JPH0646096A

JPH0646096A - デジタル復調器

Info

Publication number: JPH0646096A
Application number: JP4252896A
Authority: JP
Inventors: Toshinori Iinuma; 敏範飯沼; Akio Kosaka; 小坂　　明雄; Masahiro Narita; 雅裕成田
Original assignee: Tokyo Sanyo Electric Co Ltd; Tottori Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Tokyo Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1992-05-27
Filing date: 1992-09-22
Publication date: 1994-02-18

Abstract

(57)【要約】【目的】小規模なデジタル回路でのみ直交検波器を構
成し、小型化、低消費電力化を計ることを目的とする。
また、アナログのＩＦ回路を無くすことを目的とする。【構成】変調波信号をデジタルデータに変換するアナ
ログ／デジタル変換回路１０２と、前記アナログ／デジ
タル変換回路１０２の出力を重み付けする重み付けメモ
リ１０５、１０８と、前記重み付けメモリ１０５、１０
８から出力されたデジタル信号を入力する移動平均型デ
ジタルフィルタ手段とを具備し、前記重み付けメモリと
前記移動平均型デジタルフィルタ手段の各手段が独立に
２系統を持ち、一方の１系統からＩ成分変調信号を出力
し、他方の１系統からＱ成分変調信号を出力する。その
時、デジタルフィルタの節が信号の不要部分に来るよう
にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタル復調器に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、デジタル方式の通信機器において
は、伝送の効率化のために、デジタルの情報信号（ベー
スバンド信号）で搬送波信号を変調することによって、
情報信号の伝送が行われている。このような変調の方式
としては、デジタルのベースバンド信号（変調信号）に
応じて搬送波信号の振幅を変化させる振幅変調方式（Ａ
ＳＫ：ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎ
ｇ）、変調信号に応じて搬送波の周波数を偏移させる周
波数変調方式（ＦＳＫ：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆ
ｔＫｅｙｉｎｇ）、変調信号に応じて搬送波の位相を
変化させる位相変調方式（ＰＳＫ：ＰｈａｓｅＳｈｉ
ｆｔＫｅｙｉｎｇ）、変調信号に応じて搬送波の振幅
及び位相をそれぞれ独立して変化させる直交振幅変調方
式（ＱＡＭ：ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄ
ｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの種々の方式が用いら
れている。

【０００３】このように変調信号によって変調された搬
送波信号（変調波信号）Ｓ（ｔ）は、一般に次のように
表すことができる。

【０００４】

【数１】

【０００５】上記の式から明らかなように、変調波信号
は、２つの直交した成分の和で表すことが出来、直交検
波器等の復調回路にてベースバンド信号を復調すること
ができる。尚、上式の第１項は変調波信号の直交位相
（Ｑ相）成分、第２項は変調波信号の同相（Ｉ相）成分
と一般に称される。

【０００６】斯る変調波信号を復調する従来回路につい
て、図２を参照して説明する。図２において、１は受信
信号が供給される入力端子、２は入力端子１から供給さ
れた受信信号を分配する分配器、３は搬送波信号を発生
する搬送波信号発生回路、４は分配器２にて分配された
受信信号と搬送波信号発生回路３からの搬送波信号を掛
け合わせる第１ミキサ、５は分配器２にて分配された受
信信号とπ／２移相回路６にてπ／２移相された搬送波
信号を掛け合わせる第２ミキサ、７は第１ミキサ４から
の出力の不必要な部分を除去する第１フィルタ、８は第
２ミキサ５からの出力の不必要な部分を除去する第２フ
ィルタ、９は第１フィルタ７からの出力をデジタル信号
に変換する第１アナログ／デジタル変換回路、１０は第
２フィルタ８からの出力をデジタル信号に変換する第２
アナログ／デジタル変換回路である。

【０００７】入力端子１に入力された受信信号（変調波
信号）は、分配器２にて分配された後、第１ミキサ４及
び第２ミキサ５に供給される。第１ミキサ４は、受信信
号と搬送波信号発生回路３からの搬送波信号を掛け合わ
せ、同相成分（Ｉ相成分）を抽出し、斯る出力の内、不
必要な部分は第１フィルタ７にて除去される。第２ミキ
サ５は、受信信号とπ／２移相された搬送波信号を掛け
合わせ、直交位相成分（Ｑ相成分）を抽出し、斯る出力
の内、不必要な部分は第２フィルタ８にて除去される。
斯様に抽出された信号は、各々デジタル信号に変換され
た後、後段回路へ供給される。図３にミキサの入出力の
様子を示す。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記従来のアナログ直
交検波器は、ミキサ、移相回路、フィルタ等のアナログ
素子で構成されるためＩＣ化することが容易ではない。
また、仮にＩＣ化できたとしても、後段につながるデジ
タル回路で構成される信号処理部と共に１つのＩＣ内に
収めることは技術的にも、経済的にも非常に困難であ
る。更に、消費電力の大きいアナログ／デジタル変換回
路を２つ使用することから消費電力の面から携帯機器な
ど電源に電池を用いる機器には適さないという問題点が
ある。

【０００９】また従来の直交検波器では、隣接チャネル
信号成分、隣々接チャネル信号成分等の必要な信号成分
に近い帯域の不要成分をフィルタで除去しようとする
と、周波数特性の急峻な高次のフィルタが必要となり、
そのようなフィルタを実現する事は難しく、仮に実現出
来たとしても小型化が困難であるという問題点がある。
本発明は、小規模なデジタル回路でのみ直交検波器を構
成し、小型化、低消費電力化を計ることを目的とする。
また、隣接チャネル信号成分等の必要な信号成分に近い
帯域の不要成分を簡単に除去できる復調器を構成するこ
とを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記問題点に
鑑み、変調波信号をデジタルデータに変換するアナログ
／デジタル変換手段と、前記アナログ／デジタル変換手
段の出力を重み付けする重み付け手段と、前記重み付け
手段から出力されたデジタル信号を入力する、シフトレ
ジスタ部、並びに加算部よりなる移動平均型デジタルフ
ィルタ手段とを具備することを特徴とするデジタル復調
器である。

