CN1486008A - 一种码分多址***的自动频率校正方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种码分多址***的自动频率校正装置，包括依次相连的信道估计单元410、频率偏差估计单元420、环路滤波单元600、D/A转换器和压控振荡器，其中信道估计单元410包括延迟单元411、乘法器412、叠加单元413和导频滤波器414，用于将接收到的信号进行信道估计；频率偏差估计单元420包括延时存储单元421、乘法器、反正切单元422和频偏多径合并单元423，用于频率偏差估计，以控制压控振荡器的输出频率。本发明采用经过PN解扩、积分的导频信号作为信道估计值，经过平滑处理和简单计算，得到每一径频率偏差估计值，再采用满足最小均方差准则进行多径的频率误差合并，使每径的误差达到最小。

Description

一种码分多址***的自动频率校正方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通讯领域，具体地说，涉及码分多址***中的自动频率校正方法和装置。

背景技术

现在的移动通信***基本上是蜂窝移动通信***。蜂窝移动通信***经历了几代发展，第一代是采用频分多址(FDMA)的模拟蜂窝移动通信***，如美国的AMPS、英国的TACS***等；第二代基本上是采用时分多址(TDMA)的数字蜂窝移动通信***，如欧洲的GSM***等；码分多址(CDMA)蜂窝移动通信***具有频率规划简单，***容量大，抗多径干扰能力强等特点使其成为第三代蜂窝移动通信***的主要技术。

在地面，通信***信道的主要特征是多径传播。信号在传播过程中会遇到很多建筑物、树木以及起伏的地形，从而引起能量的吸收和穿透以及电波的反射、散射及绕射等，这样就使得移动通信的传播环境非常复杂。在移动通信环境中，到达移动台天线的信号不是从单一路径而来，而是多路径众多反射波合成的结果。CDMA***采用RAKE接收技术以克服移动信道多径衰落对信号的影响，并采用导频信道来估计多径信道参数以进行最大比合并。由于收发信机时钟频率的相对不稳定性以及收发信机相对运动引起的多普勒效应，使得接收机本地载波与接收到的信号载波频率间存在频率偏差，即使用信道估计得出的参数来进行最大比合并，接收机的性能也会随着频差的增大而下降。因此需要采用自动频率控制技术对这个未知的频差进行补偿，以保证接收机的正常工作。考虑到收发两端的固定频偏迭加在多径衰落信号的相位信息中，因此采用导频来得到多径信道估计值，并对其进行简单处理，就可以提取收发两端的频率偏差得到频率偏差的估计值，再使用该估计值调整本地振荡器频率，便可实现自动频率校正的功能。因此，频率偏差估计值越接近未知的频差，那么频率校正就越准确。

如图1所示带有自动频率校正接收机的示意图中，接收机包括混频器100A、100B，匹配滤波器110A、110B，降采样模块120A、120B，RAKE接收机130，信道估计与频率偏差估计单元140，环路滤波单元160，D/A转换器150，压控振荡器170以及移相单元190。接收信号y(t)分别进入混频器100A和100B，在混频器100A中与压控振荡器170产生的并经过移相单元190的本地振荡信号进行混频，在混频器100B中与压控振荡器170产生的本地振荡信号进行混频。混频器100A、100B的输出分别通过匹配滤波器110A、110B，并经降采样模块120A、120B后降至码片速率，降采样后的信号进入RAKE接收机130中进行处理，如PN解扩、积分和加权合并。信道估计与频率偏差估计单元140利用RAKE接收机130输出的有效径数据，进行信道估计并计算频率偏差估计值 将频率偏差估计值

乘以固定的系数K后经过环路滤波单元160滤波得到Δ w，消除了噪声干扰和其他频率成分。从环路滤波单元160输出的电压信号控制压控振荡器170的输出频率，从而完成自动频率校正过程。自动频率校正装置一般包括信道估计与频率偏差估计单元140，环路滤波单元160，D/A转换150和压控振荡器170。信道估计与频率偏差估计单元140主要完成信道参数的估计和瞬时频率偏差的估计，得到的频率偏差估计值送入环路滤波单元160中，由环路滤波单元160滤除频偏估计中的其他组合频率成分和其他干扰成分，以保证环路所要求的性能。环路滤波单元160的输出经过D/A转换150后，调整本地基准频率源压控振荡器170，使其逐步逼近实际的载波频率。

