缩时，滑动件2与滑动件保持基板3d，以与形成于滑动件保持基板3d上的突起部3e接触的微凹为中心，沿箭头C的方向旋转。因此，设置在滑动件2上的磁头2a，可以沿磁盘1的半径方向移动。弹性铰接部3f、3g的宽具有足够的尺寸用来形成磁头配线布图，但是，为减少滑动件2旋转中的负荷，其宽度应尽量小些。这样，滑动件2就可以通过薄膜压电体7a、7b的伸缩而旋转。

此外，微调调节器7可以根据US2001/0021086A1中说明的制造方法制造。此处我们引用US2001/0021086A1。

音圈电机(VCM)6是由形成磁电路的线圈6a和磁铁6b构成。线圈6a被固定在托架4的另一端。磁铁6b被固定在外壳上。当电流通过线圈6a时，由于该电流所产生的磁场与磁电路所产生的磁通量的相互作用，托架4承受旋转力。因此，通过控制通过线圈6a的电流，可以沿磁盘1的实际半径方向移动搭载有磁头2a的滑动件2。

由上述悬臂3、托架4、旋转轴承5及音圈电机6构成粗调调节器。头支持机构8是由上述滑动件2、悬臂3、托架4、旋转轴承5、音圈电机6及微调调节器7所构成。

下面，对通过头支持机构8，把搭载在滑动件2上的磁头2a定位在磁盘1上的目标位置的控制***的整体结构进行说明。

图1中，第一驱动器11，与音圈电机驱动信号u₁对应的驱动电流Ia通过线圈6a，驱动音圈电机6。包括在第一驱动器11中的电压检测器12检测随着音圈电机6的驱动而在线圈6a的两端产生的电压，输出电压信号Va。第一推算器13从电压检测器12输出的电压信号Va与输入第一驱动器11的音圈电机驱动信号u₁，推算作用于头支持机构8的干扰力矩，输出干扰推算信号τ_dest并驱动音圈电机6，据此推算变位的磁头2a的位置，输出第一头位置推算信号x_1est。

第二驱动器14把与微调调节器控制信号c₂对应的驱动电压Vp施加给微调调节器7。第二推算器15从微调调节器控制信号c₂推算由于驱动微调调节器7而导致的磁头2a的位移，输出位移推算信号x_2est。加法器16把第一推算器13输出的第一头位置推算信号x_1est与第二推算器15输出的位移推算信号x_2est相加，输出第二头位置推算信号x_est。

作为伺服信息，轨道的位置信号在各个轨道之间按照一定角度间隔被预先记录在磁盘1中。这些位置信号被磁头2a按照一定的取样周期读取。位置偏差检测器17中，输入由磁头2a读取的头位置信号x及第二头位置推算信号x_est，生成表示磁头2a的当前位置与目标轨道的目标位置r之差的位置偏差信号e。

第一控制器18，将位置偏差检测器17生成的位置偏差信号e与第二推算器15输出的位移推算信号x_2est作为输入，生成音圈电机控制信号c₁。音圈电机控制信号c₁被输入干扰补偿器10，与由第一推算器13生成的干扰推算信号τ_dest合成。干扰补偿器10从音圈电机控制信号c₁与干扰推算信号τ_dest生成音圈电机驱动信号u₁。第二控制器19将由位置偏差检测器17生成的位置偏差信号e作为输入，生成微调调节器控制信号c₂。

接下来，使用图2～图5，对本实施方式的磁盘装置的定位控制***的运行情况进行说明。图2及图3A中，s表示拉普拉斯算子。图2、图3A～3B及图4中，为简要说明，省略关于伺服信息取样的保持要素部分。

图2是本实施方式的磁盘装置中的位置控制***的结构中，对第一驱动器11、电压检测器12、第一推算器13、干扰补偿器10的各个要素进行组合说明的简图。图2中与图1的要素对应的方块，标记与图1相同的符号。