【００１１】また、本発明は、前記重み付け手段と前記
移動平均型デジタルフィルタ手段の各手段が各々２系統
有し、一方の系統から同相成分（Ｉ成分）の変調信号を
出力し、他方の系統から直交成分（Ｑ成分）の変調信号
を出力することを特徴とするデジタル復調器である。更
に、本発明は、前記重み付け手段が２系統の重み付けを
交互に行うように構成されると共に、前記重み付け手段
の出力を２系統ある前記移動平均型デジタルフィルタ手
段に交互に振り分ける選択手段を備え、一方の系統から
同相成分（Ｉ成分）の変調信号を出力し、他方の系統か
ら直交成分（Ｑ成分）の変調信号を出力することを特徴
とするデジタル復調器である。

【００１２】また、本発明は、前記アナログ／デジタル
変換手段が、変調波信号を変調波信号の中心周波数のＮ
（２以上の整数）倍の周波数でデジタルデータに変換
し、２系統の前記重み付け手段に入力して、前記各々の
重み付け手段は一方の系統では正弦波をＮ等分した時の
振幅値または該値を定数倍した値で重み付けし、他方の
系統では前記一方の系統とπ／２だけ位相がずれた正弦
波をＮ等分した時の振幅値または該値を定数倍した値で
重み付けして、各々の出力を加算データ数がＫ・Ｎ／２
（Ｋは自然数）個である前記移動平均型デジタルフィル
タ手段に入力して、２つの系列からＩ成分変調信号とＱ
成分変調信号とを得ることを特徴とするデジタル復調器
である。

【００１３】更に、本発明は、前記アナログ／デジタル
変換手段が、変調波信号を変調波信号の中心周波数のＮ
（２以上の整数）倍の周波数でデジタルデータに変換
し、１つの前記重み付け手段に入力して、前記重み付け
手段は２系統の重み付けを交互に行い、一方の系統では
正弦波をＮ等分した時の振幅値または該値を定数倍した
値で重み付けし、他方の系統では前記一方の系統とπ／
２だけ位相がずれた正弦波をＮ等分した時の振幅値また
は該値を定数倍した値で重み付けして、各々の出力を選
択して加算データ数がＫ・Ｎ／２（Ｋは自然数）個であ
る前記移動平均型デジタルフィルタ手段に入力し、２つ
の系列からＩ成分変調信号とＱ成分変調信号とを得るこ
とを特徴とするデジタル復調器である。

【００１４】また、本発明は、前記アナログ／デジタル
変換手段が、変調波信号を変調波信号の中心周波数の２
倍以下の周波数でデジタルデータに変換し、２系統の前
記重み付け手段に入力して、前記各々の重み付け手段は
一方の系統では正弦波を２・Ｍ／Ｋ（Ｍ、Ｋとも自然
数）等分した時の振幅値または該値を定数倍した値で重
み付けし、他方の系統では前記一方の系統とπ／２だけ
位相がずれた正弦波を２・Ｍ／Ｋ等分した時の振幅値ま
たは該値を定数倍した値で重み付けして、各々の出力を
加算データ数がＭ個である前記移動平均型デジタルフィ
ルタ手段に入力して、２つの系列からＩ成分変調信号と
Ｑ成分変調信号とを得ることを特徴とするデジタル復調
器である。

【００１５】更に、本発明は、前記アナログ／デジタル
変換手段が、変調波信号を変調波信号の中心周波数の２
倍以下の周波数でデジタルデータに変換し、１つの前記
重み付け手段に入力して、前記重み付け手段は２系統の
重み付けを交互に行い、一方の系統では正弦波を２・Ｍ
／Ｋ（Ｍ、Ｋとも自然数）等分した時の振幅値または該
値を定数倍した値で重み付けし、他方の系統では前記一
方の系統とπ／２だけ位相がずれた正弦波を２・Ｍ／Ｋ
等分した時の振幅値または該値を定数倍した値で重み付
けして、各々の出力を選択して加算データ数がＭ個であ
る前記移動平均型デジタルフィルタ手段に入力し、２つ
の系列からＩ成分変調信号とＱ成分変調信号とを得るこ
とを特徴とするデジタル復調器である。

【００１６】更にまた、本発明は、前記アナログ／デジ
タル変換手段のサンプリング周波数が、サンプリングさ
れて周波数変換された変調波信号の中心周波数の２・Ｍ
／Ｋ倍であることを特徴とするデジタル復調器である。
また、本発明は、変調信号を復調する復調器において、
復調された信号をチャネル間隔の周波数のＬ（２以上の
整数）倍の周波数でサンプリングをするサンプリング手
段と、前記サンプリング手段よりデジタル信号を入力さ
れる、シフトレジスタ部、並びに加算部よりなり加算デ
ータ数がＪ・Ｌ（Ｊは自然数）個の移動平均型デジタル
フィルタ手段とを具備することを特徴とするデジタル復
調器である。

【００１７】

【作用】本発明によれば、変調波信号をデジタルデータ
に変換し、該デジタルデータの重み付けを行い、重み付
けされたデータをフィルタ特性の節がデータの不要部分
に当る移動平均型デジタルフィルタに入力するようにし
た。また重み付けを２系統に対して行い、２系統の移動
平均型デジタルフィルタに入力させるようにし、一方か
ら同相成分（Ｉ成分）を出力し、他方から直交成分（Ｑ
成分）を出力するようにした。

