CN1395359A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

开关电源装置包括与一对交流电源端子1、2连接的整流电路4、第1和第2电感线圈L1及L2、具有初级、次级、3次、4次绕组N1、N2、N3、N4的变压器5、主开关Q1、辅助开关Q2和软性开关用的电容器Cq1。第1和第2电感线圈L1、L2相互电磁耦合，有利于功率因数改善和波形改善。辅助开关Q2有利于形成软性开关用的电容器Cq1的放电电路。使软性开关用的电容器Cq1在主开关Q1的导通控制之前放电时，可以接地开关损失。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及可以进行功率因数改善和波形改善的开关电源装置。
背景技术
利用由与交流电源连接的二极管整流电路和与该整流电路连接的平滑电容器构成的整流平滑电路进行交直流变换。但是，平滑电容器的充电电流仅在正弦波交流电压的峰值区域流过。因此，二极管整流电路的交流输入端子的功率因数和输入电流的波形很差。另外，仅用二极管整流电路不能进行直流电压的调整。
特开平8-154379号公报公开了克服上述整流平滑电路的缺点的开关电源装置。它所公开的开关整流装置具有整流电路、平滑电容器、DC-DC变换电路和功率因数改善用的电感器即电抗线圈。在DC-DC变换电路的开关成为导通状态时，电感器通过开关连接在整流电路对的输出端子之间，电流流过该电感器。流过电感器的电流的振幅随交流电压的振幅的变化而变化，所以，可以改善功率因数和交流输入电流的波形。
然而，对具有功率因数改善和波形改善功能的开关电源装置要求降低电力损失，即要求提高效率。
发明内容
因此，本发明的目的旨在提供可以利用比较简单的结构实现功率因数改善、波形改善和提高效率的开关电源装置。
下面，参照表示实施例的附图的符号说明解决上述问题而达到上述目的的本发明。
本发明的将从交流电源供给的交流电压变换为直流电压的开关电源装置是用于将从交流电源供给的交流电压变换为直流电压的开关电源装置，其特征在于：包括用于供给交流电压的第1和第2交流输入端子(1、2)、与上述第1和第2交流输入端子(1、2)连接的并且具有第1、第2和第3整流输出导体(43、44、45)而上述第1和第2整流输出导体(43、44)实际上输出同一电压的整流电路(4或4a)、具有主绕组(N1)的变压器(5)、连接在上述主绕组(N1)的一端与上述第3整流输出导体(45)之间的之间的平滑电容器(C1)、连接在上述主绕组(N1)的另一端与上述笫3整流输出导体(45)之间的主开关(Q1)、为了得到直流输出电压而与上述变压器(5)连接的整流平滑电路(6)、与上述主开关(Q1)并联连接的电容器或由寄生电容构成的软性开关用电容元件(Cq1)、与上述主绕组(N1)电磁耦合的并且其一端与上述主绕组(N1)的一端和上述平滑电容器(C1)的一端连接的第1辅助线圈(N3)、与上述主绕组(N1)和上述第1辅助线圈(N3)电磁耦合的并且其一端与上述第1辅助线圈(N3)的另一端连接的第2辅助线圈(N4)、通过上述第1和第2辅助线圈(N3、N4)与上述主绕组(N1)和上述主开关(Q1)的串联电路并联连接的辅助开关(Q2)、连接在上述第2整流输出导体(44)与上述第1辅助线圈(N3)的另一端之间的第1电感线圈(L1)、连接在上述第1整流输出导体(43)与上述平滑电容器(C1)的一端之间的并且与上述第1电感线圈(L1)电磁耦合的笫2电感线圈(L2)和与上述主开关(Q1)和上述辅助开关(Q2)连接的并且具有第1功能和第2功能的控制电路(8)，第1功能是以比加到上述交流输入端子(1、2)上的交流电压的频率高的重复频率控制上述主开关(Q1)的通/断，第2功能是在上述主开关(Q1)的接通时为了使上述主开关(Q1)进行软性开关而在上述主开关(Q1)的导通控制的开始时刻(t2)之前的时刻(t1)开始进行上述辅助开关(Q2)的导通控制，在上述主开关(Q1)的导通结束时刻(t5)或该导通结束时刻(t5)之前的时刻(t4)结束上述辅助开关(Q2)的导通控制。
