CN1487709B - 数据接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供一种数据接收装置，使减少获取部分频带信号需要的时间成为可能，以及能够以简单的结构容易地制造作为LSI器件而无需具有相同特性的多个模拟电路。数据接收装置(1)包括：第一取样器(100)，用于按每个预定的取样周期对同相信号I(t)进行取样，并输出经取样的同相信号；第二取样器(101)，用于按每个所述的预定取样周期对正交信号Q(nT)进行取样，并输出经取样的正交信号；通过复数滤波器构成的部分频带获取部分(102)，用于从频率分量中获取部分频带信号(IB_r、QB_r)，所述频率分量包括在经取样的同相信号(I(nT))中以及经取样的正交信号(Q(nT))中；第一和第二延迟检测操作部分(103、104)，用于根据部分频带信号执行延迟检测，并输出检测信号。

Description

数据接收装置

发明背景

发明领域

本发明涉及对调制信号进行解调的数据接收装置，尤其，涉及一种数据接收装置，用于从调相信号通过数字信号处理得到检测信号。

背景技术的描述

传统上，已经已知一些装置，用于从为解调而接收的调制信号获取至少一部分频带信号。这种装置的例子包括在日本专利第3161146号中揭示的数据发送和接收装置以及在IEICE(信息和通信工程师电子协会)的技术报告，RCS95-102，“SR-线性调频扩频无线调制解调器”中揭示的装置。

图25是示意图，示出在日本专利第3161146号中揭示的数据接收装置的配置。在图25中，数据接收装置包括混频器1301、带通滤波器(在图中以BPF表示)1302、本地振荡器1303、接收状态判定部分1304、延迟单元1305、乘法器1306、低通滤波器(在图中以LPF表示)1307以及解码器1308。

本地振荡器1303输出频率可改变的本地振荡信号，所述本地振荡器信号可以在待接收数据的码元频率的整数倍的每个时间间隔处改变待接收数据信号的频率。混频器1301把输入扩频信号r(t)变换成一个频带，该频带表示输入扩频信号r(t)和来自本地振荡器1303的本地振荡信号之间的频带差。这里，假定这个扩频信号r(t)是可以通过从信号的频带获取至少一部分频带而进行解调的调相信号。

带通滤波器1302获取以及然后输出中间信号b(t)，该信号是通过混频器1301频率变换的扩频信号r(t)的频率分量部分。

图26A和26B是示意图，示出在图25中示出的数据接收装置中观察到的信号频谱。图26A是示意图，示出所接收扩频信号r(t)的频谱轮廓。从本地振荡器1303输出的本地振荡信号可以有三个频率。本地振荡信号的每个频率是待接收数据信号的码元频率的整数倍。本地振荡信号的中心频率是分别表示为B1、B2和B3的三个部分频带的中心频率中的任何一个。

图26B是示意图，示出中间信号b(t)的频谱轮廓。通过把输入扩频信号r(t)变频到部分频带B1、B2和B3中任何一个再对频率转换信号限带而得到中间信号b(t)。

接收状态判定部分1304根据数据接收状态而输出频带切换信号，为的是切换从本地振荡器1303输出的本地振荡信号的频率。本地振荡器1303根据从接收状态判定部分1304输出的频带切换信号切换本地振荡信号的频率作为输出。这样，把频率切换到部分频带B1、B2和B3中的任何一个。因此选择之后，带通滤波器1302输出相应于部分频带的中间信号b(t)。

乘法器1306使中间信号b(t)乘以通过延迟单元1305把中间信号b(t)延迟一个码元周期Ts而得到的中间信号b(t-Ts)，然后把所产生的信号提供给低通滤波器1307。低通滤波器1307对所接收信号执行低通滤波处理，然后输出检测信号c(t)。解码器1308判定检测信号c(t)的极性，然后输出数据信号dat(t)。

图27是方框图，示出在IEICE的技术报告，RCS95-102，“SR-线性调频扩频无线调制解调器”中揭示的无线调制解调器中的接收单元的一般配置。在图27中，接收单元包括分离器1501、第一混频器1502、第二混频器1503、第一本地振荡器1504、第二本地振荡器1505、第一带通滤波器1506、第二带通滤波器1507、第一增益控制器(在图中以AGC1表示)1508、第二增益控制器(在图中以AGC2表示)1509、第一正交检测器1510、第二正交检测器1511以及基带信号处理部分1512。

接收单元接收扩频信号作为输出信号，同时获取两个部分频带，然后根据接收状态输出所接收数据。这个接收单元具有结构彼此相同的两个接收***，一个***从第一混频器1502开始到基带信号处理部分1512，而另一个从第二混频器1503开始到基带信号处理部分1512。下面描述图27中示出的接收单元的操作。

分离器1501把所接收扩频信号r(t)分离成两个信号，把一个信号提供给第一混频器1502，而另一个提供给第二混频器1503。第一本地振荡器1504和第二本地振荡器1504输出本地振荡信号，它们的中心频率在不同频带特性的频带中。把从本地振荡器1504输出的本地振荡信号提供给混频器1502。把从本地振荡器1505输出的本地振荡信号提供给混频器1503。

混频器1502把分离的扩频信号r(t)变换成表示分离的扩频信号和从本地振荡器1504输出的本地振荡信号之间差的频带的一个信号，然后把所产生的信号提供给第一带通滤波器1506。第一带通滤波器1506获取来自所接收信号的部分信号，用于输出到第一增益控制器1508作为部分频带信号b1(t)。第一增益控制器1508控制输出到第一正交检测器1510的部分频带信号b1(t)的幅度。第一正交检测器1510输出从第一增益控制器1508输出的第一复数基带信号的同相分量I1(t)以及正交分量Q1(t)。

从第二混频器1503开始的另一个接收***按如上所述的相同的方式操作。结果，第二正交检测器1511输出从第二增益控制器1508输出的第二复数基带信号的同相分量I2(t)以及正交分量Q2(t)。基带信号处理部分1512在第一复数基带信号的一组I1(t)和Q1(t)以及第二复数基带信号的一组I2(t)和Q2(t)上执行延迟检测处理。然后基带信号处理部分1512输出接收***中之一的所接收数据，例如，根据这些接收***的接收状态中具有较小差错而确定所述接收***中之一。另一方面，可以根据用于输出所接收数据的接收电平来选择接收***。

图28是示意图，示出在基带信号处理部分1512中提供的延迟检测器结构的一个例子。在基带信号处理部分1512中，为正交检测器中的每一个对应地提供一个延迟检测器。在图28中，只是表示性地示出一个延迟检测器。在图28中，延迟检测器包括第一取样器1101、第二取样器1102、延迟检测操作部分1103、第一后检测滤波器1104以及第二后检测滤波器1105。

第一取样器1101对复数基带信号(图27中的I1(t)或I2(t))的同相分量i(t)进行取样，以把经取样的复数基带信号的同相分量数据串I(nT)输出到延迟检测操作部分1103。这里，n是整数(n＝...-1，0，1，...)，而T是取样周期。相似地，第二取样器1102对复数基带信号(图22中的Q1(t)或Q2(t))的正交分量q(t)进行取样，以把经取样的复数基带信号的正交分量数据串Q(nT)输出到延迟检测操作部分1103。

图29是示意图，示出延迟检测操作部分1103的结构。在图29中，延迟检测操作部分1103包括第一选择器1201、第二选择器1202、延迟单元1203、符号变换器1204、第一乘法器1205、以及第二乘法器1206。第一选择器1201交替地选择每个取样周期的数据串I(nT)和Q(nT)，然后输出所选择的数据串作为S1(nT)。第二选择器1202交替地选择每个取样频率T的数据串-I(nT)和数据串Q(nT)，然后输出所选择的数据串作为S2(nT)，所述数据串-I(nT)是通过符号变换器1204把数据串I(nT)的符号反向而输出的。

如此设置，使得根据通过第一选择器1201的I(nT)的选择，第二选择器1202始终选择Q(nT)。还如此设置，使得根据通过第一选择器1201的Q(nT)的选择，第二选择器1202始终选择一I(nT)。

延迟单元1203接收数据串S1(nT)作为输入信号，然后通过把S1(nT)延迟一个码元时间长度kT而输出一个信号。这里，k表示每码元的取样数。这样，对于每个取样周期T，第一乘法器1205交替地输出经取样的复数基带信号的同相分量数据串和经延迟的同相分量数据串的积I(nT)I{(n-k)T}，以及经取样的复数基带信号的正交分量数据串和经延迟的正交分量数据串的积Q(nT)Q{(n-k)T}。把第一乘法器1205的输出称为信号F1(nT)。对于每个取样周期T，第二乘法器1206交替地输出经取样的复数基带信号的经延迟的同相分量数据串和正交分量数据串的积I{(n-k)T}Q(nT)，以及经取样的复数基带信号的改变符号的同相分量数据串和经延迟的正交分量数据串的积-I(nT)Q{(n-k)T}。把第二乘法器1206的输出称为信号F2(nT)。

第一后检测滤波器1104在所接收信号F1(nT)上执行低通滤波处理，以输出信号D1(nT)，该信号等同于使I(nT)I{(n-k)T}和Q(nT)Q{(n-k)T}相加而得到的信号。相似地，第二后检测滤波器1105在所接收信号F2(nT)上执行低通滤波处理，以输出信号D2(nT)，该信号等同于使I{(n-k)T}Q(nT)和-I(nT)Q{(n-k)T}相加而得到的信号。

D1(nT)相应于乘法结果的同相分量，所述乘法结果的同相分量是通过使A(nT)＝I(nT)+jQ(nT)的复数和A{(n-k)T}的复数共轭(从A(nT)延迟一个码元时间长度kT)相乘而得到的。这里，I(nT)表示同相分量，Q(nT)表示正交分量，而j表示虚数单位。因此，通过D1(nT)和D2(nT)表示的相位示出A(nT)和A{(n-k)T}之间的相位差。为了这个原因，例如，通过使用D1(nT)和D2(nT)，可以通过判定电路(未示出)对所接收数据进行解调。