第一控制器18输出的音圈电机控制信号c₁通过干扰补偿器10变为音圈电机驱动信号u₁。关于干扰补偿器10的运行情况将在后面进行说明。音圈电机驱动信号u₁，在由传递函数gm的方块所表示的第一驱动器11中，从电压信号转换为gm倍的电流信号，作为驱动电流Ia而输出。当驱动电流Ia通过线圈6a时，就会产生磁场。通过产生的磁场与前述磁铁6b所产生的磁通的相互作用，音圈电机6中产生驱动力矩τ。即，驱动电流Ia在音圈电机6中，通过传递函数Kt转换为驱动力矩τ。此处，传递函数Kt表示音圈电机6的转矩常数。方块23的传递函数(Lb/J·s)表示从音圈电机6产生的驱动力矩τ向磁头2a的移动速度v转换的传递特性。此处J表示头支持机构8的惯性矩，Lb表示从旋转轴承5的旋转中心至磁头2a的距离。方块24是积分器，它的传递函数用1/s表示。积分器24把磁头2a的移动速度v转换为由于音圈电机6的驱动而变化的磁头2a的位置x₁。

由于旋转轴承5的轴承摩擦、连接头支持机构8与电路基板的柔性印刷基板的弹性力、或者来自磁盘装置外部的冲击和振动，头支持机构8所承受的惯性力等干扰τ_d，被以输入方块23前段中的加法器27中的方式而表现。

通过音圈电机6驱动，线圈6a的两端产生与旋转速度成比例的感应电压Ea。如果比例系数为Kv，则Ea用(式1)表示。

$\mathrm{Ea}=\frac{\mathrm{Lb}\·\mathrm{Kv}}{J\·s}(\mathrm{\τ}+{\mathrm{\τ}}_d)$ ····(式1)

方块26及加法器28构成的用点划线表示的方块，相当于图1中的电压检测器12。用加法器28把由方块25输出的感应电压Ea与驱动电流Ia通过线圈6a所产生的电压降(Ra+La·s)·Ia相加，于是，电压检测器12输出电压信号Va。即，电压信号Va用(式2)表示。

Va＝Ea+(Ra+La·s)·Ia  ····(式2)

此处，Ra表示线圈6a的线圈电阻，La表示线圈6a的电感。通过(式1)及(式2)，电压信号Va可以如(式3)所示。

$\mathrm{Va}=\frac{\mathrm{Lb}\·\mathrm{Kv}}{J\·s}(\mathrm{\τ}+{\mathrm{\τ}}_d)+(\mathrm{Ra}+\mathrm{La}\·s)\·\mathrm{Ia}$ ····(式3)

另外，图2中点划线表示的另一个方块，相当于图1中的第一推算器13。该方块13包括用方块31、32、33、34、35、36表示的各个传递函数。方块31～36分别与方块21～26对应，分别具有大体一致的传递函数。此处，第一推算器13的方块中，各个常数所带的下标“n”表示标称值，带有下标“est”的变量表示推算值。

输入第一驱动器11中的音圈电机驱动信号u₁也被输入第一推算器13，并通过方块31与方块32增加(gm_n·Kt_n)倍，于是可以得出对音圈电机6中产生的驱动力矩τ进行推算的驱动力矩推算信号τ_est。

从方块33输出速度推算信号V_est。方块34是积分器，它的传递函数用1/s表示。积分器34把速度推算信号V_est转换为第一头位置推算信号X_1est，它推算出由于线圈6驱动而变化的磁头2a的位置。

在方块35中用加法器38把速度推算信号V_est乘以Kv_n得到的感应电压推算信号Ea_est与推算驱动电流Ia_est通过线圈6a所产生的电压降(Ra_n+La_n·s)·Ia_est相加，从加法器38输出电压推算信号Va_est。电压推算信号Va_est被输入减法器39，与电压检测器12所检测出的实际电压信号Va进行比较。其比较结果的偏差信号α(＝Va-Va_est)被分别输入方块40表示的乘法器与方块41表示的积分器。方块41的积分器对偏差信号α进行积分，输出关于干扰的干扰推算信号τ_dest。方块40的乘法器把偏差信号α乘以G₁然后输入加法器42。加法器42把干扰推算信号τ_dest与G₁倍的偏差信号α相加后输入加法器37。加法器37把方块32输出的驱动力矩推算信号τ_est，与加法器42输出的信号相加，并把其相加的结果γ输入方块33。