美国专利US5764687A“Mobile Demodulator Architecture for a SpreadSpectrum Multiple Access Communication System”中提出了一种自动频率校正方法，它是对每一径采用叉积方法求取频率偏差，然后进行迭加得到总的频差。

在该方法中，由于发送的已知信息导频带有信道的信息，所以用导频来表示信道估计值，该导频是RAKE接收机中所用的进行多径加权合并的导频，是经过PN解扩和积分后的信号，去掉了其他信道的干扰，并通过导频滤波器进行了符号间的平滑，使得导频符号间的波动较小。

假设某一时刻接收的导频为p(n)，p(n)看作是由I、Q两部分组成的复数，即p(n)＝p_I(n)+p_Q(n)，则它与上一时刻的导频的叉积为：

p(n)×p(n-1)＝p_I(n)p_Q(n-1)-p_I(n-1)p_Q(n)            (1)

叉积p(n)×p(n-1)是p(n-1)与p(n)的虚部相乘后所得积的虚部。叉积得到的是相位变化值。

设 $p(n-1)={A1}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δw}{T}_1},$ $p\left(n\right)={A2}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δw}{T}_2},$

那么 $p(n-1)\·\stackrel{-}{p}\stackrel{-}{\left(n\right)}=A1A2e^{\mathrm{j\Δw}(T_1-T_2)}={\mathrm{Ae}}^{\mathrm{j\ΔwT}}----\left(2\right)$

即  Im( p(n)·p(n-1))＝Asin(ΔwT)                      (3)

当ΔwT＜＜1时，(3)式可以表述为：

由公式(4)可以看出，叉积的结果和频率偏差估计值

成正比例的关系，这样就可以得到这一径的频率偏差。但当 变大时，会超越线性区，那么上述关系不再成立。由此可得到频率偏差估计单元的结构如图2所示，包括2个延迟单元、2个乘法器和1个加法器，I、Q两路信号分别经过延迟单元延迟后再与Q、I信号相乘，所得的乘积进行减法运算，即可获得

的值。但是该专利并没有考虑最终的频差给每一径所带来的干扰的影响。

在Journal of Southeast University，2002年2期的文章“A Novel AFC in the 3rdGeneration Mobile Communication System”中，介绍了一种计算频率偏差估计值的方法。

由于CDMA***中，导频信道的信号是一直发射的并已知的信号，因此假设包含导频信号的输入信号为s(t)，则多径信道的脉冲响应是：

$h\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{j{\mathrm{\θ}}_l}\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_1)$

于是接收端接收到的基带信号为：

$r\left(t\right)=[s\left(t\right)e^{\mathrm{j\Δwt}}{]}^{*}h\left(t\right)+n\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_1{e}^{j[{\mathrm{\θ}}_l+\mathrm{\Δw}(t-{\mathrm{\τ}}_1)]}s(t-{\mathrm{\τ}}_1)+n\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_l(t-{\mathrm{\τ}}_l)----\left(6\right)$

则

  _l＝θ_l+Δwt其中|τ_l-τ_k|＞1/B，l≠k，l.k＝1，2，......L，α_l是l径路径信号的接收幅度，θ_l是l径路径信号的接收相位，τ_l是l径路径信号的接收延时，L是多径的数目，Δw是传输频率和接收频率的偏差，n_l(t)是复高斯白噪声，其均值为0，方差是N₀。设α_l，φ_l是l径信号幅度和相位的估计值，则α_l，φ_l的极大似然函数表示为：

对式(8)求导，得到：

那么就可以得到第l径n时刻的信道估计值：

假定信道在T时间内保持不变，有

这样就可以得到这一径的频率偏差估计值：

在一些***中采用此种方法进行频率偏差估计，其信道估计单元和频率偏差估计单元的结构示意图如图3所示。信道估计单元包括一组延迟单元341、一组乘法器342、一组低通滤波器343和比较选择器344，延迟单元341、乘法器342和低通滤波器343的个数相同，且依次相连，接收的基带信号r(k)经过延迟单元341后进行PN解扩，解扩后信号经过低通滤波器343输出到比较选择器344中，选择出多径中最强径的信道估计值，然后进入频率偏差估计单元中，频率偏差估计单元包括延迟单元346、乘法器和反正切单元345。在频率偏差估计单元中，最强径信道估计值与经过延迟单元346的最强径信道估计值的倒数相乘，乘积经过反正切单元345后得到频率偏差估计值，这个由最强径得到的频率偏差估计值即作为所有径的频偏估计值。但这样做会给其他径带来很大的偏差，从而给***引入更大的误差。由于信道估计信号是基带信号经过PN解扩后再通过低通滤波器343得到的，因此如果选择的低通滤波器343的频宽不合适，那么得到的信号码片间会有较大的波动，而且还残留有其他信道的干扰，这样得到的信道估计值本身会含有较大的误差，导致环路整体性能下降，并降低通信***的质量。