因此，为了得到多个部分频带信号的多个解调信号，在图27中示出的接收单元从不同频带特性的部分频带信号得到不同的复数基带信号，然后在每个复数基带上执行延迟检测操作，以得到解调信号。然后，接收单元根据接收状态输出所接收数据。

在图27中示出要获取的部分频带数是两的一种情况。如果要获取三个或多个部分频带，则所需要的接收***数目就象要获取的部分频带数目那么多，接收***的每一个具有如上所述的相同的结构，从混频器开始到基带信号处理部分。

然而，如果使用在日本专利第3161146号中揭示的数据发送和接收装置来获取不同的部分频带信号，则必须改变本地振荡器的频率。改变操作不利地花费一定时间。

另一方面，在IEICE的技术报告，RCS95-102，“SR-线性调频扩频无线调制解调器”中揭示的接收单元中，事先提供多个本地振荡器。因此，获取部分频带信号的切换操作不费很长时间。然而，接收单元需要具有从混频器开始到基带信号处理部分的相同结构的多个模拟接收***。为了使这些接收***的特性相同，要求包括在这些***中的模拟电路具有近似相同的特性。此外，需要多个接收***导致硬件结构的增加。

再进一步，在基带信号处理部分1512中的延迟检测操作部分1103(参考图29)的硬件结构具有某些缺点。例如，事先要使用模拟电路从复数基带信号中消除不希望解调的信号，所述复数基带信号是延迟检测操作部分1103的输入信号。

还有，延迟检测操作部分1103需要一个符号变换器，两个选择器，一个延迟单元以及两个乘法器。此外，延迟检测器需要两个后检测滤波器。因此，例如，对于LSI(大规模集成电路)，门的数量较多，这对减小大小和重量是不适当的。

发明概要

因此，本发明的目的是提供一种数据接收装置，它从所接收的调相信号获取至少部分频带信号。以通过延迟检测得到检测信号。所述装置能够使获取部分频带信号所需要的时间减少，并能够作为LSI器件按简单结构容易地制造而无需具有相同特性的多个模拟电路。

本发明针对数据接收装置，向所述数据接收装置提供通过对调相信号进行变频而得到的同相信号和正交信号，在经变频的信号上执行正交检测处理，然后输出检测信号，数据接收装置包括第一取样器、第二取样器、部分频带获取部分以及延迟检测操作部分。第一取样器按每个预定的取样周期对同相信号进行取样，并输出经取样的同相信号。第二取样器按每个所述的预定取样周期对正交信号进行取样，并输出经取样的正交信号。通过复数滤波器构成部分频带获取部分，用于从频率分量中获取至少一个部分频带以及输出部分频带的部分频带信号，所述频率分量包括在从第一取样器输出的经取样的同相信号中以及从第二取样器输出的经取样的正交信号中。延迟检测操作部分根据从部分频带获取部分输出的部分频带信号执行延迟检测处理，并输出检测信号。

这样，在数据接收装置中，通过数字电路构成的部分频带获取部分获取部分频带信号，并根据部分频带信号执行延迟检测处理，以输出用于得到解调信号的一个信号。即，通过数字处理执行部分频带信号的获取。因此，有可能提供一种数据接收装置而无需象要获取的部分频带信号数目那么多的模拟电路，或无需切换部分频带信号的时间。因此，可以减小硬件结构的大小。此外，通过部分频带获取部分消除了与所需要的部分频带中的信号不同的信号。因此，不需要使用模拟电路来消除诸如干扰波之类不希望有的信号。

最好，部分频带获取部分获取中心频率不是0的至少一个部分频带，并输出部分频带中分成同相分量和正交分量的部分频带信号。这样，部分频带信号变成中心频率不是0的中间一频率信号。因此，不需要矢量操作，从而简化了延迟检测操作部分的结构。

还有，部分频带获取部分可以获取部分频带，以致部分频带信号的中心频率具有的值是发送数据的码元频率的整数倍。这样，没有产生不希望有的相位旋转分量，从而简化了延迟检测操作部分的结构，所述延迟检测操作部分执行等效于使用复数基带信号的延迟检测操作部分的操作。

此外，部分频带获取部分可以获取部分频带，以致在一个码元周期中的取样数目具有一个值，该值是通过把要获取的部分频带信号的中心频率除以码元频率，然后再把除法结果乘以8而得到的。这样，可以省略分支系数(tap coefficient)为0的分支系数乘法器。还有，一部分分支系数可以共享同相分量和正交分量。因此，可以进一步减少部分频带获取部分的分支系数乘法器的数目。

再进一步，部分频带获取部分可以获取偶数个部分频带，并输出偶数个部分频带信号。通过一对信号来形成这些部分频带信号，所述一对信号的中心频率是离开为0的频率等间隔的正频率和负频率。这样，在用于获取一对部分频带信号的复数滤波器结构中，可以共享传统的积分操作，从而简化了部分频带获取部分的结构。

特别，延迟检测操作部分包括延迟单元、第一乘法器、第二乘法器、第一低通滤波器以及第二低通滤波器。延迟单元把从部分频带获取部分输出的部分频带信号的同相分量延迟一个码元时间，并输出经延迟的同相分量。第一乘法器使从部分频带获取部分输出的部分频带信号的同相分量乘以经延迟的同相分量，并输出乘法结果作为同相分量数据串。第二乘法器使从部分频带获取部分输出的部分频带信号的正交乘以经延迟的同相分量，并输出乘法结果作为正交分量数据串。第一低通滤波器滤除从第一乘法器输出的同相分量数据串的高频分量。第二低通滤波器滤除从第二乘法器输出的正交分量数据串的高频分量。这样，通过一个延迟单元、两个乘法器以及两个低通滤波器可以得到延迟检测操作部分。因此，有可能得到硬件结构比传统延迟检测操作部分的硬件结构少的延迟检测操作部分。

此外，部分频带获取部分可以包括第一滤波单元、第二滤波单元、第三滤波单元、第四滤波单元、第一减法器、第一加法器、第二减法器以及第二加法器。通过第一复数滤波器构成第一滤波单元，用于寻找第一复数滤波器的传递函数的经取样的同相信号和正交分量的传统积分。通过第二复数滤波器构成第二滤波单元，用于寻找第二复数滤波器的传递函数的经取样的正交信号和同相分量的传统积分。通过第三复数滤波器构成第三滤波单元，用于寻找第三复数滤波器的传递函数的经取样的正交信号和正交分量的传统积分。通过第四复数滤波器构成第四滤波单元，用于寻找第四复数滤波器的传递函数的经取样的同相信号和正交分量的传统积分。第一减法器使从第一滤波单元输出的信号减去从第二滤波单元输出的信号。第一加法器使从第一滤波单元输出的信号与从第二滤波单元输出的信号相加。第二减法器使从第三滤波单元输出的信号减去从第四滤波单元输出的信号。第二加法器使从第三滤波单元输出的信号与从第四滤波单元输出的信号相加。这样，可以用简单的结构得到部分频带获取部分。

另一方面，部分频带获取部分可以包括第一输入选择器、第二输入选择器、第一滤波单元、第二滤波单元、第一输出选择器、第二输出选择器、第一延迟单元、第二延迟单元、第一减法器、第一加法器、第二减法器以及第二加法器。向第一输入选择器提供经取样的同相信号和经取样的正交信号，用于在每半个取样周期处交替地选择和输出经取样的同相信号和经取样的正交信号。向第二输入选择器提供经取样的同相信号和经取样的正交信号，用于在每半个取样周期处交替地选择和输出经取样的同相信号和经取样的正交信号。通过第一复数滤波器构成第一滤波单元，用于寻找从第一输入选择器输出的信号和第一复数滤波器的传递函数的同相分量的卷积积分。通过第二复数滤波器构成第二滤波单元，用于寻找从第二输入选择器输出的信号和第二复数滤波器的传递函数的正交分量的卷积积分。第一输出选择器输出从第一滤波单元输出的信号，并按每半个取样周期交替变化输出到配备在第一输出选择器上的第一输入端子和第二输入端子。第二输出选择器输出从第二滤波单元输出的信号，并按每半个取样周期交替变化输出到配备在第二输出选择器上的第三输入端子和第四输入端子。第一延迟单元使第一输出选择器的第一输出端子输出的信号延迟半个取样周期的一段时间。第二延迟单元使第二输出选择器的第三输出端子输出的信号延迟半个取样周期的一段时间。第一减法器从第一延迟单元输出的经延迟的信号减去第二延迟单元输出的经延迟信号。第一加法器使第一延迟单元输出的经延迟信号和第二延迟单元输出的经延迟信号相加。第二减法器从第一输出选择器的第二输出端子输出的信号减去第二输出选择器的第四输出端子输出的信号。第二加法器使第一输出选择器的第二输出端子输出的信号与第二输出选择器的第四输出端子输出的信号相加。这样，可以用简单的结构得到部分频带获取部分。

最好，部分频带获取部分获取部分频带，以致部分频带信号的中心频率具有一个值，该值是发送数据的码元频率的整数倍。这样，没有产生不希望有的相位旋转分量，从而简化了延迟检测操作部分的结构。

此外，部分频带获取部分可以获取部分频带，以致在一个码元周期中的取样数具有一个值，该值是通过把要获取的部分频带信号的中心频率除以码元频率然后再把除法结果乘以8而得到的。这样，可以省略分支系数为0的分支系数乘法器。还有，对于一部分分支系数，可以共享同相分量和正交分量。因此，可以进一步减少滤波单元中的的分支系数乘法器的数目。

最好，延迟检测操作部分通过使用从部分频带获取部分输出的部分频带信号作为中间信号而执行延迟检测处理。这样，可以使用包括在中间频率信号中的相位旋转分量，从而简化了延迟检测操作部分的结构。

最好，经调制信号是具有一种频带的信号，可以从所述频带获取至少一个部分频带，以得到可以进行解调的部分频带信号。得到可以从经调制信号进行解调的部分频带信号变得较容易。