此外，方块40的系数G₁与方块41的系数G₂是使第一推算器13稳定运行的常数，关于它的详细情况将在后文进行说明。

图2中点划线表示的其它方块相当于图1中的干扰补偿器10。包括在该干扰补偿器10中的方块51，通过将干扰推算信号τ_dest乘以1/(gm_n·Kt_n)，生成必要的干扰补偿信号β，以在音圈电机6产生相当于干扰推算信号τ_dest大的驱动力。减法器52中，从音圈电机控制信号c₁减去干扰补偿信号β，从而生成音圈电机驱动信号u₁。

下面继续使用数学式对第一推算器13的工作情况进行详细的说明。首先，方块41输出的干扰推算信号τ_dest用(式4)表示。

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{dest}}=\frac{G_2}{s}\·(\mathrm{Va}-{\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}})$ ····(式4)

加法器37输出的γ用(式5)表示。

$\mathrm{\γ}={\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}+(G_1+\frac{G_2}{s})\·(\mathrm{Va}-V{a}_{\mathrm{est}})$ ····(式5)

电压推算信号Va_est用(式6)表示。

Va_est＝Ea_est+(Ra_n+La_n·s)·Ia_est  ····(式6)

感应电压推算信号Ea_est用(式7)表示。

$E{a}_{\mathrm{est}}=\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n\·s}\·\mathrm{\γ}$ ····(式7)

通过(式5)及(式7)，(式6)可以变形为(式8)。

${\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}=\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n\·s}[{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}+(G_1+\frac{G_2}{s})\·(\mathrm{Va}-{\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}})+({\mathrm{Ra}}_n+{\mathrm{La}}_n\·s)\·{\mathrm{Ia}}_{\mathrm{est}}$

                                            ····(式8)

为扼要说明，假定第一驱动器11的传递函数gm与方块31的传递函数gm_n的值相等。这样，驱动电流Ia与推算驱动电流Ia_est就变得相等。此外，假定方块26的Ra及La与方块36的Ra_n及La_n也分别相等。于是，驱动电流Ia通过线圈6a时的电压降(Ra+La·s)·Ia与通过推算驱动电流Ia_est时的电压降(Ra_n+La_n·s)·Ia_est就变得相等。即，下面所表示(式9)的关系成立。

(Ra+La·s)·Ia＝(Ra_n+La_n·s)·Ia_est  ····(式9)

此外，假定下面所表示(式10)的关系成立。

$\frac{\mathrm{Lb}\·\mathrm{Kv}}{J}=\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n}$ ····(式10)

从(式3)的左边及右边分别减去(式8)的左边及右边，利用(式9)及(式10)即可得到(式11)。

$\mathrm{Va}-{\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}=\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n\·s}[\mathrm{\τ}+{\mathrm{\τ}}_d-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{est}}-(G_1+\frac{G_2}{s})\·(\mathrm{Va}-{\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}})]$

                                       ····(式11)

驱动力矩推算信号τ_est是用来推算音圈电机6的驱动力矩τ。τ_est与τ相等时，(式11)可改写成(式12)。

$\mathrm{Va}-{\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}}=\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n\·s}[{\mathrm{\τ}}_d-(G_1+\frac{G_2}{s})\·(\mathrm{Va}-{\mathrm{Va}}_{\mathrm{est}})]$

                                     ····(式12)

利用(式4)对(式12)进行变形，则可以导出作用于头支持机构8的干扰τ_d与干扰推算信号τ_dest之间的关系，从而得出(式13)。

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{dest}}=\frac{\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n}{G}_2}{s^2+\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n}{G}_1\·s+\frac{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}{J_n}{G}_2}\·{\mathrm{\τ}}_d$ ····(式13)

由(式13)可知，第一推算器13可根据图2中点划线方块内的路线，按照二阶滞后***从音圈电机驱动信号u₁和电压信号v_a推算实际的干扰τ_d。

此处，如果把二阶滞后***的自然角频率(推算角频率)设置为ω_e，阻尼因数设置为ζ，使第一推算器13稳定运行的常数G₁及G₂分别用下述的(式14)及(式15)表示，则(式13)可以用(式16)表示。

$G_1=2\mathrm{\ξ}{\mathrm{\ω}}_e\·\frac{J_n}{{\mathrm{Lb}}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}$ ····(式14)