【００１８】

【実施例】図１は本発明の第１実施例を示すブロック図
で、１０１は変調波信号が供給される入力端子、１０２
は入力端子１０１から供給された変調波信号をデジタル
信号に変換するアナログ／デジタル変換回路、１０３は
サンプリング周波数と同じ周波数を有するクロック信号
に基づき計数を行い、計数値が正弦波の１周期を表す値
になった時にリセットされるカウンタで、正弦波の位相
情報を出力する手段である。１０４はサンプリング周波
数と同じ周波数を有するクロック信号を生成するクロッ
ク信号生成器、１０５はアナログ／デジタル変換回路１
０２からの出力信号が上位アドレスとして、またカウン
タ１０３からの正弦波位相情報が下位アドレスとして供
給され、指定されたアドレスに基づきサンプリングされ
た変調波信号と正弦波とを乗算したデータ（即ち、カウ
ンタ１０３から供給される位相における正弦波の振幅と
サンプリングされた変調波信号の振幅とを乗算した値）
を導出する重み付け用の第１メモリ、１０６はデータを
シフトして遅延させる移動平均型デジタルフィルタを構
成しているシフトレジスタ、１０７はシフトレジスタ１
０６からのデータを加算して出力する移動平均型デジタ
ルフィルタを構成している加算器、１０８はアナログ／
デジタル変換回路１０２からの出力信号が上位アドレス
として、またカウンタ１０３からの正弦波位相情報が下
位アドレスとして供給され、指定されたアドレスに基づ
きサンプリングされた変調波信号と、第１メモリ１０５
の正弦波とπ／２だけ位相がずれた正弦波とを乗算した
データを導出する重み付け用の第２メモリ、１０９は第
２メモリ１０８からのデータを遅延させるシフトレジス
タ、１１０はシフトレジスタ１０９からのデータを加算
して出力する加算器である。

【００１９】次に動作について説明する。最初にサンプ
リング周波数を入力信号の２倍以上と設定した場合につ
いて考える。まず変調波信号と変調波信号の中心周波数
と同じ周波数の正弦波信号とを乗算するまでの処理（乗
算処理）について示す。図４は、本発明に係るデジタル
復調器の乗算処理部の概念である。図４において、Ａは
従来のアナログ直交検波器の乗算処理部の構成を示す。
この場合、乗算信号をデジタル信号（Ｉ成分をＭＩ、Ｑ
成分をＭＱとする）に変換するために、ミキサの後にア
ナログ／デジタル変換回路を２つ用いている。図４のＢ
は、Ａの回路をデジタル回路に置き換えたものであり、
ミキサの代わりにデジタルの乗算器を用い、アナログの
発振器の代わりに正弦波データ生成回路を用いている。
この構成では、乗算器にデジタル信号を入力する必要が
あるので、変調信号を直接アナログ／デジタル変換回路
でデジタル信号に変換している。図４のＢは、Ａの処理
をデジタル処理に代えただけであるので、乗算器から出
力されるデジタル信号は図４のＡのアナログ／デジタル
変換回路から得られるデジタル信号と全く同じになる。

【００２０】この時、正弦波データ生成回路の出力は図
５に示すようなデータとなる。図５は、図４のＢのアナ
ログ／デジタル変換回路のサンプリング周波数を変調波
信号の中心周波数の４倍と仮定した例を示す。正弦波デ
ータ生成回路は、アナログ／デジタル変換回路において
変調波信号がデジタル信号に変換される時と同じタイミ
ングで、デジタル信号を生成することになるから、変調
波信号の中心周波数の正弦波を表すデジタル信号をその
間隔で出力する。つまり、アナログ／デジタル変換回路
のサンプリング周波数を変調波信号のＮ倍（Ｎ倍オーバ
ーサンプリングという）とすれば、正弦波データ生成回
路からは正弦波をＮ分割した点の振幅値を順次出力すれ
ばよい。図５の例では、正弦波を４分割した点の振幅値
を出力していく。尚、正弦波の振幅値はデータが簡単な
値になるように任意に設定すればよい。乗算器１と乗算
器２に正弦波のデータを与える場合、位相をπ／２だけ
変える必要がある。このため、正弦波データを生成する
時に位相のπ／２異なったものを独立に２系統生成し、
各乗算器に与える。図４のＣは、乗算器、正弦波データ
生成回路を重み付け回路に置き換えたもので、重み係数
は図５のａ１〜ａ４、ｂ１〜ｂ４になる。このように、
乗算処理はアナログ／デジタル変換回路１つと重み付け
回路で構成できる。

【００２１】図１を用いて実際の重み付け回路の動作を
説明する。入力端子１０１より入力された入力信号は入
力信号のＮ倍のサンプリング周波数でアナログ／デジタ
ル変換回路１０２にてデジタル信号に変換された後、第
１メモリ１０５及び第２メモリ１０８の上位アドレスと
して供給される。また第１メモリ１０５及び第２メモリ
１０８の下位アドレスには、サンプリング周波数の周期
で計数される正弦波の位相情報が供給される。

【００２２】ここで、第１メモリ１０５及び第２メモリ
１０８は違う構成をしており、例えば図６の如く構成さ
れている。尚、図６はカウンタ１０３が正弦波を４等分
（即ち、Ｎが４の場合）で計数されるようにした場合の
データを示しており、受信信号を示すデジタルデータＡ
がｎビットであれば、２ⁿ通りの値を有することは云う
までもない。