最好，经调制信号是扩频信号，使用这种一般使用的扩频信号在实际上是有效的。

最好，经调制信号可以是作为扩展信号的一个扩频信号，这个扩频信号是通过使用以每个预定的周期重复扫描正弦波频率得到的一个线性调频信号而得到的。使用以每个预定的周期重复扫描正弦波频率得到的这种一般使用的线性调频信号在实际上是有效的。

在一个较佳实施例中，在无线通信装置中使用上述数据接收装置。无线通信装置可以通过选择根据多个部分频带得到的多个接收数据的块中之一而执行接收处理，可以对这些接收数据的块进行积分以得到接收数据的一个块，或可以在所接收数据块上同时执行处理。

从下面结合附图的本发明的详细描述中，本发明的这些以及其它的目的、特征、方面以及优点将更为明了。

附图简述

图1是示意图，示出根据本发明的第一实施例的数据接收装置1的配置；

图2是示出信号频谱的示意图，较概括地描述如何从提供给变频电路105的高频信号得到复数基带信号的同相分量I(t)和正交分量Q(t)；

图3是示意图，示出图1中的第一延迟检测操作部分103或第二延迟检测操作部分104的结构；

图4是示意图，示出通过使用线性调频信号作为扩频调制信号而通过扩频处理来得到信号的一个例子；

图5是示意图，示出配备有相位旋转器时的第一或第二延迟检测操作部分103或104的结构；

图6是示意图，示出配备有正交变换器时的数据接收装置的配置；

图7是示意图，示出根据本发明的第二实施例的数据接收装置2的配置；

图8是示出信号频谱的示意图，较概括地描述如何从提供给变频电路505的高频信号得到复数基带信号的同相分量I(t)和正交分量Q(t)；

图9是示意图，示出根据第三实施例的部分频带获取部分的结构；

图10是示意图，示出根据第四实施例的部分频带获取部分的结构；

图11是定时图，示出第一输入选择器2101或第二输入选择器2102的操作；

图12是定时图，示出第一输入选择器2105或第二输入选择器2106的操作；

图13是定时图，示出从第一输入选择器2101和第二输入选择器2102输出的信号；

图14是定时图，示出从第一输入选择器2105和第二输入选择器2106输出的信号；

图15是示意图，示出在根据第三和第四实施例的部分频带获取部分中用于滤波单元的复数滤波器的一般结构；

图16是示意图，示出用于描述复数滤波器的分支系数的复数平面；

图17是示意图，概括地示出在部分频带获取部分中使用的复数滤波器的基带中的发送频带特性；

图18是示意图，示出复数滤波器的脉冲响应波形；

图19是示意图，在复数平面上示出相位旋转分量θ的集合，满足公式12的关系的每个分支系数都乘以所述相位旋转分量θ；

图20是一般示意图，示出使用根据本发明的上述实施例中任何一个实施例的数据接收装置的无线通信***；

图21是示意图，一般地示出在图20中示出的无线通信***中使用的高频调制信号的频谱；

图22是方框图，示出根据本发明的第七实施例的无线通信装置10的结构的一个例子，通信装置使用根据本发明的实施例中的任何一个实施例的数据接收装置；

图23是方框图，示出根据本发明的第七实施例的无线通信装置20的结构的一个例子，通信装置使用根据本发明的实施例中的任何一个实施例的数据接收装置；

图24是示意图，用图形示出接收信号的频谱，用于描述根据第七实施例的无线通信装置10和20的操作；

图25是示意图，示出在日本专利第3161146号中揭示的数据接收装置的配置；

图26A和26B是示意图，示出在图25中说明的数据接收装置的主要部分处的信号的频谱；

图27是方框图，示出在IEICE的技术报告，RCS95-102，“SR-线性调频扩频无线调制解调器”中揭示的无线调制解调器中的接收单元的配置；

图28是示意图，示出在基带信号处理部分1512中提供的延迟检测器的结构的一个例子；以及

图29是示意图，示出延迟检测操作部分1103的结构。

较佳实施例的描述

(第一实施例)

图1是示意图，示出根据本发明的第一实施例的数据接收装置1的配置。数据接收装置1从所接收的调相信号的频率分量获取至少一个部分频带信号，然后通过延迟检测得到检测信号。在图1中，数据接收装置1包括第一取样器100、第二取样器101、部分频带获取部分102、第一延迟检测操作部分103以及第二延迟检测操作部分104。事先在第一取样器100和第二取样器101上连接通变频电路105。

图2是示出信号频谱的示意图，用于概括地描述如何从提供给变频电路105的高频信号得到复数基带信号的同相分量I(t)和正交分量Q(t)；参考图1和2，下面描述变频电路105和数据接收装置1的操作。

在图2中，高频调制信号r(t)是通过由扩频方案典型化的一个方案得到的高频信号，并把它提供给变频电路105。这里假定高频调制信号r(t)的中心频率是f_i。还有，这里假定高频调制信号r(t)包括第一部分频带高频调制信号202以及第二频带高频调制信号203。这些部分频带高频调制信号中的每一个是可以通过它自己进行解调的一个信号。这里，为了说明方便起见，高频调制信号r(t)包括两个部分频带高频调制信号202和203。另一方面，可以包括三个或多个部分频带高频调制信号。

变频电路105一般是在图27中示出的已知模拟电路，包括一个变频器，一个本地振荡器、一个带通滤波器、一个增益控制器以及一个正交检测器。变频电路105把输入高频调制信号r(t)变频成中心频率为0的一个信号，然后在所产生的信号上执行低通滤波处理。这样，把高频调制信号r(t)变换成具有为0的中心频率的复数基带信号205，把第一部分频带高频调制信号202变换成第一部分频带复数信号206，以及把第二部分频带高频调制信号203变换成第二部分频带复数信号207。

变频电路105把复数基带信号205的同相分量I(t)输出到第一取样器100，并把其正交分量Q(t)输出到第二取样器101。同相分量I(t)和正交分量Q(t)的每一个具有混合在其中的信号，这些信号具有与第一部分频带复数信号206和第二部分频带复数信号207的信号相同的频谱。

第一取样器100对变频电路105提供的复数基带信号的同相分量I(t)进行取样，以把复数基带信号的同相分量数据串I(nT)输出到部分频带获取部分102。这里假定n是整数(n＝...，-1，0，1，...)，而T是取样周期。第二取样器101对所接收复数基带信号的正交分量Q(t)进行取样，以把复数基带信号的正交分量数据串Q(nT)输出到部分频带获取部分102。注意，此后还把复数基带信号的同相分量数据串称为经取样的的同相分量。进一步注意，此后还把复数基带信号的正交分量数据串称为经取样的的正交分量。

同相分量数据串I(nT)和正交分量数据串Q(nT)是在每个取样周期T处通过分别对I(t)和Q(t)进行取样而得到的信号。因此，在I(nT)和Q(nT)之间也保持在I(t)和Q(t)之间建立的正交关系。

通过复数滤波器实施部分频带获取部分102，它获取和输出在所接收同相分量数据串I(nT)的部分频带信号中的相同频带的m个同相分量(同相分量数据串)IB_r(nT)以及所接收正交分量数据串Q(nT)的部分频带信号中的相同频带的m个正交分量(正交分量数据串)QB_r(nT)，其中，r＝1，2，3...，m，m是正整数(m＝1，2，3，...)。获取这些同相分量数据串IB_r(nT)和正交分量数据串QB_r(nT)，为的是不具有为0的中心频率。在图1中，示出m＝2的示例情况。这些同相分量数据串IB_r(nT)和正交分量数据串QB_r(nT)保持I(nT)和Q(nT)的正交特性。

第一部分频带复数信号206具有同相分量数据串IB₁(nT)作为同相分量和正交分量数据串QB₁(nT)作为正交分量。相似地，第二部分频带复数信号207具有同相分量数据串IB₂(nT)作为同相分量和正交分量数据串QB₂(nT)作为正交分量。

如在图2中所示，同相分量数据串IB₁(nT)、正交分量数据串QB₁(nT)、同相分量数据串IB₂(nT)以及正交分量数据串QB₂(nT)不包括直流分量。因此，携带这些数据串的信号是其中包括相位旋转分量的中间频率信号。

部分频带获取部分102获取从复数基带信号得到解调信号所需要的部分频带信号。因此，消除了包括在输入信号的I(t)和Q(t)中的不希望有的信号。例如，为了获取第一部分频带复数信号206，部分频带获取部分102消除频率与第一部分频带复数信号206的频率不同的所有信号。

部分频带获取部分102把同相分量数据串IB₁(nT)和正交分量数据串QB₁(nT)提供给第一延迟检测操作部分103。还有，部分频带获取部分102把同相分量数据串IB₂(nT)和正交分量数据串QB₂(nT)提供给第二延迟检测操作部分104。

根据所接收同相分量数据串IB₁(nT)和正交分量数据串QB₁(nT)，第一延迟检测操作部分103输出部分频带检测信号的同相分量数据串BI₁(nT)和正交分量数据串BQ₁(nT)。根据所接收的同相分量数据串IB₂(nT)和正交分量数据串QB₂(nT)，第二延迟检测操作部分104输出部分频带检测信号的同相分量数据串BI₂(nT)和正交分量数据串BQ₂(nT)。

把第一延迟检测操作部分103和第二延迟检测操作部分104的输出级连接到判定电路(未示出)。判定电路(未示出)判定部分频带检测信号中每一个的相位极性。根据从第一延迟检测操作部分103输出的同相分量数据串BI₁(nT)和正交分量数据串BQ₁(nT)以及从第二延迟检测操作部分104输出的同相分量数据串BI₂(nT)和正交分量数据串BQ₂(nT)来作出这个判定。然后，根据接收状态，诸如数目或差错或CRC差错，判定电路输出更合适的部分频带信号的接收数据。