在现有的自动频率校正装置中，环路滤波单元160一般采用固定的步长K，这样会使得环路调节的收敛速度大为减慢或使得收敛后的频偏抖动误差较大，因为在频偏很大的情形下，采用较小的步长会导致较长的收敛时间；而当压控振荡器的输出接近载波频率时，频偏抖动误差由步长决定，步长越小，抖动误差越小。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提出一种码分多址***的自动频率校正方法和装置，解决了现有技术中频率偏差估计值计算误差大、环路收敛速度和频偏抖动误差产生矛盾的问题。

本发明所述码分多址***的自动频率校正方法，包括以下步骤：

一、按有效径分离匹配滤波器输出的接收信号，并对每一径信号进行伪随机码解扩；

二、将解扩信号进行积分，提取导频信号，获得信道估计值；

三、平滑信道估计值；

四、根据平滑后的信道估计值计算每一径的频率偏差估计值；

五、根据有效径的加权计算所有有效径频率偏差估计值；

六、利用步骤五所得到的频率偏差值估计值产生环路滤波系数；

七、进行环路滤波，控制压控振荡器的输出频率。

本发明所述码分多址***的自动频率校正装置，包括依次相连的信道估计单元、频率偏差估计单元、环路滤波单元、D/A转换器和压控振荡器，所述信道估计单元将接收到的信号经过伪随机码解扩和积分后获得信道估计值，输出给所述频率偏差估计单元进行频率偏差估计，获得的频率偏差估计值输出给所述环路滤波单元，再经过所述D/A转换器，输出信号控制所述压控振荡器的输出频率，其特征在于，

所述信道估计单元包括M个延迟单元、M个乘法器、M个迭加单元和M个导频滤波器，信号经过所述M个延迟单元得到对准的M径信号，与伪随机码的复共轭信号相乘，再在所述M个迭加单元中迭加，得到导频信号，最后经过所述导通滤波器的平滑，得到M个径的信道估计值；

所述频率偏差估计单元包括M个延时存储单元、M个乘法器、M个反正切单元和1个频偏多径合并单元，M个径的信道估计值进入所述M个延时存储单元中存储，与当前信道估计值在所述乘法器和反正切单元中计算，获得M个径的频率偏差，再在所述频偏多径合并单元中进行加权合并，最终获得所有径的频率偏差估计值；

所述环路滤波单元包括门限比较单元、乘法器和滤波单元；所述频率偏差估计单元的输出进入所述门限比较单元中，用于计算当前所需的环路滤波系数，并将得到的环路滤波系数和频率偏差估计值在所述乘法器中相乘，然后通过所述滤波单元进行滤波，输出给所述D/A转换器。

本发明针对移动通信***中多径信号的情况，采用经过PN解扩、积分的导频信号作为信道估计值，经过平滑处理和简单计算，得到满足最大似然准则的每一径频率偏差估计值，再采用满足最小均方差准则进行多径的频率误差合并，使每径的误差达到最小。同时根据环境的不同情况改变环路滤波器步长，适应不同的要求，从而可以快速有效的实现自动频率校正。本发明所述方法计算简单，校正速度快，很好的满足了CDMA终端对自动频率校正性能的要求。另外，还能对多普勒造成的频移进行跟踪并进行校正，并且可以和RAKE接收机配合使用，直接利用RAKE接收机的信道估计值，减少了硬件的要求。

附图说明

图1是一般的带有自动频率校正的接收机的示意图。

图2是现有的一种频率偏差估计单元的示意图。

图3是现有的一种信道估计和频率偏差估计单元的示意图。

图4是本发明自动频率校正装置中信道估计单元410和频率偏差估计单元420的示意图。

图5是图4的频率偏差估计单元420中多径合并单元423的示意图。

图6是本发明自动频率校正装置中环路滤波单元600的示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步的详细说明。