如方案2所示，上述整流电路(4)由具有与上述第1交流输入端子(1)连接的第1电极和与上述第1整流输出导体(43)连接的第2电极的第1二极管(D1)、具有与上述第3整流输出导体(45)连接的第1电极和与上述第1交流输入端子(1)连接的第2电极的第2二极管(D2)、具有与上述第2交流输入端子(2)连接的第1电极和与上述第1整流输出导体(43)连接的第2电极的第3二极管(D3)、具有与上述第3整流输出导体(45)连接的第1电极和与上述第2交流输入端子(2)连接的第2电极的第4二极管(D4)、具有与上述第1交流输入端子(1)连接的第1电极和与上述第2整流输出导体(44)连接的第2电极的第5二极管(D5)和具有与上述第2交流输入端子(2)连接的第1电极和与上述第2整流输出导体(44)连接的第2电极的第6二极管(D6)构成。
另外，如方案3所示，进而具有与上述第1电感线圈(L1)串联连接的笫1阻止反向电流用的二极管(D11)和与上述第2电感线圈(L2)串联连接的第2阻止反向电流用的二极管(D12)，上述整流电路(4a)由具有与上述第1交流输入端子(1)连接的第1电极和分别与上述第1整流输出导体(43)及第2整流输出导体(44)连接的第2电极的第1二极管(D1)、具有与上述第3整流输出导体(45)连接的第1电极和与上述交流输入端子(1)连接的第2电极的第2二极管(D2)、具有与上述第2交流输入端子(2)连接的第1电极和分别与上述第1整流输出导体(43)及上述第2整流输出导体(44)连接的第2电极的第3二极管(D3)和具有与上述第3整流输出导体(45)连接的第1电极和与上述第2交流输入端子(2)连接的第2电极的第4二极管(D4)构成。
另外，如方案4所示，进而具有为了阻止反向电流而与上述辅助开关(Q2)串联连接的辅助二极管(Da)。
另外，如方案5所示，进而具有与上述第2辅助线圈(N4)和上述辅助开关(Q2)的串联电路并联连接的并且具有用上述平滑电容器(C1)的电压进行反向偏置的方向性的辅助二极管(Db)。
另外，如方案6所示，进而具有连接在上述第2整流输出导体(44)与上述第3整流输出导体(45)之间的并且电容量比上述平滑电容器(C1)小的旁路电容器(C2)。
另外，如方案7所示，可以将第1和第2电感线圈(L1、L2)相互串联连接，可以将第1整流输出导体(43)通过第1和第2电感线圈(L1、L2)和第2反向电流阻止用的二极管(D12)与平滑电容器C1连接。
下面是发明的效果：
(1)应答主开关(Q1)的通/断，电流通过第1和笫2电感线圈(L1、L2)流通，这些电流的振幅与交流电压的振幅成正比。因此，可以实现开关电源装置的功率因数改善和波形改善。
(2)在辅助开关(Q2)成为导通状态时，电流流过第1和第2辅助线圈(N3、N4)。第1和第2辅助线圈(N3、N4)与主绕组(N1)电磁耦合，所以，在电流流过第1和第2辅助线圈(N3、N4)时，与主开关(Q1)并联连接的软性开关用的电容元件(Cq1)放电，从而主开关(Q1)的两端子间电压降低。在主开关(Q1)的电压降低的状态下，进行将该主开关(Q1)接通的控制时，就可以实现主开关(Q1)的软性开关或0电压开关(ZVS)，从而可以降低开关损失和噪音。
(3)主开关(Q1)用于功率因数改善和波形改善的电压通/断和DC-DC变换的电压的通/断控制。因此，可以实现能够获得功率因数改善和波形改善的开关电源装置的小型化个低成本化。
(4)用于使主开关(Q1)进行软性开关的第1和第2辅助线圈(N3、N4)可以与主绕组(N1)一起包含变压器(5)，所以，可以实现开关电源装置的小型化。
另外，按照方案4的发明，随主开关(Q1)的通/断而变化的高频电流不流过整流电路(4a)的第1～第4二极管(D1～D4)，所以，可以抑制第1～第4二极管(D1～D4)中的噪音发生。
另外，按照方案6的发明，可以使在第2辅助线圈(N4)的电感上积累的能量迅速地释放。
另外，如方案7所示，在将第1和第2电感线圈(L1、L2)串联连接时，可以实现如方案1的发明所示的那样将第1和第2电感线圈(L1、L2)并联连接时相同的功率因数改善。
附图的简单说明
图1是表示本发明实施例1的开关电源装置的电路图。
图2是详细表示图1的控制电路的框图。
图3是为了说明功率因数改善和波形改善而概略地表示图1和图7的各部分的电压和电流的波形图。
图4是为了说明软性开关而概略地表示图1的各部分的电压和电流的波形图。
图5是为了说明控制信号的形成而表示图2的各部分的状态的波形图。
图6是表示实施例2的开关电源装置的电路图。
图7是表示实施例3的开关电源装置的电路图。
图8是为了说明软性开关而概略地表示图7的各部分的电压和电流的波形图。
图9是表示实施例4的开关电源装置的电路图。
发明的具体实施方式
下面，参照图1～图9说明本发明的实施例1～实施例4。
实施例1.