图3是示意图，示出图1中的第一延迟检测操作部分103或第二延迟检测操作部分104的结构。由于第一和第二延迟检测操作部分103和104具有相同的结构，所以这里下面对第一延迟检测操作部分103进行代表性的说明。在图3中，第一延迟检测操作部分103包括延迟单元302、第一乘法器304、第二乘法器305、第一低通滤波器308以及第二低通滤波器309。

可以以复数表示法来表达提供给第一延迟检测操作部分103的部分频带信号S(nT)，如下述公式1。

S(nT)＝a(nT)exp(j·ω·nT)…(式1)

这里，当在基带中表示部分频带信号时，a(nT)是复数基带信号，而ω是部分频带信号的中心频率的角频率。

部分频带信号的同相分量数据串IB_r(nT)和正交分量数据串QB_r(nT)分别对应于S(nT)的同相分量以及它的正交分量，因此表达为下列公式2，其中，在第一延迟检测操作部分103的情况中，r＝1。

IB_r(nT)＝Re{S(nT)}

                          …(式2)

QB_r(nT)＝Im{S(nT)}

把同相分量数据串IB_r(nT)提供给第一乘法器304和延迟单元302。延迟单元302使IB_r(nT)延迟一个码元时间长度kT，用于作为经延迟的同相分量数据串IB_r(nT-kT)输出到第一乘法器304和第二乘法器305。这里，k是每码元的取样数。

第一乘法器304使IB_r(nT)乘以IB_r(nT-kT)，然后把结果作为延迟检测器同相分量数据串DETI_r(nT)输出到第一低通滤波器308。第二乘法器305使QB_r(nT)乘以IB_r(nT-kT)，然后把结果作为延迟检测器正交分量数据串DETQ_r(nT)输出到第二低通滤波器309。分别表示DETI_r(nT)和DETQ_r(nT)如下列公式3和公式4。

${\mathrm{DETI}}_r\left(\mathrm{nT}\right)={\mathrm{IB}}_r\left(\mathrm{nT}\right)\·{\mathrm{IB}}_r(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})$

$=\frac{1}{2}\{S\left(\mathrm{nT}\right)+\stackrel{\‾}{S\left(\mathrm{nT}\right)}\}\·\frac{1}{2}\{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})+\stackrel{\‾}{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}\}$

$=\frac{1}{4}\{\stackrel{\‾}{S\left(\mathrm{nT}\right)}S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})+S\left(\mathrm{nT}\right)\stackrel{\‾}{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}+S\left(\mathrm{nT}\right)S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})+\stackrel{\‾}{S\left(\mathrm{nT}\right)S(\mathrm{nT}-k\·T)}\}$

                          …(式3)

${\mathrm{SETQ}}_r\left(\mathrm{nT}\right)={\mathrm{IQ}}_r\left(\mathrm{nT}\right)\·{\mathrm{IQ}}_r(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})$

$=\frac{1}{2j}\{S\left(\mathrm{nT}\right)-\stackrel{\‾}{S\left(\mathrm{nT}\right)}\}\·\frac{1}{2}\{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})+\stackrel{\‾}{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}\}$

$=\frac{1}{4j}\{S\left(\mathrm{nT}\right)\stackrel{\‾}{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}-\stackrel{\‾}{S\left(\mathrm{nT}\right)}S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})+S\left(\mathrm{nT}\right)S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})+\stackrel{\‾}{S\left(\mathrm{nT}\right)S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}\}$

                          …(式4)

第一低通滤波器308从DETI_r(nT)消除高频分量，然后把结果作为BI_r(nT)输出到判定电路(未示出)。第二低通滤波器309从DETQ_r(nT)消除高频分量，然后把结果作为BQ_r(nT)输出到判定电路(未示出)。分别表达DETI_r(nT)和DETQ_r(nT)如下列公式5和公式6。

${\mathrm{BI}}_r\left(\mathrm{nT}\right)=\frac{1}{4}\{\stackrel{\‾}{S\left(\mathrm{nT}\right)}S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})+S\left(\mathrm{nT}\right)\stackrel{\‾}{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}\}$

…(式5)

$=\frac{1}{2}\mathrm{Re}\left\{S\left(\mathrm{nT}\right)\stackrel{\‾}{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}\right\}$

${\mathrm{BQ}}_r\left(\mathrm{nT}\right)=\frac{1}{4j}\{S\left(\mathrm{nT}\right)\stackrel{\‾}{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}-\stackrel{\‾}{S\left(\mathrm{nT}\right)}S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})\}$ …(式6)

$=\frac{1}{2}\mathrm{Im}\left\{S\left(\mathrm{nT}\right)\stackrel{\‾}{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}\right\}$

通过使用a(nT)可以表达S(nT)乘以通过延迟一个码元时间长度得到的信号S(nT-kT)如下列公式7。

$S\left(\mathrm{nT}\right)\stackrel{\‾}{S(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}=a\left(\mathrm{nT}\right)\stackrel{\‾}{a(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})}\exp (j\·\mathrm{\ω}\·\mathrm{kT})$

...(式7)

这里，考虑一种情况，其中，选择部分频带信号的中心频率的角频率ω，使得满足ωkT＝2πz(其中，z是整数；z＝...，-1，0，1，...)。换言之，考虑一种情况，其中，选择角频率ω使得满足一种情况，在该情况中，当ω＝2πFb和kFs＝1/T时，部分频带信号的中心频率是要接收数据的码元频率的整数倍，其中，部分信号的中心频率是Fb，而码元频率是Fs。既然是这样，表示为exp的项始终具有为1的值。因此，可以把公式7表达为下列公式8。

S(nT)S(nT-kT)＝a(nT)a(nT-kT)…(式8)

显然，通过公式8表达的操作等效于使用复数基带信号的延迟检测操作。因此，第一延迟检测操作部分103不需要传统上需要的一个符号变换器和两个选择器(参考图29)。而是，如在图3中所示，通过只使用一个延迟单元、两个乘法器以及两个低通滤波器可以用简单的结构得到延迟检测。第二延迟检测操作部分104的情况相同。

因此，根据本发明的第一实施例的数据接收装置1使用部分频带获取部分102从所接收调制信号的复数基带信号获取至少一个中心频率不是0的部分频带信号。通过使用所获取的、是中间频率信号的信号而执行延迟检测。在获取多个部分频带的情况中，数据接收装置1使用通过复数滤波器实施的部分频带获取部分102从单个复数基带信号同时获取部分频带信号。即，通过数字处理获取这些部分频带信号。因此，有可能提供一种数据接收装置，该装置不需要切换本地振荡器信号的时间或获取部分频带信号的多个模拟电路。

此外，消除了与部分频带获取部分102需要的部分频带信号不同的那些信号。因此，数据接收装置1可以使用复数基带信号而无需消除诸如干扰波之类不希望有的信号，而传统上是使用模拟电路来消除这些不希望有的信号的。

再进一步，部分频带获取部分102获取的部分频带信号是包括相位旋转分量的中间频率信号。因此，数据接收装置可以使用中间频率信号来执行延迟检测操作。

再进一步，选择ω，以致部分频带信号的中心频率是要接收的部分频带信号的码元频率的整数倍。这样，不同于传统技术，不需要两个选择器以及一个符号变换器。而是，一个延迟单元、两个乘法器以及两个低通滤波器就足够了。因此，有可能提供具有LSI的硬件大小减小的数据接收装置，从而解决了传统技术中的问题之一。

再进一步，根据本发明的第一实施例的数据接收装置1不执行把高频调制信号变频成中间频率信号以及然后直接通过取样器对中间频率信号进行取样的处理。而是，数据接收装置1执行高频调制信号的正交变换处理，以得到复数基带信号，并然后通过从复数基带信号消除不希望有的信号而获取部分频带信号作为中间频率信号。因此，在根据本发明的第一实施例的数据接收装置1中，对于取样器用于信号处理所需要的带宽，高频调制信号的带宽的至少一半是足够的。因此，可以用不昂贵的取样器来得到本发明的数据接收装置。

在本实施例中，高频调制信号的一个例子是一个信号，该信号是通过使用在每个预定周期处重复扫描正弦波频率得到线性调频信号而通过在作为扩频调制信号的调相信号上的扩频处理得到的。图4是示意图，示出通过使用线性调频信号作为扩频调制信号的扩频处理得到信号的一个例子。

在本实施例中，变频电路105使高频调制信号r(t)变频，以致所产生的信号具有为0的中心频率。然而，只要部分频带获取部分102获取中心频率不为0的部分频带信号，变频电路105就不需要执行变频处理，以致所产生的信号具有为0的中心频率。

在本实施例中，选择部分频带信号的中心频率的角频率ω使之满足ωkT＝2πz。另一方面，可以选择角频率ω使之满足ωkT＝(2z+1)π。既然是这样，从第一延迟检测操作部分103输出的信号是具有公式8相反符号的一个信号。因此通过在第一和第二低通滤波器308和309之后的一级提供符号变换器，有可能得到与图3中示出电路所得结果相同的结果。

即使当ωkT不等于2πz或(2z+1)π也可以得到上述效果。图5是示意图，示出配备有相位旋转器的第一或第二延迟检测操作部分103或104的结构。在图5中，第一或第二延迟检测操作部分103或104包括延迟单元402、第一乘法器404、第二乘法器405、第一低通滤波器408、第二低通滤波器409以及相位旋转器412。

在延迟检测操作部分103或104中，直到得到延迟单元同相分量数据串DETI_r(nT)和延迟单元正交分量数据串DETQ_r(nT)的操作是与图3中示出的延迟检测操作部分所执行的操作相同的。

当ωkT等于2πz时，可以把公式7表达为公式8。当ωkT等于(2z+1)π时，可以把公式7表达为使公式8乘以-1得到的一个公式(使公式8的符号反向而得到的一个公式)。然而，在其它情况中，不能按上述方式来表达公式7。因此，为了能够使用公式8来表达公式7，相位旋转器412使公式7表达的信号乘以exp(-jωkT)。通过使用相位旋转器412的这个乘法，即使ωkT不等于2πz或(2z+1)π，也有可能得到与通过如图3所示的使用复数基带信号的延迟检测操作等效的相同效果。