$G_2={\mathrm{\ω}}_e^2\·\frac{J_n}{L{b}_n\·{\mathrm{Kv}}_n}$ ····(式15)

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{dest}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_e^2}{s^2+2\mathrm{\ξ}{\mathrm{\ω}}_e\·s+{\mathrm{\ω}}_e^2}\·{\mathrm{\τ}}_d$ ····(式16)

如前所述，图2中干扰补偿器10的方块51，把干扰推算信号τ_dest乘以1/(gm_n·Kt_n)所得的干扰改正信号β输入减法器52。减法器52从音圈电机控制信号c₁减去干扰改正信号β，从而生成音圈电机驱动信号u₁。干扰改正信号β是改正信号，用来使音圈电机6产生相当于干扰推算信号τ_dest大小的驱动力。改正信号β在第一驱动器11及音圈电机6中乘以(gm·Kt)。因此，方块51中事先使干扰推算信号τ_dest乘以1/(gm_n·Kt_n)，以使之与(gm·Kt)倍的τ_dest相等。

音圈电机驱动信号u₁用(式17)表示。

$u_1=c_1-\frac{1}{{\mathrm{gm}}_n\·{\mathrm{Kt}}_n}\·{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{dest}}$ ····(式17)

加法器27的输出用(式18)表示。

     gm·Kt·u₁+τ_d       ····(式18)

假设gm与gm_n、Kt与Kt_n分别相等，则利用(式16)及(式17)，(式18)可以用(式19)表示。

$\mathrm{gm}\·\mathrm{Kt}\·c_1+\frac{s^2+2{\mathrm{\ξ\ω}}_e\·s}{s^2+2{\mathrm{\ξ\ω}}_e\·s+{\mathrm{\ω}}_e^2}\·{\mathrm{\τ}}_d$ ····(式19)

根据(式19)，图2的框图可以使用传递函数Gd，简化成如图3A所示。

此处，如(式20)似的设置传递函数Gd。

$\mathrm{Gd}\left(s\right)=\frac{s^2+2{\mathrm{\ξ\ω}}_e\·s}{s^2+2{\mathrm{\ξ\ω}}_e\·s+{\mathrm{\ω}}_e^2}$ ····(式20)

图3B是用折线近似地表示传递函数Gd(s)的频率特性。低于角频率ω_e的角频率中，增益小于0dB，随着角频率ω的下降，按照-20dB/dec(decade：十)的阻尼比而衰减。dec表示10倍。即，传递函数Gd(s)具有可以控制低于角频率ω_e的角频率的低通截止过滤特性。

如上说明，本发明的实施方式中的磁盘装置的结构在于，它根据第一推算器13推算作用于头支持机构8的干扰τ_d，并用干扰推算信号τ_dest消除干扰τ_d。即，干扰τ_d正是通过作为低通截止过滤的传递函数Gd(s)而作用。因此，控制作用于头支持机构8的干扰，可以实现稳定的定位控制。

图4是本实施方式的磁盘装置中的位置控制***的结构中，对第二驱动器14、第二推算器15、加法器16、位置偏差检测器17、第一控制器18及第二控制器19的各个要素进行说明的简图。

图4中传递函数Ap的方块所表示的第二驱动器14，从第二控制器19输出的微调调节器控制信号c₂乘以Ap，输出微调调节器7的驱动电压信号Vp。

此外，传递函数Kp的方块所表示的第二推算器15，推算向微调调节器7施加驱动电压信号Vp时的磁头2a的位移量，输出位移推算信号x_2est。在本实施方式中，微调调节器7由薄膜压电体构成，它具有发生与施加电压略成比例的位移的特性，所以，考虑驱动电压信号Vp与把该信号施加给微调调节器7时的磁头2a的位移略成比例。因此，第二控制器19输出的微调调节器控制信号c₂乘以Kp，生成位移推算信号x_2est。

加法器16把第一推算器13输出的第一头位置推算信号x_1est与第二推算器15输出的位移推算信号x_2est相加，输出第二头位置推算信号x_est。

图4中上方点划线所表示的方块相当于图1中的位置偏差检测器17。该位置偏差检测器17由开关61与减法器62构成。磁头2a的位置信号x被输入开关61的端子A。此外，通过磁头2a读取以一定角度间隔预先记录在磁盘1中的伺服信息，从而检测出位置信号x。另一方面，由加法器16输出的第二头位置推算信号x_est被输入开关61的端子B。利用减法器62从磁头2a的目标位置信号r减去位置信号x或第二头位置推算信号x_est，从而生成位置偏差信号e。