图1所示的实施例1的开关电源装置由第1和第2交流输入端子1和2、噪音除去滤波器3、整流电路4、第1和第电感线圈L1和L2、平滑电容器C1、变压器5、主开关Q1、可以称为缓冲用或ZVS(零电压开关)用或共振用的软性开关用电容器Cq1、第1和第2并联二极管Dq1和Dq2、整流平滑电路6、软性开关辅助电路7和控制电路8构成。
第1和第2交流输入端子1、2与用于供给例如50Hz的正弦波交流电压Vac的商用交流电源连接。连接在第1和第2交流输入端子1、2与整流电路4之间的噪音除去滤波器3由多个电感和多个电容器组成的众所周知的电路构成，用于除去高频电流成分。
整流电路4由第1和第2交流输入导体41及42、第1、第2和第3整流输出导体43、44及45、分别具有第1和第2电极的第1、第2、第3、笫4、第5和第6二极管D1、D2、D3、D4、D5及D6构成。第1和第2交流输入导体41及42通过滤波器3与第1和第2交流输入端子1、2连接。第1二极管D1的第1电极即阳极与第1交流输入导体41连接，第1二极管D1的第2电极(阴极)与第1整流输出导体43连接。第2二极管D2的第2电极即阴极与第1交流输入导体41连接，第2二极管D2的第1电极(阳极)与第3整流输出导体45连接。第3二极管D3的第1电极(阳极)与第2交流输入导体42连接，第3二极管D3的第2电极(阴极)与第1整流输出导体43连接。第4二极管D4的第2电极(阴极)与第2交流输入导体42连接，第4二极管D4的第1电极(阳极)与第3整流输出导体45连接。第5二极管D5的第1电极(阳极)与第1交流输入导体41连接，笫5二极管D5的第2电极(阴极)与第2整流输出导体44连接。第6二极管D6的第1电极(阳极)与第2交流输入导体42连接，第6二极管的第2电极(阴极)与第2整流输出导体44连接。在以下的说明中，有时也把第3整流输出导体45称为接地侧整流输出导体或共同整流输出导体。
变压器5具有磁心9、作为主绕组的初级绕组N1、作为输出绕组的次级绕组N2、作为第1辅助线圈的3次绕组N3和作为第2辅助线圈的4次绕组N4。初级绕组N1、次级绕组N2、3次绕组N3和4次绕组N4绕在磁心9上，相互进行电磁耦合。初级绕组N1、次级绕组N2、3次绕组N3和4次绕组N4的极性设定用黑点表示。初级绕组N1和次级绕组N2具有相互相反的极性。在本实施例中，设定3次绕组N3的匝数小于初级绕组N1的匝数，另外，设定4次绕组N4的匝数等于或小于3次绕组N3的匝数。
由电解电容器构成的平滑电容器C1的一端通过第2电感线圈L2与第1整流输出导体43连接，该电容器C1的另一端与第3整流输出导体45连接。另外，平滑电容器C1与初级绕组N1和主开关Q1的串联电路并联连接。
由绝缘栅场效应晶体管构成的主开关Q1通过初级绕组N1与平滑电容器C1并联连接。另外，主开关Q1通过第1电感线圈L1、3次绕组N3和初级绕组N1连接在第2和第3整流输出端子44、45之间。
作为软性开关用电容元件的软性开关用电容器Cq1与主开关Q1并联连接，具有远远比平滑电容器C1小的电容量。该软性开关用电容器Cq1也可以是主开关Q1的2个主电极即漏极—源极间的寄生电容。
具有主开关Q1的保护功能的第1并联二极管Dq1与主开关Q1反向并联连接。该第1并联二极管Dq1也可以是主开关Q1的体二极管即内藏二极管。
与变压器5的次级绕组N2连接的整流平滑电路6由整流二极管Do和平滑电容器Co构成。电容器Co通过二极管Do与次级绕组N2并联连接。二极管Do具有在开关Q1导通时截止而在主开关Q1截止时导通的方向性。在与输出平滑电容器Co连接的一对输出端子11、12间得到直流输出电压，并供给负载18。
软性开关辅助电路7也可以称为共振辅助电路，由具有作为上述变压器5的第1和第2辅助线圈的电感的3次和4次绕组N3及N4、辅助开关Q2、笫1和第2辅助二极管Da及Db和第2并联二极管Dq2构成。与辅助开关Q2并联连接的笫2并联二极管Dq2也可以是由场效应晶体管构成的辅助开关Q2的体二极管或内藏二极管。