在本实施例中，部分频带获取部分102输出同相分量数据串和正交分量数据串两者。另一方面，部分频带获取部分102可以输出这些数据串中的任何一个。然而，既然是这样，在部分频带获取部分102的输出侧需要正交变换器。图6是示意图，示出配备有正交变换器的数据接收装置1的配置。如在图6中所示，在部分频带获取部分102的输出侧提供正交变换器106和107，对从部分频带获取部分102输出的同相分量数据串(或正交分量数据串)进行正交变换，以把同相分量数据串和正交分量数据串输出到第一和第二延迟检测操作部分103和104。

(第二实施例)

在第一实施例中，把包括多个部分频带信号的高频调制信号提供给数据接收装置。在第二实施例中，描述提供单个调制信号的数据接收装置。

图7是示意图，示出根据本发明的第二实施例的数据接收装置2的配置。在图7中，数据接收装置2包括第一取样器500、第二取样器501、部分频带获取部分502、以及延迟检测操作部分503。事先把变频电路505连接到第一取样器500和第二取样器501。连接在延迟检测操作部分503之后的是判定电路(未示出)。

下面描述变频电路505和数据接收装置的操作。第一取样器500对从变频电路505输出复数基带信号的同相分量I(t)进行取样，以输出复数基带信号的同相分量数据串I(nT)。第二取样器501对复数基带信号的正交分量Q(t)进行取样，以输出复数基带信号的正交分量数据串Q(nT)。

图8是示出信号频谱的示意图，概括地描述如何从提供给变频电路505的高频信号得到复数基带信号的同相分量I(t)和正交分量Q(t)。在图8中，所接收调制信号r(t)是提供给变频电路505的高频信号。所接收调制信号r(t)的中心频率是f_i。变频电路505关心在包括所接收调制信号r(t)的频带中的一个信号以及不希望有的信号作为实际调制信号607。变频电路505对实际调制信号607进行变频，以致把用于实际调制信号607的变频的参考频率f_a变换到复数基带信号的中心频率f_c＝0，正交检测经变频的实际调制信号607，然后输出复数基带信号。

用这种变频把所接收调制信号r(t)变频到复数信号605，并把不希望有的信号603变频到不希望有的复数信号606。因此，作为第一取样器500和第二取样器501的输入信号的复数基带信号变成具有复数信号605的频谱和不希望有的复数信号606的频谱混合的模拟信号。为了这个原因，即使使用低通滤波器在复数基带信号上执行低通滤波，也不可能使复数信号605和不希望有的复数信号606分离。

在数据接收装置2中，把包括复数信号605和不希望有的复数信号606的复数基带信号提供给第一取样器500和第二取样器501。部分频带获取部分502使用复数滤波器从上述复数基带信号获取部分频带。因此有可能分离和获取复数信号605和不希望有的复数信号606。部分频带获取部分502只获取适当地具有与要接收调制信号的频带相同的频带的复数信号605，然后输出部分频带信号的同相分量数据串IB(nT)(它是复数信号605的同相分量)，以及正交分量数据串QB(nT)(它是复数信号605的正交分量)。

如在图8中所示，这个部分频带信号是中心频率不为0的中间频率信号。因此，如同第一实施例，使用与第一实施例中的延迟检测操作部分具有相同结构的延迟检测操作部分503，以输出检测信号的同相分量数据串BI(nT)以及正交分量数据串BQ(nT)。

这样，根据本发明的第二实施例的数据接收装置2使用通过复数滤波器构成的部分频带获取部分502从通过对调制信号进行变频得到的、中心频率不为0的、实际调制信号来获取包括在部分频带中的调制信号的复数基带信号。所获取的复数基带信号不包括不希望有的信号分量。即，在变频到低频带之后，数据接收装置2首先获取几乎包括调制信号的所有频率分量的中间频率信号。然后，通过使用学获取的中间频率信号，数据接收装置2执行延迟检测处理，以得到检测信号。因此，可以在用于对调相信号进行解调的一种方案中使用根据第二实施例的数据接收装置2，这种方案不同于第一实施例中描述的用于从所接收调制信号获取至少一个部分频带分量以得到解调信号的方案。

此外，可以把根据第二实施例的数据接收装置2应用于如下所述的一种情况。即，向数据接收装置2提供包括多个不同频带特性的调制波信号的复数基带信号作为输入信号。通过使用复数滤波器，数据接收装置2同时获取这些调制波信号以得到检测信号。然而，既然是这样，对于每个调制波信号需要判定电路。

再进一步，可以互换图8中示出的调制信号r(t)的频谱以及不希望有的信号603的频谱以得到相同的效果。

再进一步，如果增加要获取的部分频带信号的数目，则可以检测象部分频带信号增加的数目那么多的调制信号。

(第三实施例)

下面详细描述根据第一实施例的数据接收装置1中的部分频带获取部分102。首先，通过使用公式来描述部分频带获取部分102的结构的理论基础。

现在，假定要获取的两个部分频带信号具有离开0为1MHz等间隔的中心频率。还有，把用于获取部分频带复数信号206的复数滤波器的传输函数表示为Hb(nT)。既然是这样，在图2中示出的、用于获取部分频带复数信号206的复数滤波器的传输函数是Hb(nT)的共轭复数。结果，分别通过下列公式9和公式10来表达表示部分频带复数信号207的S2(nT)以及表示部分频带复数信号206的S1(nT)。

S2(nT)＝S(nT)*Hb(nT)

＝{Re(S(nT))+jIm(S(nT))}*{Re(Hb(nT))+jIm(Hb(nT))}

＝{Re(S(nT))*Re(Hb(nT))-Im(S(nT))*Im(Hb(nT))}

+j{Im(S(nT))*Re(Hb(nT))+Re(S(nT))*Im(Hb(nT))}   …(式9)

S1(nT)＝S(nT)*Hb(nT)

＝Re(S(nT))+j Im(S(nT))}*{Re(Hb(nT))-jIm(Hb(nT))}

＝{Re(S(nT))*Re(Hb(nT))+Im(S(nT))*Im(Hb(nT))}

+j{Im(S(nT))*Re(Hb(nT))-Re(S(nT))*Im(Hb(nT))}…(式10)

在公式9和公式10中，*表示卷积积分操作，而j是虚数单位。

可以从公式9和公式10看到，分别把同相分量S2(nT)个S1(nT)表达为Re(S(nT))*Re(Hb(nT))以及Im(S(nT))*Im(Hb(nT))，而分别把正交分量表达为Im(S(nT))*Re(Hb(nT))以及Re(S(nT))*Im(Hb(nT))。使用这种数学理论，可以容易地得到第一实施例中的部分频带获取部分102。现在在下面特别描述部分频带获取部分102的结构。

图9是示意图，示出根据第三实施例的部分频带获取部分的结构。在图9中示出的部分频带获取部分102使用公式9和公式10表达的数学理论的结果。在图9中，部分频带获取部分102包括第一滤波单元1701、第二滤波单元1702、第三滤波单元1703、第四滤波单元1704、第一减法器1705、第二减法器1707、第一加法器1706以及第二加法器1708。

在图9中，由于相应于I(nT)的输入信号Re{S(nT)}和相应于Q(nT)的输入信号Im{S(nT)}，有可能得到根据第一实施例的部分频带获取部分102。

第一滤波单元1701执行Re(S(nT))*Re(Hb(nT))的卷积积分操作。相似地，第二滤波单元1702执行Im(S(nT))*Im(Hb(nT))的操作。第三滤波单元1703执行Im(S(nT))*Re(Hb(nT))的操作。第四滤波单元1704执行Re(S(nT))*Im(Hb(nT))的操作。

第一减法器1705执行Re(S(nT))*Re(Hb(nT))-Im(S(nT))*Im(Hb(nT))的操作，以输出部分频带复数信号S2(nT)的同相分量。第二加法器1708执行Im(S(nT))*Re(Hb(nT))+Re(S(nT))*Im(Hb(nT))的操作，以输出部分频带复数信号S2(nT)的正交分量。

还有，第一加法器1706执行Re(S(nT))*Re(Hb(nT))+Im(S(nT))*Im(Hb(nT))从操作，以输出部分频带复数信号S1(nT)的同相分量。第二减法器1707执行Im(S(nT))*Re(Hb(nT))-Re(S(nT))*Im(Hb(nT))的操作，以输出部分频带复数信号S1(nT)的正交分量。

这样，部分频带获取部分102输出IB₁(nT)作为输出信号Im{S₁(nT)}、QB₁(nT)作为Re{S₁(nT)}、IB₂(nT)作为Im{S₂(nT)}以及QB₂(nT)作为Re{S₂(nT)}(参考图1)。

如此，如公式9和公式10所表达，在第三实施例中共享具有公共分支系数的滤波单元。因此，可以简化部分频带获取部分102的结构。

在本实施例中，获取两个部分频带信号。还可以把部分频带获取部分应用于获取三个或多个部分频带信号的情况。尤其，共享具有公共分支系数的滤波单元，以构成部分频带获取部分。

(第四实施例)

在图9示出的部分频带获取部分102中，需要具有相同结构的一对滤波单元1701和1703以及具有相同结构的另一对滤波单元1702和1704。在第四实施例中，作为一个滤波单元来描述其中形成冗余滤波单元的部分频带获取部分。

图10是示意图，示出根据第四实施例的部分频带获取部分的结构。在图10中，部分频带获取部分102包括第一输入选择器2101、第二输入选择器2102、第一输出选择器2105、第二输出选择器2106、第一减法器2107、第二减法器2109、第一加法器2108、第二加法器2110、第一延迟单元2111以及第二延迟单元2112。

下面描述图10中示出的部分频带获取部分102的操作。

第一输入选择器2101和第二输入选择器2102的每一个按每τ/2的周期轮流选择按每个周期τ改变值的两个输出信号，并输出所选择的信号。图11是定时图，示出第一输入选择器2101或第二输入选择器2102的操作。