图1至图3是现有的自动频率校正***以及频率偏差估计单元的情况，已在背景技术中作了详细说明，此处不再赘述。

本发明综合现有技术的优点，采用RAKE接收机中用于多径加权合并的导频进行信道估计，即接收的基带信号经过PN解扩后再进行积分，去掉其他信道的干扰，消除其他信道对信道估计的影响，再进行符号间平滑，使得导频符号间波动较小，然后采用反正切方法对每一径进行信道估计，并考虑多径的影响，将多径进行合并。多径合并采用最小均方差准则，使得最终得到的总的频率偏差估计值给各个径带来的误差最小，从而在最大程度上减小误差，并根据得到的频差按照不同的情况改变环路滤波器步长，适应不同的要求，保证环路的优良性能。

下面先介绍一下本发明的基本原理。

在获得了每一径的信道估计值后，根据公式(12)，可以得到单径的频率偏差估计值：

式中T_s是导频的符号周期。

若考虑所有有效多径的影响，则需要把多径进行合并，合并方法满足最小均方差准则。

假设某一时刻最后得到的频差为 第1径得到频差为

导频的幅度是β_l，为使

最小，对其求导

得到：

其中β_l＝|c_l(n)|                                            (16)

在环路滤波单元中，设 为第n时刻的频率偏差估计值，所采用的环路滤波器的步长为δ_n，则第n个输出时的步长由下式决定：

即当频率偏差估计值的绝对值大于所设定的门限时，采用较大的步长-以缩短跟踪时间(频率调节阶段)；当频率偏差估计值的绝对值小于所设定的门限时，采用较小的步长k₂以提高自动频率校正的精度(频率锁定阶段)。另外，还可以设置多个门限进行更精确的控制。门限的选择可以根据不同的信道情况进行选择，如果信道条件很差，可以选择稍大的门限，以免环路滤波器的步长一直发生变化，如果信道条件很好，可以选择较小的门限，从而可以更快速地达到稳定。

环路滤波单元的输出经过D/A转换后，用于控制压控振荡器的输出频率，使之逐渐逼近接收信号的载波频率值。

图4是本发明自动频率校正装置中信道估计单元410和频率偏差估计单元420的示意图。信道估计单元410包括延迟单元411、乘法单元412、迭加单元413和导频滤波器414；频率偏差估计单元420包括延时存储单元421，乘法单元、反正切单元422以及频偏多径合并单元423。接收的信号通过不同的延迟单元411得到RAKE接收机的多个分支(M)。RAKE接收机的分支数M不一定与实际的路径数L一样，如果L＜M，就关闭M-L个分支；如果L＞M，就对所有L个路径中的前M个最强径的信号解调，忽略剩下的L-M个径。

在本发明的一个实施例中，假设M＝3，经过匹配滤波器和降采样的信号r(k)，经过不同的延时单元411A、411B、411C，得到对准的三径信号。每一径信号都与PN码的复共扼在乘法器412A、412B、412C中相乘，进行解扩，然后解扩信号在一定长度N内进行迭加，得到导频信号，这样做的目的在于消除其他信道对导频信道的干扰，迭加的长度N应当尽可能的长，以保证进行信道估计导频的准确度，同时迭加长度N应该保证在此长度区间内信道的参数不发生变化，在本实施例中选择的迭加长度为N＝64。为了平滑导频的符号和符号间的输出，采用导频滤波器414A、414B、414C进行平滑，导频滤波器是一个低通滤波器，它可以是无限冲激响应(IIR)滤波器或者是有限冲激响应(FIR)滤波器，其作用在于减弱导频符号和符号间的变化，对导频进行平滑，在本实施例中选择的是一阶IIR滤波器。导频滤波器414A、414B、414C的输出就是最终的信道估计值。这些信道估计值在延时存储单元421A、421B、421C中存储，分别在乘法器和反正切单元422A、422B、422C中与当前的信道估计值按照公式(13)进行计算，得到每一径的瞬时频差估计值，然后每一径的频差在频偏多径合并单元423中进行加权合并，这样就可以得到最终的输出频差估计值

频偏多径合并单元423的示意图如图5所示，包括M个加权单元4231和一个加法器4232。在本发明的实施例中，M＝3，三径的频差分别在加权单元4231A、4231、4231C中进行加权，其中β_l，l＝1…L根据公式(16)确定，而 $\mathrm{\β}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_l.$ 权值的选择满足最小均方差准则，使得最终获得的频差和每一径偏差的误差最小化，从而减少给***带来的误差，提高***的整体性能。加权的结果在加法器4232中迭加，最后得到频偏估计值