3次绕组N3和4次绕组N4的极性，设定为利用从平滑电容器C1供给3次绕组N3和4次绕组N4的电流可以使初级绕组N1中发生可使软性开关用电容器Cq1放电的电压。在利用具有电感的3次绕组N3和4次绕组N4不能得到所需要的全部电感时，可以使个别的电感与4次绕组N4串联连接。
用3次绕组N3、4次绕组N4、辅助二极管Da和辅助开关Q2构成的软性开关用串联电路与初级绕组N1和主开关Q1的串联电路并联连接，同时，与平滑电容器C1也并联连接。即，3次绕组N3的一端与初级绕组N1的一端连接，3次绕组N3的另一端通过4次绕组N4、第1辅助二极管Da和辅助开关Q2与主开关Q1的源极连接。另外，图中虽然未示出，但是，辅助开关Q2在其漏极—源极间具有寄生电容。第1辅助二极管Da具有用平滑电容器C1的电压进行顺向偏置的方向性。第2辅助二极管Db与4次绕组N4、第1辅助二极管Da和辅助开关Q2的串联电路并联连接。第2辅助二极管Db和第2并联二极管Dq2具有用平滑电容器C1的电压进行反向偏置的方向性。
起电感器作用的第1和笫2电感线圈L1、L2是为了功率因数改善和波形改善而设置的。第1和第2电感线圈L1、L2绕在磁心17上，相互电磁耦合，如用黑点所示的那样，设定为相同极性。第1电感线圈L1的一端与第2整流输出导体44连接，另一端与3次绕组N3和4次绕组N4的相互连接点10连接。
第2电感线圈L2的一端与第1整流导体43连接，另一端与平滑电容器C1连接。
开关控制电路8为了检测输出电压Vo利用导体13、14与直流输出端子11、12连接，并且，利用导体15与主开关Q1的控制端子连接，并利用导体16与辅助开关Q2的控制端子连接。控制电路8与2个开关Q1、Q2的源极间也电气连接，但是，图示省略了。控制电路8形成用于进行控制主开关Q1的通/断的第1控制信号Vg1和用于控制辅助开关Q2的通/断的第2控制信号Vg2。
图1的控制电路8如图2所示，由电压检测电路21、误差放大器22、基准电压源23、锯齿波发生器24、第1比较器25、电平设定电路26、第2比较器27、第1前沿检测电路28、后沿检测电路29、第2前沿检测电路30、第1和第2RS触发电路31及32构成。电压检测电路21通过导体13、14与图1的输出端子11、12连接，将输出电压Vo的检测值向误差放大器22传送。误差放大器22将与上述检测值和基准电压源23的基准电压止差相当的误差电压Vr1向第1比较器25传送。可以使用众所周知的光电耦合器，将误差放大器22的输出向比较器25和电平设定电路26传送。另外，也可以使用光电耦合器使电压检测电路21与误差放大器22耦合。锯齿波发生器24发生远远比第1和第2交流输入端子1、2间的交流电压的频率高的例如20kHz的锯齿波电压Vt，如图5(A)所示。笫1比较器25将误差电压Vr1与锯齿波发生器24的锯齿波电压Vt进行比较，如图5(A)所示，发生图5(B)的方波输出电压V25。电平设定电路26用电阻R1、R2将误差放大器22的输出电压分割，输出电平比误差放大器22的输出电压略低的电压Vr2。第2比较器27将锯齿波发生器24的锯齿波电压Vt与电平设定电路26的输出电压Vr2进行比较，如图5(A)所示，发生由图5(C)所示的方波脉冲构成的输出电压V27。
第1前沿检测电路28应答图5(B)所示的第1比较器25的输出电压V25的脉冲的前沿即上升边，输出图5(D)的t2时刻所示的第1触发脉冲P1。后沿检测电路29应答图5(B)所示的第1比较器25的输出电压V25的脉冲的后沿即下降边，输出图5(E)的t5时刻所示的第2触发脉冲P2。第2前沿检测电路30应答图5(C)所示的第2比较器27的输出电压V27的脉冲的前沿，输出图5(F)的t1时刻所示的第3触发脉冲P3。第1RS触发电路31具有与第1前沿检测电路28连接的置位端子S和与后沿检测电路29连接的复位端子R，应答第1触发脉冲P1，成为置位状态，应答第2触发脉冲P2，成为复位状态，形成由图5(G)的t2～t5所示的脉冲构成的第1控制信号Vg1，利用导体15向图1的主开关Q1传送。第2RS触发电路32具有与第2前沿检测电路30连接的置位端子S和与后沿检测电路29连接的复位端子R，应答第3触发脉冲P3，成为置位状态，应答第2触发脉冲P2，成为复位状态，利用导体16将由图5(H)的t1～t5所示的脉冲构成的第2控制信号Vg2向辅助开关Q2传送。