【００２３】今、カウンタ１０３の値が、１０進数で２
を示す「１０」であると仮定し、その時のアナログ／デ
ジタル変換回路１０２からの出力データがＡであったと
仮定すると、このデジタルデータＡ（上位アドレス）と
カウンタ１０３の計数値「１０」（下位アドレス）に対
応して記憶されたデータ（Ａ×ａ３）が第１メモリから
導出される。一方、第２メモリにも、このアドレスが供
給され、第１メモリの正弦波とはπ／２だけ位相がずれ
た正弦波の振幅値とデジタルデータＡとの乗算値（Ａ×
ｂ３）が第２メモリから導出される。斯くして、乗算処
理が重み付け回路で行われる。

【００２４】次にフィルタ処理について説明する。本発
明では、低域通過フィルタに従来のアナログフィルタに
代わって図７のＡに示すようなデジタルフィルタを用い
る。このフィルタはデータをシフトするシフトレジスタ
とシフトレジスタの各段の出力を加算する加算器から構
成されており、新しいデータを次々と入力しながらシフ
トレジスタで転送していき、１回シフトするごとに加算
して結果をフィルタの出力として出力するものである。
図１の実施例で示すとシフトレジスタ１０６、１０９と
加算器１０７、１１０がこれに当る。この加算結果は、
Ｍデータの平均値となるため、移動平均とも呼ばれてい
る。このような移動平均型のデジタルフィルタの周波数
特性は図７のＢに示す。デジタルフィルタの加算データ
がＭ個の場合、ｆｔ／Ｍ（ｆｔ：シフトレジスタの転送
周波数）おきに減衰量が∞（無限大）になる点（即ち、
節）が出来る。例えば、この実施例では、シフトレジス
タの転送周波数ｆｔはサンプリング周波数ｆｓになるの
で、ｆｓ／Ｍおきに節が出来る。

【００２５】今、このフィルタに前記説明した乗算処理
で得られたデータを入力した様子を図８に示す。この例
では、サンプリング周波数ｆｓが入力信号の４倍である
から図８のＡのように、乗算処理されたデータの不要成
分がサンプリング周波数の１／２の所に発生する。これ
はＭ＝４＝Ｎとした場合の移動平均型のデジタルフィル
タの節と重なるため、デジタルフィルタに乗算データを
入力すると、不要成分を実用上問題ないレベルまで減衰
させることができる。一般に入力信号をＮ倍の周波数で
サンプリングして前記乗算処理を行うと、不要成分は２
・ｆｓ／Ｎの位置に発生する。従って、これを移動平均
型のデジタルフィルタで取り除くには、図９に示すよう
に、Ｎ／２の整数Ｋ倍の数の加算データを持つデジタル
フィルタを用いればよい。これまでの説明は、Ｎ＝４と
してＭ＝２・Ｎ／２＝４とした場合である。

【００２６】また、重み係数が図５に示すようにａ１，
ａ２，ｂ１，ｂ４が１であり、ａ３，ａ４，ｂ２，ｂ３
が−１となる正弦波を前記説明したような４等分する場
合では、重み付けの演算を行わなくても図１０に示すよ
うに符号回路を使って正負をカウンタの値によって反転
するようにしても構成できる。更に、デジタルフィルタ
に移動平均型を用いたが、フィルタの特性を任意とする
場合は、図１１のようにシフトレジスタから加算器に入
力する前にフィルタの定数を乗算すればよい。

【００２７】以上のように本発明では、アナログ／デジ
タル変換回路、シフトレジスタ、加算器、メモリなどデ
ジタル回路で直交検波器を構成することが出来、特に４
倍オーバーサンプリングを行う時は、メモリの代わりに
符号回路で良い。今までは、サンプリング周波数を入力
信号の２倍以上として説明していたが、次に入力信号
を、入力信号の２倍以下の周波数でサンプリングする場
合（以下サブサンプリングと呼ぶ）について示す。一般
に、アナログ信号をサンプリングする場合、サンプリン
グされたデジタル信号を周波数軸上に表すと、図１２に
示すように全ての成分は０〜ｆｓ／２（ｆｓ：サンプリ
ング周波数）の周波数範囲に折り返される。ここで示す
のは、サンプリング周波数が入力信号の中心周波数の２
倍以下であるから、入力信号の中心周波数はｆｓ／２以
上になる。また例として、入力信号の周波数範囲がＮ’
・ｆｓからＮ’・ｆｓ＋ｆｓ／２（Ｎ’は自然数）の範
囲であると仮定する。この場合、入力信号は図１２に示
すように０〜ｆｓ／２内に折り返されてサンプリングさ
れる前とは周波数が異なる信号となる。入力信号の中心
周波数をｆω（ｆω≧ｆｓ／２）として、サブサンプリ
ングされた信号の中心周波数をｆａとすると、

【００２８】

【数２】

【００２９】となる。つまり、サンプリングされたデジ
タル信号は、中心周波数がｆａである変調波信号となる
（エイリアジングと呼ぶ）。この周波数変換された変調
波信号の周波数はｆｓ／２以下となるから、前記説明し
た場合と同様に取り扱うことができる。

【００３０】今、加算データがＭ個のデジタルフィルタ
である図１と同じ構成の装置に、この変調波信号を入力
して信号の不要成分を減衰させるとすると、図１３に示
すようにデジタルフィルタの節を２ｆａ（乗算処理され
た後の不要成分の中心周波数）に一致させるように設定
すればよい。デジタルフィルタのＫ番目（図１３では、
Ｋ＝１，２，４の例を示した）の節が２ｆａに一致する
ためには、