连接到第一输入选择器2101后面的第一滤波单元2103在按每τ/2周期提供的信号上执行卷积积分操作。第二滤波单元2104在按每τ/2周期提供的信号上执行卷积积分操作。

第一输出选择器2105和第二输出选择器2106的每一个从配备在其上的两个不同的输出端子输出按每τ/2周期改变值的一个输出信号。与改变信号值时的时间同步地执行输出操作。图12是定时图，示出第一输出选择器2105或第二输出选择器2106的操作。

图13是定时图，示出从第一输入选择器2101和第二输入选择器2102输出的信号。可以从图11和12看到，当向第一输入选择器2101和第二输入选择器2102提供按每个周期τ改变的信号Re{S(nT)}和信号Im{S(nT)}时，从第一输入选择器2101输出的信号Bi1和第二输入选择器2102输出的信号Bi2随时间的变化如图13所示，其中，假定τ等于T。

图14是定时图，示出从第一输出选择器2105和第二输出选择器2106输出的信号。第一滤波单元2103和第二滤波单元2104的每一个按每T/2的周期执行卷积积分操作。因此，从第一输出选择器2105输出的信号C1和C2和从第二输出选择器2106输出的信号C3和C4随时间的变化如图14所示。

下面具体描述上述输出C1到C4，假定没有发生信号处理延迟。例如，当Bi1是Re{S(nT)}时，Bi2是Im{S(nT)}。此时，在一个周期期间，C1(nT)变成Re{S(nT)}*Re{Hb}。在该周期的前一半期间，C2(nT)变成Im{S((n-1)T)}*Re{Hb}，而在该周期的后一半期间，变成Im{S(nT)}*Re{Hb}。在该周期期间，C3(nT)变成Im{S(nT)}*Im{Hb}。在该周期的前一半期间，C4(nT)变成Re {S((n-1)T)}*Im{Hb}，而在该周期的后一半期间，变成Re{S(nT)}*Im{Hb}。

第一延迟单元2111使信号C1延迟一段时间U＝T/2。第二延迟单元2112使信号C3延迟一段时间U＝T/2。因此，当把信号提供给第一减法器2107时的时间近似等于当把信号提供给第一加法器2108时的时间。还有，当把信号提供给第二减法器2109时的时间近似等于当把信号提供给第二加法器2110时的时间。

因此，从上述具体例子和公式9和10可以明白，第一加法器2108输出部分频带复数信号S1(nT)的同相分量。第二减法器2109输出部分频带复数信号S1(nT)的正交分量。第一减法器2107输出部分频带复数信号S2(nT)的同相分量。第二加法器2110输出部分频带复数信号S2(nT)的正交分量。

如在公式9和公式10中所表达，如果成对地取得离开为0的频率等间隔的部分频带复数信号，则可以取得用于获取成对的部分频带复数信号的复数滤波器的分支系数，使得相互具有共轭复数关系。因此，根据第四实施例的部分频带获取部分，有可能共享用于获取部分频带的滤波单元。

在上述具体例子中，要获取的部分频带数目是两个。如果要获取四个或多个的偶数个部分频带，则取得中心频率离开为0的频率等间隔的两个部分频带作为一对。对于该对，可以共享分支系数。

在本实施例中，输入选择器2101和2102的每一个按每T/2轮流选择同相分量然后选择正交分量。然而，并不限于上述选择次序，反之亦然。即，首先选择正交分量，再选择同相分量。既然是这样，把第一延迟单元2111在输出端子处连接到第一输出选择器2105以输出C2，同时把第二延迟单元2112在输出端子处连接到第二输出选择器2106以输出C4。

(第五实施例)

图15是示意图，示出用于根据第三和第四实施例的部分频带获取部分中的滤波单元的复数滤波器的结构。图15示出一种情况，在该情况中使用FIR(有限脉冲响应)滤波器作为复数滤波器。在第五实施例中，描述简化FIR滤波器的结构的一种方法。

图16是示意图，示出用于描述复数滤波器的分支系数的复数平面。图17是示意图，概括地示出在部分频带获取部分中使用的复数滤波器的基带中的传输频带特性。

在图15中，FIR滤波器包括(u-1)个延迟单元900、u个分支系数乘法器903以及一个加法器906，其中，u是二或二以上的整数。在附图中，h1，h2，...，hu的每一个表示每个分支系数乘法器903的复数分支系数值。X(nT)是复数信号数据串。Y(nT)是在波形整形之后的复数信号数据串。

为了通过使用具有图17所示的传输特性的低通滤波器来获取具有中心频率Fb的部分频带信号，首先必须使滤波器的每个分支系数乘以相位旋转分量。现在假定发送数据的码元频率是Fs，通过下列公式11表达分支系数hd要乘的相位旋转分量θ(其中，d-1，2，3，...，u)。

$\mathrm{\θ}=2\mathrm{\π}\frac{F_b}{{\mathrm{kF}}_s}$ …(式11)

如在第一实施例中所述，如果选择部分频带信号的中心频率的角频率ω，以致角频率ω和取样周期T之间的关系保持ωkT＝2πz(其中，z是整数；z＝...-1，0，1，...)，即，以致部分频带信号的中心频率具有的值是要发送的数据的码元频率的整数倍，则可以容易地得到延迟检测操作部分103和104。

此外，如果选择ω使之还满足在下面公式12中表达的关系，那么不但可以容易地得到延迟检测操作部分103和104，而且还可以容易地得到在部分频带获取部分102中使用的滤波单元(复数滤波器)。

$\frac{z}{k}=\frac{1}{8a}(a=\mathrm{1,2,3},...)$ …(式12)

上述的理由如下。即，如果k和z之间的关系可以如公式12，则分支系数hd可以与之相乘的相位旋转分量θ的集合包括0弧度、π/2弧度、π弧度以及3π/2弧度，它们使同相分量和正交分量的每一个成为0，还包括π/4弧度、3π/4弧度5π/4弧度以及7π/4弧度，它们使同相分量和正交分量的绝对值彼此相等。

首先，考虑相位旋转分量θ包括0弧度、π/2弧度、π弧度以及3π/2弧度的事实。当分支系数hd要与之相乘的相位旋转分量θ是0弧度、π/2弧度、π弧度以及3π/2弧度时，在相乘之后，分支系数的同相分量或正交分量变成0。因此可以减少分支系数乘法器903的数目。

其次，考虑考虑相位旋转分量θ包括π/4弧度、3π/4弧度5π/4弧度以及7π/4弧度的事实。当分支系数hd要与之相乘的相位旋转分量θ是π/4弧度、3π/4弧度5π/4弧度以及7π/4弧度时，在相乘之后，分支系数的同相分量或正交分量的绝对值变成彼此相等。因此可以减少分支系数乘法器903的数目。

使用公式进一步描述上述说明。图18是示意图，示出复数滤波器的脉冲响应波形。例如，如果在基带中作为复数滤波器使用的低通滤波器是具有20个(u＝20)分支的FIR滤波器，以及复数滤波器的脉冲响应波形是对称的波形，如在图18中所示，则一般可以通过使用z变换而把传输函数HL(nT)表达为下列公式13。

HL(nT)＝h₀Z⁰+h₀Z¹+h₂Z^-2+...h₁₉Z^-19+h₂₀Z^-20

                                                 ...(式13)

＝h₀(Z⁰+Z^-20)+h₁(Z^-1+Z^-19)+...+h₉(Z^-9+Z^-11)+h₁₀

图19是示意图，在复数平面上示出满足公式12的关系的每个分支系数要与之相乘的相位旋转分量θ的集合。在图19中，当使分支系数h10乘以相位旋转分量θ＝1+j0，而且每个分支系数乘以相位旋转分量θ，以致获取部分频带复数信号S2(nT)时，公式13变成分别表示同相分量和正交分量的下列公式14和公式15。

$\mathrm{Re}\left\{\mathrm{Hb}\left(\mathrm{nT}\right)\right\}=\frac{h_1}{\sqrt{2}}(Z^{-1}+Z^{-19})+h_2(Z^{-2}+Z^{-18})+\frac{h_3}{\sqrt{2}}(Z^{-3}+Z^{-17})-\frac{h_5}{\sqrt{2}}(Z^{-5}+Z^{-15})$

$-h_6(Z^{-6}+Z^{-14})-\frac{h_7}{\sqrt{2}}(Z^{-7}+Z^{-13})+\frac{h_9}{\sqrt{2}}(Z^{-9}+Z^{-11})+h_{10}$ …(式14)

$\mathrm{Im}\left\{\mathrm{Hb}\left(\mathrm{nT}\right)\right\}=-h_0(Z^{-0}-Z^{-20})-\frac{h_1}{\sqrt{2}}(Z^{-1}-Z^{-19})+\frac{h_3}{\sqrt{2}}(Z^{-3}-Z^{-17})+h_4(Z^{-4}-Z^{-16})$

$\frac{h_5}{\sqrt{2}}(Z^{-5}-Z^{-15})-\frac{h_7}{\sqrt{2}}(Z^{-7}-Z^{-13})-h_g(Z^{-8}-Z^{-12})-\frac{h_9}{\sqrt{2}}(Z^{-9}-Z^{11})$

…(式15)

这里，Hb(nT)是在公式9和10中示出的复数滤波器的传输函数Hb(nT)的一个例子。还有，在公式14中的Re{Hb(nT)}表示传输函数的同相分量，而在公式15中的Im{Hb(nT)}表示传输函数的正交分量。

可以从公式14看到，没有包括h4和h8的项。这是因为作为乘以相位旋转分量θ的π/2弧度以及3π/2弧度的结果而使这些系数变成0。此外，可以从公式15看到，没有包括h2、h6和h10的项。这是因为作为乘以相位旋转分量θ的0弧度和π弧度的结果而使这些系数变成0。再进一步，可以从公式14和15中不包括分支系数的符号的分支系数值看到，在传输函数Hb(nT)的同相分量和正交分量之间包括h1、h3、h5、h7和h9的5个分支系数是共有的。这是由于安排相位旋转分量θ使之当满足公式12中示出的关系时，包括π/4的整数倍的值。