如图4(B)所示，辅助开关Q2用的第2控制信号Vg2在主开关Q1的截止期间中的利用图4的t1时刻从低电平转换为高电平，开始进行辅助开关Q2的导通控制。如图4(A)所示，主开关Q1用的第1控制信号Vg1在比辅助开关Q2的导通控制开始时刻t1略迟的t2时刻从低电平转换为高电平，开始进行主开关Q1的导通控制。从辅助开关Q2的导通控制开始时刻t1到主开关Q1的导通控制开始时刻t2的时间幅度决定为可以降低主开关Q1的接通动作时的开关损失。
在本实施例中，辅助开关Q2的导通期间的结束时刻与主开关Q1的导通结束时刻在图4和图5中定为t5时间。但是，可以将辅助开关Q2的导通结束时刻变更为辅助开关Q2的电流Iq2成为零的图4的t4时刻与导通结束时刻t5之间的任意的时刻。即，辅助开关Q2的导通结束时刻最迟可以决定为主开关Q1的导通结束时刻t5。将辅助开关Q2的导通结束时刻变更为例如图4(B)中用虚线所示的t4时刻时，就如虚线所示的那样，将单稳态多谐振荡器(MMV)33与第2前沿检测电路30的输出端子连接，取代例如图2的触发电路32，用该MMV33形成例如图4的t1～t4的脉冲，并用导体16将这些脉冲向辅助开关Q2传送。
第1和第2交流输入端子1、2与交流电源连接，主开关Q1进行通/断动作时，平滑电容器C1充电到所希望的直流电压Vc1。下面，参照图3和图4说明平滑电容器C1充电到电压Vc1的正常状态的图1和图2的电路的动作。
图3是为了说明功率因数改善和波形改善而概略地表示图1的各部分的状态的图。在图3(D)所示的例如50Hz的正弦波交流电压Vac供给到笫1和第2交流输入端子1、2间的状态下，用图3(A)概略地所示的具有例如20kHz的重复频率的笫1控制信号Vg1进行主开关Q1的通/断控制时，图3(B)所示的整流电路4的输入电流Iin的振幅随交流电压Vac的振幅而变化。结果，图3(C)所示的交流输入电流Iac就近似于正弦波，从而功率因数和波形就得到了改善。由于第1电感线圈L1与3次绕组N3和4次绕组N4的相互连接点10连接，所以，第2整流输出导体4 4的电位不比由平滑电容器C1的电压Vc1供给的连接点10的电位高时，电流IL1不流过第1电感线圈L1。在图3中，在t1～t6期间和t8～t9期间，流过整流输入电流Iin和交流输入电流Iac。
下面，更显示地说明除了图1的辅助电路7的主电路部分的动作。在例如图3的t2～t3所示的主开关Q1的导通期间Ton，电流流过第2整流输出导体44、第1电感线圈L1、3次绕组N3、初级绕组N1和主开关Q1的路径。与此同时，电流也流过平滑电容器C1、初级绕组N1和主开关Q1的路径。在该导通期间Ton，在次级绕组N2中发生的电压具有将二极管Do反向偏置的方向性，所以，二极管Do保持非导通状态。结果，在该导通期间Ton，在变压器5上将积蓄起能量。另外，在作为电感器的第1电感线圈L1上也积蓄起能量。
在图3的t3～t5所示的截止期间Toff，主开关Q1截止时，第1电感线圈L1和变压器5将释放积蓄的能量，电流流过第2整流输出导体44、第1电感线圈L1、3次绕组N3和平滑电容器C1的路径，平滑电容器C1进行充电。另外，充电电流按照第1整流输出导体43、第2电感线圈L2和平滑电容器C1的路径流入平滑电容器C1。截止期间Toff内平滑电容器C1的充电电流随着时间的推移而减小。在图3中，表示的是平滑电容器C1的充电电流在整个截止期间Toff中流通，但是，也可以将第1和第2电感线圈L1、L2的电感值设定为在截止期间Toff中的例如t4时刻电流Iin成为零。在主开关Q1的截止期间Toff中，根据变压器5的积蓄能量的释放，在次级绕组N2中感应起使整流平滑电路6的二极管Do导通的电压，从而电力通过二极管Do供给电容器Co和负载18。在图3的t5时刻，主开关Q1再次导通时，就重复与t2～t5期间相同的动作。