本发明中可变步长环路滤波单元600如图6所示，包括门限比较单元610，乘法器620和滤波单元630。在本发明的实施例中，上述得到的频偏估计值

进入门限比较单元610，按照公式(17)进行门限控制，根据门限大小确定不同的步长，得到的步长和频偏估计值 在乘法器620中相乘，从而加快滤波环路的收敛速度并保证收敛后具有较小的频偏抖动误差，然后通过滤波单元630进行滤波，得到Δ w，输出给D/A转换器以控制压控振荡器的输出频率。

本发明已经在cdma_20001x前向链路仿真中实现，经过仿真，证实能够有效的纠正传输载波和接收载波的频差，可以在0.1秒内达到稳定，而且还能在一定程度上跟踪多普勒频移，从而减少多普勒频移对***的影响，提高***的整体性能。显而易见，本发明还可以用在采用导频的cdma_20001x反向链路的几个速率集中。另外，本发明还可以用在WCDMA***中。

Claims (6)

1、一种码分多址***的自动频率校正方法，其特征在于，包括以下步骤：

一、按有效径分离匹配滤波器输出的接收信号，并对每一径信号进行伪随机码解扩；

二、将解扩信号进行积分，提取导频信号，获得信道估计值；

三、平滑信道估计值；

四、根据平滑后的信道估计值计算每一径的频率偏差估计值；

五、根据有效径的加权计算所有有效径频率偏差估计值；

六、利用步骤五所得到的频率偏差值估计值产生环路滤波系数；

七、进行环路滤波，控制压控振荡器的输出频率。

2、根据权利要求1所述的自动频率校正方法，其特征在于，所述步骤四计算每一径的频率偏差估计值的计算公式是

其中， 是l径的频率偏差估计值，c_l(n)是第l径n时刻的信道估计值，c_l(n-1)是第l径(n-1)时刻的信道估计值，T_s是导频的符号周期。

3、根据权利要求1或2所述的自动频率校正方法，其特征在于，所述步骤五所有有效径频率偏差估计值的计算公式是

β_l＝|c_l(n)|，

其中，

是n时刻所有有效径的频率偏差估计值，β_l是第l径的导频幅度，

是步骤四计算所得的l径的频率偏差估计值，c_l(n)是第l径n时刻的信道估计值，L是多径的数目。

4、根据权利要求3所述的自动频率校正方法，其特征在于，所述步骤六进一步包括，判断当前时刻的频率偏差估计值的绝对值是否大于设定的门限值，若大于门限值，则采用较大的环路滤波系数k₁；若小于门限值，则采用较小的环路滤波系数k₂。

5、一种码分多址***的自动频率校正装置，包括依次相连的信道估计单元(410)、频率偏差估计单元(420)、环路滤波单元(600)、D/A转换器和压控振荡器，所述信道估计单元(410)将接收到的信号经过伪随机码解扩和积分后获得信道估计值，输出给所述频率偏差估计单元(420)进行频率偏差估计，获得的频率偏差估计值输出给所述环路滤波单元(600)，再经过所述D/A转换器，输出信号控制所述压控振荡器的输出频率，其特征在于，

所述信道估计单元(410)包括M个延迟单元(411)、M个乘法器(412)、M个迭加单元(413)和M个导频滤波器(414)，信号经过所述M个延迟单元(411)得到对准的M径信号，与伪随机码的复共轭信号相乘，再在所述M个迭加单元(413)中迭加，得到导频信号，最后经过所述导通滤波器(414)的平滑，得到M个径的信道估计值；

所述频率偏差估计单元(420)包括M个延时存储单元(421)、M个乘法器、M个反正切单元(422)和1个频偏多径合并单元(423)，M个径的信道估计值进入所述M个延时存储单元(421)中存储，与当前信道估计值在所述乘法器和反正切单元(422)中计算，获得M个径的频率偏差，再在所述频偏多径合并单元(423)中进行加权合并，最终获得所有径的频率偏差估计值。

6、根据权利要求5所述的自动频率校正装置，其特征在于，所述环路滤波单元(600)包括门限比较单元(610)、乘法器(620)和滤波单元(630)；所述频率偏差估计单元(420)的输出进入所述门限比较单元(610)中，用于计算当前所需的环路滤波系数，并将得到的环路滤波系数和频率偏差估计值在所述乘法器(620)中相乘，然后通过所述滤波单元(630)进行滤波，输出给所述D/A转换器。

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