图4的中央下方点划线所表示的方块相当于图1中的第一控制器18。在加法器72中，位置偏差信号e与位移推算信号x_2est相加，其相加的信号被输入方块71。在方块71中，进行传递函数G₁(z)的数字过滤处理，从而生成音圈电机控制信号c₁。传递函数G₁(z)用(式21)表示。

$G_1\left(z\right)=K_1[1+h_1(1-z^{-1})+L_1\frac{z^{-1}}{1-z^{-1}}]$ ····(式21)

此处，z^-1表示1取样延迟，K₁表示比例增益。系数h₁、L₁表示代表频率特性的常数，系数h₁是微分系数，系数L₁是积分系数。

此外，第二控制器19与第一控制器18相同，对位置偏差信号e进行传递函数G₂(z)的数字过滤处理，输出微调调节器控制信号c₂。传递函数G₂(z)用(式22)表示。

$G_2\left(z\right)=K_2\left[\frac{z^{-1}}{1-z^{-1}}\right]$ ····(式22)

此处，K₂表示比例增益。

图5A～图5C是在位置偏差检测器17中生成位置偏差信号e时，开关61的运行情况的一例的模型图。图5A是表示磁头2a按照一定的取样周期读取记录在磁盘1中的伺服信息而生成位置信号x的时刻的图，黑方块符号■所表示的时刻，表示生成位置信号x。图5B是表示开关61与端子A或端子B连接的时刻的图。在可对伺服信息进行取样的时刻，由于磁头2a读取伺服信息并生成位置信号x，因此使开关61与端子A连接，利用位置信号x生成位置偏差信号e。另一方面，无法对伺服信息进行取样的时刻，因无法生成位置信号x，所以，使开关61与端子B连接，利用第二头位置推算信号x_est生成位置偏差信号e。图5A～图5C所表示的例子中，端子A与端子B的切换周期是伺服信息的取样周期的二分之一。即，以伺服信息的取样周期的二分之一为周期，可以生成位置偏差信号e。

如上所述，第一头位置推算信号x_1est在第一推算器13中，是对磁头2a的速度推算信号v_est的积分。它是对由于音圈电机6的驱动而变化的磁头2a的位置进行推算的结果。在某一时刻t₀，通过检测出伺服信息可以得出磁头2a的准确位置x₀。时刻t₀+Δt中的第一头位置推算信号x_1est，利用头速度推算信号v_est，用(式23)表示。

$x_{1\mathrm{est}}(t_0+\mathrm{\Δt})=x_0+{{\∫}_{t_0}^{t_0+\mathrm{\Δt}}v}_{\mathrm{est}}\mathrm{dt}$ ····(式23)

此处，如果把Δt设定为开关61的端子A与端子B的切换周期，那么在生成第一头位置推算信号x_1est时，可以参照通过对伺服信息进行取样而检测出的正确且最新的磁头位置(即x₀)，对其依次进行改正。即，可以利用伺服信息依次对第一头位置推算信号信号x_1est进行改正，大多情况下都可以生成正确的x_1est。

此外，在第二推算器15中，驱动微调调节器7所需的作为第二控制信号的微调调节器控制信号c₂乘以传递函数Kp，即可生成微调调节器7的位移推算信号x_2est。这是利用构成微调调节器7的薄膜压电体具有与施加电压略成比例的位移的特性而达成的。

因此，用加法器16把第一头位置推算信号x_1est与位移推算信号x_2est相加而生成的第二头位置推算信号x_est，是正确推算磁头2a的位置所得出的结果，即使开关61与端子B连接时，仍可以生成正确的位置偏差信号e。