如果输出电压Vo高于基准值，主开关Q1的导通期间Ton就缩短，使输出电压Vo返回到基准值。相反，如果输出电压Vo低于基准电压，主开关Q1的导通期间Ton就延长，使输出电压Vo返回到基准值。
下面，参照图4说明基于辅助电路7的主开关Q1的软性开关动作。
(t1以前)
图4表示图3的t1～t6期间内的一部分。在图4的t1之前的期间，主开关Q1和辅助开关Q2都截止，发生和图3的t3～t5期间相同的动作，二极管Do的电流Ido如图4(M)所示的那样流动，主开关Q1的电压Vq1和辅助开关Q2的电压Vq2如图4(C)、(E)所示的那样保持为高电平。
(t1～t2期间)
辅助开关Q2在图4的t1时刻控制为导通时，软性开关用电容器Cq1的放电电流Icq1如图4(G)所示的那样流过由软性恳用电容器Cq1、初级绕组N1、3次绕组N3、4次绕组N4、辅助二极管Da个辅助开关Q2构成的第1路径和由软性开关用电容器Cq1、初级绕组N1和平滑电容器C1构成的第2路径，主开关Q1的电压Vq1如图4(C)所示的那样逐渐地降低，在t2时刻实际上成为零。与辅助开关Q2串联连接的3次绕组N3和4次绕组N4具有电感，所以，软性开关用电容器Cq1的放电电流Icq1根据电容器Cq1的电容和3次绕组N3及4次绕组N4的电感的共振动作而流动，其绝对值从t1开始逐渐地增大。图4(F)所示的辅助开关Q2的电流Iq2和电容器Cq1的电流Icq1一样逐渐地增大。因此，辅助开关Q2在t1时刻进行零电流开关，从而辅助开关Q2的接通时的开关损失减小。另外，在t1～t2期间，在3次绕组N3和4次绕组N4上流过图4(F)损失的电流Iq2时，在次级绕组N2中发生使输出整流二极管Do反向偏置的电压，所以，该二极管Do转换为非导通状态，如图4(M)所示，二极管Do的电流Ido成为零。
在图4的t1～t2期间，图4(H)损失的电流IL1多少也流过由第2整流输出导体44、第1电感线圈L1、4次绕组N4、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2和第3整流输出导体45构成的路径，并且，图4(I)损失的电流IL2多少也流过由第1整流输出导体43、第2电感线圈L2、平滑电容器C1和第3整流输出导体45构成的路径。
(t2～t3期间)
在t2时刻，软性开关用电容器Cq1的放电结束时，通过初级绕组N1、3次绕组N3和4次绕组N4的电感积蓄的能量的释放，图4(D)所示的电流Iq1流过3次绕组N3、4次绕组N4、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2、第1并联二极管Dq1和初级绕组N1的路径。图4(D)的电流Iq1表示主开关Q1的漏极—源极间的电流与并联二极管Dq1的电流止和。这里为了简化说明，将电流Iq1称为主开关Q1的电流。另外，在t2～t3期间，根据4次绕组N4的电感的积蓄能量的释放，图4(L)所示的电流Idb也流过由4次绕组N4、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2和第2辅助二极管Db构成的路径。第2辅助开关Q2的电流Iq2如图4(F)所示的那样从t2时刻开始逐渐地降低。结果，流过第1并联二极管Dq1的电流即主开关Q1的电流Iq1在t3时刻成为零。第1并联二极管Dq1在图4的t2～t3期间为导通状态，所以，主开关Q1的电压Vq1在t2～t3期间基本上保持为零。因此，在t2～t3期间，如果对主开关Q1进行导通控制，就可以实现主开关Q1的ZVS。在图4(A)中，为了容易说明，主开关Q1的控制信号Vg1在t2时刻从低电平转换为高电平。但是，如果考虑主开关Q1的接通控制的偏差，最好在t2～t3‘千斤顶中间开始进行主开关Q1的导通控制。