【００３１】

【数３】

【００３２】を満たせばよい。従って、数式２より

【００３３】

【数４】

【００３４】の関係になる。更に、数式３より乗算処理
を行うには正弦波を２・Ｍ／Ｋ等分したときの振幅値で
重み付けを行えばよい。また、Ｎ’＝０としたものが、
前記説明に相当する。ここで、Ｎ倍オーバーサンプリン
グの場合と入力信号の２倍以下の周波数でサンプリング
した場合との関係を整理すると、前者と後者では装置の
構成は同じであり、サンプリング周波数と変調信号周波
数の関係が異なるのと、重み付けのための正弦波の等分
の方法が異なるだけである。

【００３５】今、入力信号の２倍以下の周波数でサンプ
リングした場合の１例として、入力される変調波信号の
周波数が９０．４５ＭＨｚ（ｆω＝９０．４５×１
０⁶）、サンプリング周波数が１．８ＭＨｚ（ｆｓ＝
１．８×１０⁶）の場合を考えてみる。この時、

【００３６】

【数５】

【００３７】となり、Ｎ’＝５０となる。また、変調波
信号は、図１４に示すように９０．４５−１．８×５０
＝０．４５ＭＨｚに変換される。１．８／０．４５＝２
・Ｍ／Ｋ＝４であるから変換された変調波信号はサンプ
リング周波数の１／４の位置に当る。更に、乗算処理に
より不要成分がサンプリング周波数の１／２の位置に発
生する。２・Ｍ／Ｋ＝４であるからデジタルフィルタの
加算データ数がＭ＝４である場合、Ｋ＝２となる。

【００３８】斯くして、本発明によるデジタル復調器は
実現されるが、図１５に示すように重み付けメモリ（ま
たは符号回路）を一つで行う方法がある。この場合、重
み付けメモリ２６には図１６のように、あるデジタルデ
ータＡに対して、一方の正弦波の振幅値と他方のπ／２
位相がずれた正弦波の振幅値とが交互に入っている。図
１５において、２１は入力端子、２２はアナログ／デジ
タル変換回路、２３は正弦波を等分した数の２倍でリセ
ットされるカウンタで、ドライバ回路２５の信号により
計数する。２４はクロック信号生成器、２５はクロック
信号生成器２４のクロック信号を２倍するドライバ回
路、２６は重み付けメモリ、２７は重み付けメモリ２６
の出力をＩ成分とＱ成分とに振り分けるセレクタ、２８
はシフトレジスタ、２９は加算器である。

【００３９】最初に、クロック信号生成器２４のクロッ
ク信号によりアナログ／デジタル変換回路２２は入力信
号をデジタル信号に変換する。カウンタ２３は１クロッ
クの間にドライバ回路２５により２計数されて、重み付
けメモリ２６は、図１６のように２系統の出力を交互に
行う。そして、セレクタ２７が重み付けメモリ２６の２
系統の出力を交互にＩ成分、Ｑ成分に振り分けて、重み
付け回路１つで動作を実現する。またシフトレジスタ
は、Ｉ成分、Ｑ成分出力を同期して出すようにする。

【００４０】次に図１７に第２実施例を示す。第２実施
例では、隣接チャネル信号成分、隣々接チャネル信号成
分等のチャネル間隔の周波数で現れる不要成分を簡単に
除去できる構成の復調器を示す。従来例で示した構成の
回路で復調を行うと、復調された信号には、隣接チャネ
ル、隣々接チャネルの信号成分が不要成分として現れる
ことがある。この様子を図１８のＡに示す。この場合、
この不要成分を除去しようとするとフィルタに急峻なも
のが求められ、実現するのが難しくなる。そこで、移動
平均型デジタルフィルタの節が不要成分にあたる様にす
る。移動平均型デジタルフィルタの加算データ数をＭ個
として、図１８のＢに示すようにｆ_ch＝Ｊ・ｆｓ／Ｍに
なるように設定する。サンプリング周波数ｆｓはチャネ
ル間隔の周波数ｆ_chのＬ（２以上の整数）倍にするの
で、移動平均型デジタルフィルタの加算データ数は、Ｍ
＝Ｊ・Ｌ個になる。斯くして、隣接チャネル信号の不要
成分を簡単に除去できる復調器を構成できる。

【００４１】入力端子１に入力された受信信号（変調波
信号）は、分配器２にて分配された後、第１ミキサ４及
び第２ミキサ５に供給される。第１ミキサ４は、受信信
号と搬送波信号発生回路３からの搬送波信号を掛け合わ
せ、同相成分（Ｉ相成分）を抽出し、斯る出力の内、変
調信号と離れた帯域の不要成分は第１ローパスフィルタ
３３にて除去される。この第１ローパスフィルタ３３で
は隣接チャネル信号成分等の変調信号に近い帯域の不要
成分は除去されていない。第１ローパスフィルタ３３の
出力はチャネル間隔周波数のＬ倍（２以上の整数）の周
波数でサンプリングされ、第１アナログ／デジタル変換
回路によりデジタルデータに変換される。このデジタル
データ出力は、転送周波数がサンプリング周波数と同じ
であり、また加算データ数がＪ・Ｌ個の移動平均型デジ
タルフィルタに入力され、チャネル間隔で現れる隣接チ
ャネル信号成分等の変調信号に近い帯域の不要成分を除
去される。第２ミキサ５は、受信信号とπ／２移相され
た搬送波信号を掛け合わせ、直交位相成分（Ｑ相成分）
を抽出し、斯る出力の内、不必要な部分は前述のように
第２ローパスフィルタ３４、移動平均型デジタルフィル
タにより除去される。斯様に抽出された信号は、後段回
路へ供給される。