音圈电机控制信号c₁与微调调节器控制信号c₂，通过第一控制器18及第二控制器19而分别从位置偏差信号e生成。图5A～图5C所表示的例子中，因位置偏差信号e按照伺服信息的取样周期的二分之一而生成，所以c₁与c₂也是按照伺服信息的取样周期的二分之一而生成。图5C表示生成c₁与c₂的时刻。在符号□所表示的时刻表示生成c₁与c₂。于是，在本发明的实施方式中，通过磁头2a读取伺服信息而无法检测出头位置信号x的时刻，利用第二头位置推算信号x_est推算出磁头2a的位置，从而生成位置偏差信号e。即，无需直接利用伺服信息就可以生成位置偏差信号e。因此，可以缩短位置偏差信号e的生成周期，而不会增加伺服扇区数目或降低数据格式化的效率，还可以提高设置定位控制***的控制频率。这样，就可以对磁头进行高精度的定位，并可提供可信度高的盘装置。

此外，第二头位置推算信号x_est是把第一推算器13生成的第一头位置推算信号x_1est与第二推算器15生成的位移推算信号x_2est相加的结果。第一推算器13通过音圈电机驱动信号u₁和电压检测器12检测出的电压信号Va，生成第一头位置推算信号x_1est。第二推算器15通过微调调节器控制信号c₂生成位移推算信号x_2est。这些信号基本上可不参照伺服信息的取样周期而生成。因此，如图5A～图5C所表示的例子，位置偏差信号e的生成周期，并非局限于伺服信息的取样周期的二分之一，也可以按照更短的周期生成。

还有，本实施方式是通过模拟过滤第一推算器13及干扰补偿器10中的乘法器、加法器、减法器、积分器而构成的一例，当然，本发明并非局限于此例，即使通过数字过滤构成也能获得同样的效果。本发明的实施方式中，以磁盘装置为例进行了说明，当然，本发明并不局限于此，也可以应用于光盘装置或光磁盘装置等。

前述实施方式中，构成微调调节器7的压电体是产生与施加电压略成比例的位移的元件。但是，构成微调调节器7的压电体，并非局限于前述的实施方式，也可以是在施加电压与位移之间存在一定关系的元件。

此外，微调调节器7并非局限于配备压电体的元件。当然也可以使用其它的调节器作为微调调节器(参照，“A MEMS PiggybackActuator for Hard-Disk Drives”，JOURNAL OFMICROELECTROMECHANICAL SYSTEMS，VOL.11，No.6，pp648-654，DECEMBER 2002；“An Electrostatic Micro Actuator for aMagnetic Head Tracking System of Hard Disk Drives.”，TRANSDUCERS’97，1997 International Conference on Solid-StateSensors and Actuators，Chicago，June 16-19，1997，pp1081-1084)。

Claims (14)

1.一种头定位控制方法，相对于旋转驱动的盘而利用调节器将头加以定位，其特征在于：

所述调节器有粗调调节器与微调调节器，该粗调调节器配备音圈电机且具有遍及所述整个磁盘的冲程，而该微调调节器介于所述粗调调节器和所述头之间且具有比所述粗调调节器的冲程小的冲程，