但是，即使主开关Q1的导通控制开始时刻是在电压Vq1成为零的t2之前，只要是在该电压Vg1从t1时刻开始降低之后，也可以得到该电压Vg1降低的部分带来的开关损失的降低效果。另外，即使主开关Q1的导通控制开始时刻是在t3少许之后，也可以得到开关损失降低的效果。即，由于在t3主开关Q1未导通，即使共振用电容器Cq1的充电开始，如果该电容器Cq1的电压是在比t1以前的主开关Q1的截止期间的电压Vq1低的范围内，就可以降低该低的部分的开关损失。因此，可以进行主开关Q1的导通控制开始的时刻就是在将辅助开关Q2进行了导通控制的时刻t1之后并且是在主开关Q1的电压Vq1低于t1以前所示的截止期间中主开关Q1的电压Vq1的期间内的任意的时刻。
图4表示了图3的t1～t6期间内的状态，所以，在图4的t2时刻第1并联二极管Dq1成为导通状态时，连接点10的电位降低，通过第1电感线圈L1的电流IL1如图4(H)所示的那样逐渐地开始增大。该电流IL1流过第2整流输出导体44、第1电感线圈L1、4次绕组N4、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2和第3整流输出导体45的路径。在t2～t3期间，第2电感线圈L2的电流IL2从t1～t2期间延续下来而逐渐地降低，并在t3时刻成为零。
(t3～t4期间)
在t3时刻，不能维持第1并联二极管Dq1的导通状态时，主开关Q1的电流Iq1成为零，然后，主开关Q1的电流Iq1向正方向流动。即，在t3～t4期间，图4(D)所示的主开关Q1的电流Iq1流过由第1交流输入端子1、滤波器3、第5二极管D5、笫1电感线圈L1、3次绕组N3、初级绕组N1、主开关Q1、第4二极管D4、滤波器3和笫2交流输入端子2构成的第1路径和由平滑电容器C1、初级绕组N1和主开关Q1构成的第2路径。
在本实施例中，4次绕组N4的继续能量的释放在t3时刻不结束而在t4时刻结束。因此，在t3～t4期间中，图4(F)所示的电流Iq2流过4次绕组N4、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2、平滑电容器C1、3次绕组N3的路径。
如图4的t3～t4和t4～t5所示，主开关Q1的电流Iq1向正方向流动时，在变压器5的次级绕组N2中就发生将二极管Do进行反向偏置的电压，于是，二极管Do的电流Ido就如图4(M)所示的那样保持为零。
(t4～t5期间)
在t4～t5期间，如图4(F)所示，辅助开关Q2的电流Iq2保持为零，如图4(D)所示的那样流过主开关Q1的电流Iq1。在t4～t5期间，和t3～t4期间一样，流过由笫1交流输入端子1、滤波器3、第5二极管D5、第1电感线圈L1、3次绕组N3、初级绕组N1、主开关Q1、第4二极管D4、滤波器3和第2交流输入端子2构成的第1路径的电流和由平滑电容器C1、初级绕组N1和主开关Q1构成的第2路径的电流。上述第1路径的电流与图4(H)所示的第1电感线圈L1的电流IL1相等。上述第2路径的电流与图4(K)的t4～t5期间所示的平滑电容器C1的电流Ic1相等。主开关Q1的电流Iq1是上述第1路径的电流与上述第2路径的电流止和。在t4～t5期间，在与第1电感线圈L1电磁耦合的第2电感线圈L2中发生将第1和第2二极管D1、D3进行反向偏置的电压，所以，电流流过笫2电感线圈L2。
在图4的t4～t5期间，如图4(E)所示，辅助开关Q2的电压Vq2为零，并且，如图4(F)所示，辅助开关Q2的电流Iq2为零。因此，在图4的t4～t5期间内的任意的时刻对辅助开关Q2进行截止控制时，可以实现ZVS和零电流开关(ZCS)。在本实施例中，辅助开关Q2的导通控制的结束时刻采用与主开关Q1的导通控制的结束时刻相同的t5时刻。因此，满足辅助开关Q2的ZVS和ZCS的条件，于是，辅助开关Q2的截止时的开关损失很小。如前所述，只要是在图4的t4～t5期间内，就可以实现辅助开关Q2的ZVS和ZCS，所以，如在图4(B)中用虚线所示的那样，可以使辅助开关Q2的截止时刻移动到t4或t4～t5间的任意的时刻。
(t5～t6期间)
在t5时刻，对主开关Q1进行截止控制时，主开关Q1的电流Iq1就如图4(D)所示的那样成为零，并且如图4(G)所示，电流Icq1流入软性开关用电容器Cq1，对该软性开关用电容器Cq1进行充电，主开关Q1的电压Vq1如图4(C)所示的那样倾斜地逐渐地升高。因此，主开关Q1以ZVS截止。软性开关用电容器Cq1的充电电流流过整流电路4、第1电感线圈L1、3次绕组N3、初级绕组N1和软性开关用电容器Cq1的路径和平滑电容器C1、初级绕组N1和软性开关用电容器Cq1的路径。