【００４２】次に、第１実施例と第２実施例を併せた考
えの第３実施例について説明する。第１実施例では、変
調波信号の中心周波数の２倍の周波数に現れる乗算処理
時の不要成分を除去する構成であり、第２実施例では、
隣接チャネル、隣々接チャネル等に現れる不要成分を除
去する構成であった。第３実施例では、この２つの構成
を組み合わせて、変調波信号の中心周波数の２倍の周波
数に現れる不要成分と、隣接チャネルに現れる不要成分
を同時に除去するデジタル復調器を構成するものであ
る。

【００４３】復調器の構成は、図１、図１５に示すよう
に第１実施例と同じになる。最初にサンプリング周波数
を入力信号の２倍以上と設定した場合について考える。
入力端子１０１より入力された入力信号は入力信号のＮ
倍、並びにチャンネル間隔周波数のＬ倍のサンプリング
周波数でアナログ／デジタル変換回路１０２にてデジタ
ル信号に変換された後、第１メモリ１０５及び第２メモ
リ１０８の上位アドレスとして供給される。また第１メ
モリ１０５及び第２メモリ１０８の下位アドレスには、
サンプリング周波数の周期で計数される正弦波の位相情
報が供給され、前述したような乗算処理が行われる。こ
の乗算処理された各出力をシフトレジスタ１０６、１０
９、加算器１０７、１１０からなる各移動平均型デジタ
ルフィルタに入力する。移動平均型デジタルフィルタは
加算データ数がＭ個の場合に節が前述したようにｆｓ／
Ｍ置きに出来る。この節を隣接チャネル信号成分の所に
合わせようとすると、ｆｓ／Ｌの所にＪ番目の節が来れ
ばよいから、

【００４４】

【数６】

【００４５】と設定する。変調波信号の中心周波数の２
倍の周波数の不要成分の所に節を合わせようとすると、

【００４６】

【数７】

【００４７】の関係にならなければならない。数式６よ
りＭ＝Ｊ・Ｌになるので、これを数式７に代入すると、

【００４８】

【数８】

【００４９】となり、移動平均型デジタルフィルタとサ
ンプリング周波数の関係を上式のようにしておけば、変
調波信号の中心周波数の２倍の周波数の不要成分と隣接
チャネル、隣々接チャネル信号の不要成分を同時に除去
できる。この様子を図１９に示す。

【００５０】次にサンプリング周波数を入力信号の中心
周波数の２倍以下とした場合を考える。前述したよう
に、アナログ信号をサンプリングする場合、サンプリン
グされたデジタル信号を周波数軸上に表すと、図１２に
示すように全ての成分は０〜ｆｓ／２の周波数範囲に折
り返される。ここで示すのは、サンプリング周波数が入
力信号の中心周波数の２倍以下であるから、入力信号の
中心周波数はｆｓ／２以上になる。ここでは、入力信号
の周波数範囲がＮ’・ｆｓからＮ’・ｆｓ＋ｆｓ／２
（Ｎ’は自然数）の範囲であると仮定する。隣接チャネ
ル信号成分の所に移動平均型デジタルフィルタの節を持
ってこようとするには、前述のようにｆｓ／Ｌ＝Ｊ・ｆ
ｓ／Ｍとすればよい。また乗算処理された後の不要成分
を除去するには数式３を満足すればよい。従って、

【００５１】

【数９】

【００５２】を満足するような構成にすれば、サンプリ
ングされた変調波信号の中心周波数の２倍の周波数の不
要成分と隣接チャネル、隣々接チャネル信号の不要成分
を同時に除去できる。この様子を図２０に示す。斯くし
て本発明による動作は達成されるが、本実施例ではハー
ドによって本発明を構成しているが、ハードの一部をソ
フトに替えても実現可能であることは云うまでもない。
更に、本実施例は必要に応じて変更可能であることも付
言しておく。

【００５３】

【発明の効果】本発明によれば、変調波信号をデジタル
データに変換し、該デジタルデータの重み付けを行い、
重み付けされたデータをフィルタ特性の節がデータの不
要部分に当る移動平均型デジタルフィルタに入力して復
調するようにしたので、小規模なデジタル回路のみで直
交検波器が構成できるため、信号処理部も含めた装置が
１つのＩＣで実現でき、装置の小型化、低消費電力化を
計ることができる。また、サンプリングにより周波数変
換を行うようにすれば、高い周波数の信号を直接扱うこ
とができるため、アナログのＩＦ回路を用いなくてもよ
くなる。

【００５４】また、隣接チャネル信号成分、隣々接チャ
ネル信号成分等の必要な信号成分に近い帯域の不要成分
を移動平均型デジタルフィルタのフィルタ特性の節に合
わせるようにしたので、簡単な構成で不要成分を除去で
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示すブロック図である。