这样，具有ωkT＝2πz(其中，z是整数；z＝...，-1，0，1，...)可以减少形成部分频带获取部分的复数滤波器的分支数目。即，通过设置要获取的部分频带的中心频率的值为码元频率的整数倍，以及通过设置一个码元周期中的取样数目为一个值(该值是通过把要获取的部分频带信号的中心频率除以码元频率然后把除法结果乘以8而得到的一个值)，可以减少分支数目。因此，可以用更简化的结构来得到第四和第五实施例的部分频带获取部分。

这里，用于获取一对部分频带的复数滤波器的分支系数具有共轭复数关系。因此，当获取多个部分频带时，获取偶数个对于为0的频率等间隔的部分频带作为对子。这样，除了上述效果之外，可以得到另一个效果，其中，可以在用于获取部分频带的滤波器中间平均地共享分支系数。

(效果的具体说明)

下面通过采用根据第一或第二实施例的部分频带获取部分102获取两个部分频带的情况具体描述上述效果。

现在，假定设置每码元k的取样数为16，设置传输信号的码元频率Fs为0.5MHz，以及设置要获取两个部分频带，使之具有等间隔地离开为0的频率1MHz的中心频率。即，假定kT＝1/Fs＝2MHz以及Fb＝1MHz或-1MHz。从公式11，分支系数hd要乘的相位旋转分量θ(其中，d-1，2，3，…，u)是π/4弧度。还有，从Fb＝Fs＝z，α是1。因此，上述设置满足两种情况，即，ωkT＝2πz(z是整数)以及公式12。

从公式11得到的π/4弧度的值意味着相位旋转分量θ以顺时针方向或反时针方向在图19的复数平面上在每个取样频率T处一个接一个地前进到8个值。可以从图19看到，相位旋转分量θ可以取值0弧度、π/2弧度、π弧度以及3π/2弧度。因此，在相位旋转分量中，分支系数的同相分量或正交分量变成0，从而减少分支系数乘法器的数目。此外，相位旋转分量θ可以取值π/4弧度、3π/4弧度、5π/4弧度以及7π/4弧度。因此在相位旋转分量中，同相分量和正交分量的绝对值变成彼此相等。这使共享分支系数乘法器成为可能，从而减少分支系数乘法器的数目。

因此，如果选择ω使之满足ωkT＝2πz(其中，z是整数；z＝...-1，0，1，...)以及在公式12中表达的关系，则可以减少分支系数乘法器的数目。因此，不但可以容易地得到延迟检测操作部分，而且还可以容易地得到部分频带获取部分。

(第六实施例)

图20是一般示意图，示出使用根据本发明的上述实施例中任何一个实施例的数据接收装置的无线通信***。在图20中，无线通信***包括i(i是正整数)个基站(第一基站2500，第二基站2501，...，第(i-1)基站2502以及第i基站2503)以及移动站2504。移动站2504是使用根据本发明的上述实施例中任何一个实施例的数据接收装置的无线通信装置。为了说明方便起见，这里假定，移动站2504使用根据第一实施例的数据接收装置1作为数据接收装置。然而，这并不意味着限制，可以使用根据任何其它实施例的数据接收装置。还有，可以提供多个所述的移动站。下面参考图1和21描述图20中示出的无线通信***的操作。

图21是示意图，一般示出在图22中示出的无线通信***中使用的高频调制信号的频谱。在图21中，频谱r₁(t)是从第一基站2500输出的高频调相信号的频谱。频谱r₂(t)是从第二基站2501输出的高频调相信号的频谱。频谱r_i-1(t)是从第i-1基站2502输出的高频调相信号的频谱。频谱r_i(t)是从第i基站2503输出的高频调相信号的频谱。

如在第一实施例中所述，高频调相信号可以包括两个或多个部分频带高频调制信号。因此，本发明的数据接收装置可以获取至少一个部分频带，即，m(m是等于或大于1以及等于i或小于i的正整数)个部分频带。为了简化说明起见，在下面说明中假定在移动站2504中使用的数据接收装置中结合有用于获取两(m＝2)个部分频带的部分频带获取部分。

这里，假定移动站2504要接收从第一基站2500输出的高频调制信号。向图1中示出的变频电路105提供高频调制信号，该高频调制信号具有通过实际频谱R(t)表示的频率分量，所述实际频谱R(t)包括频谱r₁(t)到频谱r_i(t)覆盖的所有频带。在这种情况下，当要接收高频调制信号时，变频电路105关心具有通过实际频谱r(t)(具有中心频率f_i以及包括频谱r₁(t)和频谱r₂(t))表示的频谱分量的高频调制信号。然后，变频电路105对实际频谱r(t)进行变频，以致中心频率f_i为0。即，变频电路105执行变频，以致频谱r₁(t)是频谱2601，频谱r₂(t)是频谱2602，频谱r_i-1(t)是频谱2603以及频谱r_i(t)是频谱2604，而实际频谱r(t)是实际频谱2600。结果如第一实施例，在移动站2504中的数据接收装置1输出部分频带检测信号(即，只具有频谱2601的分量的分量基带信号)的同相分量数据串BI₁(nT)以及正交分量数据串BQ₁(nT)。还有，数据接收装置1输出部分频带检测信号(它只具有频谱2602的分量的分量基带信号)的同相分量数据串BI₂(nT)以及正交分量数据串BQ₂(nT)。

已经把判定电路(未示出)连接到第一延迟检测操作部分103和第二延迟检测操作部分104的每一个的输出侧。提供给第一延迟检测操作部分103的输出侧的判定电路(未示出)根据从第一延迟检测操作部分103输出的同相分量数据串BI₁(nT)以及正交分量数据串BQ₁(nT)执行相位判定处理，然后输出接收数据串。提供给第二延迟检测操作部分104的输出侧的判定电路(未示出)根据从第二延迟检测操作部分104输出的同相分量数据串BI₂(nT)以及正交分量数据串BQ₂(nT)执行相位判定处理，然后输出接收数据串。即，使用数据接收装置，移动站2504可以同时接收从第一和第二基站2500和2501来的数据而无需传统上需要的多个接收***。

为了接收i个独立的高频调制信号以得到从这些信号的每一个来的接收数据，传统的接收机需要i个接收***。然而，如上所述，作为本发明的无线通信装置的移动站只需要一个单个的接收***，从而同时得到从i个独立的高频调制信号来的接收数据。

还有，为了获取m个部分频带，移动站使用其中结合有用于获取m个部分频带的部分频带获取部分的数据接收装置。

此外，第一到第i基站2500到2503的每一个可以具有移动站的功能。还有，移动站2504可以具有基站的功能。既然是这样，作为基站的移动站2504可以同时得到来自作为移动站的基站2500和2501的接收数据。

再进一步，当使用本发明的数据接收装置的移动站同时接收如上所述的m个高频调制信号时，与只使用一个频带进行通信的情况相比，有可能使所执行的数据接收处理快m倍。

再进一步，如在第一实施例中所述，移动站的数据接收装置选择根据接收电平是合适的接收数据块中之一，然后输出所选择的数据块。这样，当从单个基站输出单个高频调制信号时，在m个基站覆盖的区域中移动的移动站可以从这些基站中选择合一个适的基站进行通信。

(第七实施例)

图22和23是根据本发明的第七实施例的方框图，分别示出无线通信装置10和20的结构的例子。这些通信装置10和20使用根据本发明的实施例中的任何一个实施例的数据接收装置。

首先，参考图22和24，描述无线通信装置10的操作。在图22中，无线通信装置10包括变频电路2700、根据本发明的实施例中的任何一个实施例的数据接收装置2701、第一到第i判定电路2703、接收数据积分电路2704、天线2705、发射机电路2706、以及发送/接收切换单元2707。无线通信装置10接收在图4中示出的实际高频调制信号R(t)，所述信号包括通过频谱r₁(t)，r₂(t)，...，r_i(t)(i是正整数)表示的频率分量。

变频电路2700执行变频，以致实际高频调制信号R(t)的中心频率f_i是0。部分接收装置2701的部分频带获取部分获取包括在实际高频调制信号R(t)中的频谱r₁(t)，r₂(t)，...，r_i(t)中的每一个的频带。数据接收装置2701的每个延迟检测操作部分输出与部分频带获取部分获取的每个频带对应的正交分量数据串和同相分量数据串。第一到第i判定电路2703根据每个接收到的正交分量数据串和同相分量数据串分别输出数据D1到Di。

现在，假定设置发送/接收切换单元2707以致使天线2705和接收机电路相互连接。既然是这样，第一到第i判定电路2703的每一个输出接收数据Dk(k＝1，...，i)，所述接收数据对应于具有由频谱r_k(t)表示频率分量的高频调制信号。

这里，还假定把信号发送到无线通信装置10的发射机(未示出)事先把发送数据TXD分割成发送数据TDX₁到TDX_i共i块，然后发送这种发送数据TDX_k作为具有由频谱r_k(t)表示频率分量的高频调制信号。即，假定接收数据Dk与已经在发送侧分割的发送数据TDX_k本身等同。

接收数据积分电路2704对接收数据D1到Di进行积分，以产生分割之前的数据TDX，然后输出所产生的数据作为接收数据。

这样，由于把本发明的数据接收装置结合在无线通信装置中，所以与只使用频谱r_i(t)表示的频带执行通信的情况相比，有可能使所执行的数据接收处理快i倍。

其次，参考图23和24，描述无线通信装置20的操作。注意，在图23中，与图22中示出的无线通信装置中的一些部分具有相同功能的部分用相同的参考号。无线通信装置20包括变频电路2700、根据本发明的实施例中的任何一个实施例的数据接收装置2701、第一到第i判定电路2703、显示单元2804、天线2705、发射机电路2706、以及发送/接收切换单元2707。无线通信装置20接收实际高频调制信号R(t)，所述信号包括通过频谱r₁(t)，r₂(t)，...，r_i(t)(i是正整数)表示的频率分量。如同无线通信装置10，无线通信装置20得到接收数据Dk，所述数据Dk对应于具有通过频谱r_k(t)表示频率分量的高频调制信号。根据所得到的i块接收数据Dk(k＝1，...，i)，在无线通信装置20中的显示单元2804显示接收数据的内容。