该方法具有：

生成用来驱动所述粗调调节器的第一驱动信号与用来驱动所述微调调节器的第二驱动信号的步骤；

检测随所述粗调调节器的驱动而在所述音圈电机中产生的电压并生成表示所述电压值的电压信号的步骤；

根据所述第一驱动信号与所述电压信号推算因所述粗调调节器的驱动而移位的头的位置并生成第一头位置推算信号的步骤；

根据所述第二驱动信号推算所述微调调节器的位移并生成位移推算信号的步骤；

通过把所述第一头位置推算信号和所述位移推算信号相加而生成第二头位置推算信号的步骤；

根据表示所述头的目标位置的目标位置信号和所述第二头位置推算信号而生成表示偏离头目标位置的位置偏差推算信号的步骤；

根据所述位置偏差推算信号，改正所述第一驱动信号及第二驱动信号的驱动信号改正步骤。

2.如权利要求1所述的头定位控制方法，其特征在于：

该方法还具有：

通过所述头再现预先记录在所述盘中的伺服信息，从而检测所述头的位置的步骤；

根据所述头的检测位置与所述目标位置，生成表示偏离头目标位置的位置偏差信号的步骤，

具有：

取代所述驱动信号改正步骤，选择利用所述位置偏差信号及所述位置偏差推算信号中的任何一个，对所述第一驱动信号及所述第二驱动信号进行改正的改正步骤。

3.如权利要求2所述的头定位控制方法，其特征在于，

所述改正步骤，可以在比所述伺服信息的取样周期还短的规定周期进行；

在用所述头再现所述伺服信息的周期内，利用所述位置偏差信号，

在不用所述头再现所述伺服信息的周期内，利用所述位置偏差推算信号。

4.如权利要求1所述的头定位控制方法，其特征在于，该方法还具有：

根据所述第一驱动信号和所述电压信号而推算加在所述粗调调节器上干扰的大小并生成干扰推算信号的步骤；

根据所述干扰推算信号生成补偿干扰的干扰补偿信号，通过合成所述第一驱动信号与所述干扰补偿信号而对所述第一驱动信号进行改正的步骤。

5.如权利要求1所述的头定位控制方法，其特征在于，该方法具有：

通过所述头再现预先记录在所述盘中的伺服信息，依次检测所述头位置的步骤；

如检测出所述头的位置，则根据所述头的检测位置，依次改正所述第一头位置推算信号的步骤。

6.如权利要求1所述的头定位控制方法，其特征在于：所述微调调节器由压电体构成。

7.如权利要求6所述的头定位控制方法，其特征在于：所述压电体具有发生与所述第二驱动信号略成比例的位移的特性。

8.一种盘装置，其特征在于，具有：

记录信息的盘；

使所述盘旋转的电机；

至少再现所述盘的信息的头；

头支持机构，该头支持机构具有粗调调节器和微调调节器，其中，该粗调调节器配备音圈电机并具有遍及所述整个盘的冲程；该微调调节器介于所述粗调调节器与所述磁头之间并具有比所述粗调调节器的冲程小的冲程；

生成第一驱动信号及第二驱动信号的控制器；

输入所述第一驱动信号、驱动所述粗调调节器的第一驱动器；

输入所述第二驱动信号、驱动所述微调调节器的第二驱动器；

检测随所述粗调调节器的驱动而在所述音圈电机中产生的电压并输出表示所述电压值的电压信号的电压检测器；

根据所述第一驱动信号与所述电压信号，推算因所述粗调调节器的驱动而移位的所述头的位置并输出第一头位置推算信号的第一推算器；

根据所述第二驱动信号推算所述微调调节器的位移并输出位移推算信号的第二推算器；

通过把所述第一头位置推算信号和所述位移推算信号相加而输出第二头位置推算信号的加法器；

根据表示所述头的目标位置的目标位置信号和所述第二头位置推算信号，生成表示偏离头目标位置的位置偏差推算信号的位置偏差相关信号生成器，

所述控制器的结构为，根据所述位置偏差推算信号，对所述第一驱动信号及所述第二驱动信号进行改正。

9.如权利要求8所述的盘装置，其特征在于，

所述位置偏差相关信号生成器，通过利用所述头再现预先记录在所述盘中的伺服信息，从而生成表示偏离所述头目标位置的位置偏差信号；

所述控制器结构为，选择利用所述位置偏差推算信号及所述位置偏差信号中的任何一个，对所述第一及第二驱动信号进行改正。

10.如权利要求9所述的盘装置，其特征在于，

所述控制器，在比所述伺服信息的取样周期短每一规定周期对所述第一及第二驱动信号进行改正，在用所述头再现所述伺服信息的周期内，利用所述位置偏差信号，而在不用所述头再现所述伺服信息的周期内，利用所述位置偏差推算信号。

11.如权利要求8所述的盘装置，其特征在于，

它还具有：通过将对加在所述粗调调节器上的干扰的大小加以推算得到的干扰补偿信号和所述第一驱动信号合成，而生成干扰补偿后的第一驱动信号的干扰补偿器，

所述第一推算器根据干扰补偿后的第一驱动信号与所述电压信号，推算加在所述粗调调节器的干扰大小，从而生成所述干扰补偿信号。

12.如权利要求8所述的盘装置，其特征在于：

所述第一推算器的结构为，根据通过利用所述头再现所述伺服信息而得出的所述头的检测位置，依次对所述第一头位置推算信号进行改正。

13.如权利要求8所述的盘装置，其特征在于：所述微调调节器由压电体构成。

14.如权利要求13所述的盘装置，其特征在于：所述压电体具有发生与所述第二驱动信号略成比例的位移的特性。

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