【図２】従来例を示すブロック図である。

【図３】ミキサの入出力の様子の一例を示す図である。

【図４】乗算処理の概念を示す図である。

【図５】正弦波データの一例を示す図である。

【図６】メモリの内容の一例を示す図である。

【図７】デジタルフィルタの特性を示す図である。

【図８】デジタルフィルタの入力と出力を示す図であ
る。

【図９】デジタルフィルタの出力の一例を示す図であ
る。

【図１０】本発明の他の一実施例である（符号回路）。

【図１１】本発明の他の一実施例である（任意のデジタ
ルフィルタ）

【図１２】サブサンプリングされた信号のようすを示す
図である。

【図１３】サブサンプリングのときの原理を示す図であ
る。

【図１４】サブサンプリングしたときの動作の一例を示
す図である。

【図１５】本発明の他の一実施例である。

【図１６】本発明の他の一実施例のメモリ内容の一例で
ある。

【図１７】本発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。

【図１８】本発明の第２実施例の原理を示す図である。

【図１９】本発明の第３実施例の原理を示す図である
（サンプリング周波数が変調波信号の中心周波数の２倍
以上）。

【図２０】本発明の第３実施例の原理を示す図である
（サンプリング周波数が変調波信号の中心周波数の２倍
以下）。

【符号の説明】

１０１入力端子１０２アナログ／デジタル変換回路１０３カウンタ１０４クロック信号生成器１０５重み付け用第１メモリ１０６シフトレジスタ１０７加算器１０８重み付け用第２メモリ１０９シフトレジスタ１１０加算器１入力端子２分配器３搬送波信号発生回路４第１ミキサ５第２ミキサ６移相回路７第１フィルタ８第２フィルタ９第１アナログ／デジタル変換回路１０第２アナログ／デジタル変換回路２１入力端子２２アナログ／デジタル変換回路２３カウンタ２４クロック信号生成器２５ドライバ回路２６重み付けメモリ２７セレクタ２８シフトレジスタ２９加算器３０第１符号回路３１第２符号回路３２乗算器３３第１ローパスフィルタ３４第２ローパスフィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者成田雅裕大阪府守口市京阪本通２丁目18番地三洋電機株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変調波信号をデジタルデータに変換する
アナログ／デジタル変換手段と、前記アナログ／デジタ
ル変換手段の出力を重み付けする重み付け手段と、前記
重み付け手段から出力されたデジタル信号を入力する、
シフトレジスタ部、並びに加算部よりなる移動平均型デ
ジタルフィルタ手段とを具備することを特徴とするデジ
タル復調器。
【請求項２】前記重み付け手段と前記移動平均型デジ
タルフィルタ手段の各手段が各々２系統有し、一方の系
統から同相成分（Ｉ成分）の変調信号を出力し、他方の
系統から直交成分（Ｑ成分）の変調信号を出力すること
を特徴とする請求項１記載のデジタル復調器。
【請求項３】前記アナログ／デジタル変換手段が、変
調波信号を変調波信号の中心周波数のＮ（２以上の整
数）倍の周波数でデジタルデータに変換し、２系統の前
記重み付け手段に入力して、前記各々の重み付け手段は
一方の系統では正弦波をＮ等分した時の振幅値または該
値を定数倍した値で重み付けし、他方の系統では前記一
方の系統とπ／２だけ位相がずれた正弦波をＮ等分した
時の振幅値または該値を定数倍した値で重み付けして、
各々の出力を加算データ数がＫ・Ｎ／２（Ｋは自然数）
個である前記移動平均型デジタルフィルタ手段に入力し
て、２つの系列からＩ成分変調信号とＱ成分変調信号と
を得ることを特徴とする請求項２記載のデジタル復調
器。
【請求項４】前記アナログ／デジタル変換手段が、変
調波信号を変調波信号の中心周波数のＮ（２以上の整
数）倍、かつチャネル間隔のＬ（２以上の整数）倍の周
波数でデジタルデータに変換し、２系統の前記重み付け
手段に入力して、前記各々の重み付け手段は一方の系統
では正弦波をＮ等分した時の振幅値または該値を定数倍
した値で重み付けし、他方の系統では前記一方の系統と
π／２だけ位相がずれた正弦波をＮ等分した時の振幅値
または該値を定数倍した値で重み付けして、各々の出力
を加算データ数がＫ・Ｎ／２＝Ｊ・Ｌ（Ｋ、Ｊは自然
数）個である前記移動平均型デジタルフィルタ手段に入
力して、２つの系列からのＩ成分変調信号とＱ成分変調
信号とを得ることを特徴とする請求項２記載のデジタル
復調器。
【請求項５】前記アナログ／デジタル変換手段が、変
調波信号を変調波信号の中心周波数の２倍以下の周波数
でデジタルデータに変換し、２系統の前記重み付け手段
に入力して、前記各々の重み付け手段は一方の系統では
正弦波を２・Ｍ／Ｋ（Ｍ、Ｋとも自然数）等分した時の
振幅値または該値を定数倍した値で重み付けし、他方の
系統では前記一方の系統とπ／２だけ位相がずれた正弦
波を２・Ｍ／Ｋ等分した時の振幅値または該値を定数倍
した値で重み付けして、各々の出力を加算データ数がＭ
個である前記移動平均型デジタルフィルタ手段に入力し
て、２つの系列からＩ成分変調信号とＱ成分変調信号と
を得ることを特徴とする請求項２記載のデジタル復調
器。
【請求項６】前記アナログ／デジタル変換手段のサン
プリング周波数が、サンプリングされて周波数変換され
た変調波信号の中心周波数の２・Ｍ／Ｋ倍であることを
特徴とする請求項５記載のデジタル復調器。
【請求項７】前記アナログ／デジタル変換手段が、変