这样，由于把本发明的数据接收装置结合在无线通信装置中，所以有可能只用单个接收***而同时执行多个信号处理，以及在所得到的接收数据块上执行同时处理而进行显示。

因此，对于无线通信装置，通过使用本发明的数据接收装置，有可能增加数据发送速度，以及只用单个接收***而在多个接收数据块上执行同时处理。

在已经详细描述本发明的同时，上述说明是全面的示例而不是限制。可以理解，可以创造许多其它修改和变化而不偏离本发明的范围。

Claims (21)

1.一种数据接收装置，向所述数据接收装置提供通过正交检测经变频的调相信号而得到的同相信号和正交信号，输出检测信号，所述数据接收装置包括：

第一取样器，用于按每个预定的取样周期对同相信号进行取样，并输出经取样的同相信号；

第二取样器，用于按每个所述的预定取样周期对正交信号进行取样，并输出经取样的正交信号；以及

通过复数滤波器构成的部分频带获取部分，用于从频率分量中获取中心频率不是0的至少一个部分频带、将获取的部分频带的信号分离到同相分量和正交分量中、以及输出所述同相分量和正交分量作为部分频带信号，所述频率分量包括在从第一取样器输出的经取样的同相信号中以及从第二取样器输出的经取样的正交信号中，以及

检测部分，用于接收从所述部分频带获取部分输出的中心频率不是0的部分频带信号，并输出所述检测信号；

其中所述检测部分对所接收的部分频带信号不进行频率变换。

2.如权利要求1所述的数据接收装置，其特征在于，

检测部分根据从部分频带获取部分输出的部分频带信号来执行延迟检测处理。

3.如权利要求2所述的数据接收装置，其特征在于，

部分频带获取部分获取部分频带，以致部分频带信号的中心频率具有的值是发送数据的码元频率的整数倍。

4.如权利要求3所述的数据接收装置，其特征在于，

检测部分包括：

延迟单元，用于把从部分频带获取部分输出的部分频带信号的同相分量延迟一个码元时间，并输出经延迟的同相分量；

第一乘法器，用于将从部分频带获取部分输出的部分频带信号的同相分量乘以经延迟的同相分量，并输出乘法结果作为同相分量数据串；

第二乘法器，用于将从部分频带获取部分输出的部分频带信号的正交分量乘以经延迟的同相分量，并输出乘法结果作为正交分量数据串；

第一低通滤波器，用于滤除从第一乘法器输出的同相分量数据串的高频分量；

第二低通滤波器，用于滤除从第二乘法器输出的正交分量数据串的高频分量。

5.如权利要求3所述的数据接收装置，其特征在于，部分频带获取部分获取部分频带，以致在一个码元周期中的取样数目具有一个值，所述值是通过把部分频带信号的中心频率除以码元频率，然后再把除法结果乘以8而得到的。

6.如权利要求2所述的数据接收装置，其特征在于，

部分频带获取部分获取偶数个部分频带，并输出偶数个部分频带信号，以及

两个部分频带信号形成一对信号，所述一对信号的中心频率是离开频率0等间隔的正频率和负频率。

7.如权利要求6所述的数据接收装置，其特征在于，

部分频带获取部分包括：

由第一复数滤波器构成的第一滤波单元，用于寻找经取样的同相信号和第一复数滤波器的传递函数的正交分量的卷积积分；

由第二复数滤波器构成的第二滤波单元，用于寻找经取样的正交信号和第二复数滤波器的传递函数的同相分量的卷积积分；

由第三复数滤波器构成的第三滤波单元，用于寻找经取样的正交信号和第三复数滤波器的传递函数的正交分量的卷积积分；

由第四复数滤波器构成的第四滤波单元，用于寻找经取样的同相信号和第四复数滤波器的传递函数的正交分量的卷积积分；

第一减法器，用于从第一滤波单元输出的信号中减去第二滤波单元输出的信号；

第一加法器，用于使第一滤波单元输出的信号和第二滤波单元输出的信号相加；

第二减法器，用于从第三滤波单元输出的信号中减去第四滤波单元输出的信号；以及

第二加法器，用于使第三滤波单元输出的信号和第四滤波单元输出的信号相加。

8.如权利要求7所述的数据接收装置，其特征在于，

部分频带获取部分获取部分频带，以致部分频带信号的中心频率具有的值为发送数据的码元频率的整数倍。

9.如权利要求7所述的数据接收装置，其特征在于，

部分频带获取部分获取部分频带，以致在一个码元周期中的取样数具有一个值，所述值是通过把部分频带信号的中心频率除以码元频率然后把除法结果乘以8而得到的。

10.如权利要求6所述的数据接收装置，其特征在于，

部分频带获取部分包括：

第一输入选择器，向所述第一输入选择器提供经取样的同相信号和经取样的正交信号，用于按每半个取样周期交替地选择和输出经取样的同相信号和经取样的正交信号；

第二输入选择器，向所述第二输入选择器提供经取样的同相信号和经取样的正交信号，用于按每半个取样周期交替地选择和输出经取样的同相信号和经取样的正交信号；

由第一复数滤波器构成的第一滤波单元，用于寻找从第一输入选择器输出的信号和第一复数滤波器的传递函数的同相分量的卷积积分；

由第二复数滤波器构成的第二滤波单元，用于寻找从第二输入选择器输出的信号和第二复数滤波器的传递函数的正交分量的卷积积分；

第一输出选择器，用于输出从第一滤波单元输出的信号以及按每半个取样周期交替改变输出到第一输出选择器上的第一输出端子和第二输出端子；

第二输出选择器，用于输出从第二滤波单元输出的信号以及按每半个取样周期交替改变输出到第二输出选择器上的第三输出端子和第四输出端子；

第一延迟单元，用于使第一输出选择器的第一输出端子输出的信号延迟半个取样周期的一段时间；

第二延迟单元，用于使第二输出选择器的第三输出端子输出的信号延迟半个取样周期的一段时间；

第一减法器，用于从第一延迟单元输出的经延迟信号中减去第二延迟单元输出的经延迟信号；

第一加法器，用于使第一延迟单元输出的经延迟信号和第二延迟单元输出的经延迟信号相加；

第二减法器，用于从第一输出选择器的第二输出端子输出的信号中减去第二输出选择器的第四输出端子输出的信号；以及

第二加法器，用于使第一输出选择器的第二输出端子输出的信号与第二输出选择器的第四输出端子输出的信号相加。

11.如权利要求10所述的数据接收装置，其特征在于，

部分频带获取部分获取部分频带，以致部分频带信号的中心频率具有的值为发送数据的码元频率的整数倍。

12.如权利要求10所述的数据接收装置，其特征在于，

部分频带获取部分获取部分频带，以致在一个码元周期中的取样数具有一个值，所述值是通过把部分频带信号的中心频率除以码元频率然后把除法结果乘以8而得到的。

13.如权利要求2所述的数据接收装置，其特征在于，

检测部分通过使用从部分频带获取部分输出的部分频带信号作为中间信号而执行延迟检测处理。

14.如权利要求1所述的数据接收装置，其特征在于，

所述经变频的调相信号是具有一种频带的信号，可以从所述频带获取至少一个部分频带，以得到可以被解调的部分频带信号。

15.如权利要求1所述的数据接收装置，其特征在于，

所述经变频的调相信号是扩频信号。

16.如权利要求13所述的数据接收装置，其特征在于，

所述经变频的调相信号是通过使用线性调频信号作为扩展信号而得到的扩频信号，所述线性调频信号是通过以每个预定的周期重复扫描正弦波频率而得到的。

17.一种接收和处理调相信号的无线通信装置，所述无线通信装置包括：

变频电路，用于对所接收调相信号进行变频然后进行正交检测，并随后输出同相信号和正交信号；

数据接收装置，用于接收从变频电路输出的同相信号和正交信号，并输出检测信号；以及

相位判定处理装置，用于判定从数据接收装置输出的检测信号的相位，其中

数据接收装置包括：

第一取样器，用于按每个预定的取样周期对同相信号进行取样，并输出经取样的同相信号；

第二取样器，用于按每个所述的预定取样周期对正交信号进行取样，并输出经取样的正交信号；

通过复数滤波器构成的部分频带获取部分，用于从频率分量中获取中心频率不是0的至少一个部分频带、将获取的部分频带的信号分离到同相分量和正交分量中、并输出同相分量和正交分量作为部分频带信号，所述频率分量包括在从第一取样器输出的经取样的同相信号中以及包括在从第二取样器输出的经取样的正交信号中；以及

检测部分，用于接收从所述部分频带获取部分输出的中心频率不是0的部分频带信号，并输出所述检测信号；

其中所述检测部分对所接收的部分频带信号不进行频率变换。

18.如权利要求17所述的无线通信装置，其特征在于，检测部分根据从部分频带获取部分输出的部分频带信号执行延迟检测。

19.如权利要求18所述的无线通信装置，其特征在于，

部分频带获取部分获取多个部分频带并输出部分频带的多个部分频带信号；以及

相位判定处理装置选择多个数据块中之一，所述多个数据块是通过在检测部分输出的多个检测信号上执行相位判定而得到的。

20.如权利要求18所述的无线通信装置，其特征在于，

部分频带获取部分获取多个部分频带并输出部分频带的多个部分频带信号；以及

相位判定处理装置根据多个数据块产生接收数据，所述多个数据块是通过在检测部分输出的多个检测信号上执行相位判定而得到的。

21.如权利要求18所述的无线通信装置，其特征在于，

部分频带获取部分获取多个部分频带并输出部分频带的多个部分频带信号；以及

相位判定处理装置在多个数据块上执行同时处理，所述多个数据块是通过在检测部分输出的多个检测信号上执行相位判定而得到的。

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