調波信号を変調波信号の中心周波数の２倍以下、かつチ
ャネル間隔のＬ（２以上の整数）倍の周波数でデジタル
データに変換し、２系統の前記重み付け手段に入力し
て、前記各々の重み付け手段は一方の系統では正弦波を
２・Ｊ・Ｌ／Ｋ（Ｊ、Ｋとも自然数）等分した時の振幅
値または該値を定数倍した値で重み付けし、他方の系統
では前記一方の系統とπ／２だけ位相がずれた正弦波を
２・Ｊ・Ｌ／Ｋ等分した時の振幅値または該値を定数倍
した値で重み付けして、各々の出力を加算データ数がＪ
・Ｌ個である前記移動平均型デジタルフィルタ手段に入
力して、２つの系列からＩ成分変調信号とＱ成分変調信
号とを得ることを特徴とする請求項２記載のデジタル復
調器。
【請求項８】前記アナログ／デジタル変換手段のサン
プリング周波数が、サンプリングされて周波数変換され
た変調波信号の中心周波数の２・Ｊ・Ｌ／Ｋ倍であるこ
とを特徴とする請求項７記載のデジタル復調器。
【請求項９】前記重み付け手段が２系統の重み付けを
交互に行うように構成されると共に、前記重み付け手段
の出力を２系統ある前記移動平均型デジタルフィルタ手
段に交互に振り分ける選択手段を備え、一方の系統から
同相成分（Ｉ成分）の変調信号を出力し、他方の系統か
ら直交成分（Ｑ成分）の変調信号を出力することを特徴
とする請求項１記載のデジタル復調器。
【請求項１０】前記アナログ／デジタル変換手段が、
変調波信号を変調波信号の中心周波数のＮ（２以上の整
数）倍の周波数でデジタルデータに変換し、１つの前記
重み付け手段に入力して、前記重み付け手段は２系統の
重み付けを交互に行い、一方の系統では正弦波をＮ等分
した時の振幅値または該値を定数倍した値で重み付け
し、他方の系統では前記一方の系統とπ／２だけ位相が
ずれた正弦波をＮ等分した時の振幅値または該値を定数
倍した値で重み付けして、各々の出力を選択して加算デ
ータ数がＫ・Ｎ／２（Ｋは自然数）個である前記移動平
均型デジタルフィルタ手段に入力し、２つの系列からＩ
成分変調信号とＱ成分変調信号とを得ることを特徴とす
る請求項９記載のデジタル復調器。
【請求項１１】前記アナログ／デジタル変換手段が、
変調波信号を変調波信号の中心周波数のＮ（２以上の整
数）倍、かつチャネル間隔のＬ（２以上の整数）倍の周
波数でデジタルデータに変換し、１つの前記重み付け手
段に入力して、前記重み付け手段は２系統の重み付けを
交互に行い、一方の系統では正弦波をＮ等分した時の振
幅値または該値を定数倍した値で重み付けし、他方の系
統では前記一方の系統とπ／２だけ位相がずれた正弦波
をＮ等分した時の振幅値または該値を定数倍した値で重
み付けして、各々の出力を選択して加算データ数がＫ・
Ｎ／２＝Ｊ・Ｌ（Ｋ、Ｊは自然数）個である前記移動平
均型デジタルフィルタ手段に入力して、２つの系列から
Ｉ成分変調信号とＱ成分変調信号とを得ることを特徴と
する請求項９記載のデジタル復調器。
【請求項１２】前記アナログ／デジタル変換手段が、
変調波信号を変調波信号の中心周波数の２倍以下の周波
数でデジタルデータに変換し、１つの前記重み付け手段
に入力して、前記重み付け手段は２系統の重み付けを交
互に行い、一方の系統では正弦波を２・Ｍ／Ｋ（Ｍ、Ｋ
とも自然数）等分した時の振幅値または該値を定数倍し
た値で重み付けし、他方の系統では前記一方の系統とπ
／２だけ位相がずれた正弦波を２・Ｍ／Ｋ等分した時の
振幅値または該値を定数倍した値で重み付けして、各々
の出力を選択して加算データ数がＭ個である前記移動平
均型デジタルフィルタ手段に入力し、２つの系列からＩ
成分変調信号とＱ成分変調信号とを得ることを特徴とす
る請求項９記載のデジタル復調器。
【請求項１３】前記アナログ／デジタル変換手段のサ
ンプリング周波数が、サンプリングされて周波数変換さ
れた変調波信号の中心周波数の２・Ｍ／Ｋ倍であること
を特徴とする請求項１２記載のデジタル復調器。
【請求項１４】前記アナログ／デジタル変換手段が、
変調波信号を変調波信号の中心周波数の２倍以下、かつ
チャネル間隔のＬ（２以上の整数）倍の周波数でデジタ
ルデータに変換し、１つの前記重み付け手段に入力し
て、前記重み付け手段は２系統の重み付けを交互に行
い、一方の系統では正弦波を２・Ｊ・Ｌ／Ｋ（Ｊ、Ｋと
も自然数）等分した時の振幅値または該値を定数倍した
値で重み付けし、他方の系統では前記一方の系統とπ／
２だけ位相がずれた正弦波を２・Ｊ・Ｌ／Ｋ等分した時
の振幅値または該値を定数倍した値で重み付けして、各
々の出力を選択して加算データ数がＪ・Ｌ個である前記
移動平均型デジタルフィルタ手段に入力して、２つの系
列からＩ成分変調信号とＱ成分変調信号とを得ることを
特徴とする請求項９記載のデジタル復調器。
【請求項１５】前記アナログ／デジタル変換手段のサ
ンプリング周波数が、サンプリングされて周波数変換さ
れた変調波信号の中心周波数の２・Ｊ・Ｌ／Ｋ倍である
ことを特徴とする請求項１４記載のデジタル復調器。
【請求項１６】変調信号を復調する復調器において、
復調された信号をチャネル間隔のＬ（２以上の整数）倍
の周波数でサンプリングをするサンプリング手段と、前
記サンプリング手段よりデジタル信号を入力される、シ
フトレジスタ部、並びに加算部よりなり加算データ数が
Ｊ・Ｌ（Ｊは自然数）個の移動平均型デジタルフィルタ
手段とを具備することを特徴とするデジタル復調器。
【請求項１７】前記復調器が出力を２系統有し、一方
の系統から同相成分（Ｉ成分）の変調信号を出力し、他
方の系統から直交成分（Ｑ成分）の変調信号を出力する
ことを特徴とする請求項１６記載のデジタル復調器。