在t5时刻，主开关Q1和辅助开关Q2都截止，然后，软性开关用电容器Cq1的电压逐渐地升高时，加到初级绕组N1上的电压根据平滑电容器C1逐渐地降低，在t6时刻成为零。
(t6～t7期间)
在t6时刻，主开关Q1完全成为截止状态时，变压器5继续的能量开始释放，在次级绕组N2上发生将二极管Do顺向偏置的电压，二极管Do的电流Ido如图4(M)所示的那样开始流过。3次绕组N3与次级绕组N2电磁耦合，所以，在主开关Q1的截止期间，在3次绕组N3上发生具有在图1中从上向下的极性的电压。因此，在主开关Q1截止时，连接点10的电位比平滑电容器C1的电压高出3次绕组N3的电压。结果，第1电感线圈L1的电流IL1从t6时刻开始减小。第2电感线圈L2与第1电感线圈L1电磁耦合，所以，在主开关Q1截止的期间，伴随连接点10的电位的上升，在第2电感线圈L2中发生将第1和第3二极管D1、D3顺向偏置的电压，从t6时刻开始，第2电感线圈L2的电流IL2如图4(I)所示的那样开始流过。
流过整流电路4、第1电感线圈L1、3次绕组N3和平滑电容器C1的路径的图4(H)的电流IL1随着第1电感线圈L1的积蓄能量的释放而逐渐地降低，在t7时刻成为零。流过整流电路4、第2电感线圈L2和平滑电容器C1的路径的第2电感线圈L2的电流IL2如图4(I)所示的那样在t7时刻之前逐渐地增大，然后，逐渐地降低。第1和第2电感线圈L1、L2的电流IL1、IL1止和等于图4(K)所示的平滑电容器C1的电流Ic1。
(t7～t8期间)
在t7～t8期间，发生与t1之前的期间相同的动作。即，在t7～t8期间，随着第2电感线圈L2的积蓄能量的释放，流过电流IL2。该电流IL2流过整流电路4、第2电感线圈L2和平滑电容器C1的路径。
在t8时刻，再次进行辅助开关Q2的导通控制时，就重复发生与t1～t8期间相同的动作。
按照本实施例，控制得到以下的效果。即
(1)不论在主开关Q1的接通时或截止时，都成为ZVS，所以，可以降低主开关Q1的开关损失，从而可以提高开关电源装置的效率。
(2)辅助开关Q2在接通时进行厉害电流开关(ZCS)，在截止时为ZVS和ZCS。结果，可以抑制辅助开关Q2的开关损失和降低噪音。
(3)通过第1和第2电感线圈L1、L2的电流IL1、IL2的峰值随交流输入电压Vac的振幅而变化，所以，可以改善交流输入的功率因数和波形。该功率因数改善和波形改善，借助于由平滑电容器C1、变压器5、主开关Q1和整流平滑电路6构成的DC-DC变换电路的装置开关Q1进行。因此，利用简单的电路便可实现功率因数改善、波形改善和输出电压调整。
(4)用于降低主开关Q1的开关损失的辅助电路7的3次绕组N3和4次绕组N4在DC-DC变换器用的变压器5上一体地形成，所以，可以抑制开关电源装置的大型化和成本的提高。
(5)第1电感线圈L1与3次绕组N3和4次绕组N4的相互连接点10连接，所以，即使主开关Q1导通，在第2整流输出导体44的电位不高于连接点10的电位时，也不会流过第1电感线圈L1的电流IL1。因此，在图3的t0～t1、t6～t8、t9～t10期间，不流过第1电感线圈L1的电流IL1，对波形改善和功率因数改善不利。但是，在电流不流过第1电感线圈L1的期间，也不发生电力损失。因此，在调整初级绕组N1、3次绕组N3和4次绕组N4的匝数来调整电流流过第1电感线圈L1的期间而可以实现所要求的波形改善和功率因数改善的范围内，可以提高效率。
实施例2.
下面，参照图6说明实施例2的开关电源装置。但是，在图6中，对于实际上与图1～图5相同的部分标以相同的符号，并省略其说明。
图6的开关电源装置设置了将图1的整流电路4变形后的整流电路4a、第1和第2阻止反向电流用的二极管D11和D12以及旁路电容器C2，其他部分和图1相同。图6的变形后的整流电路4a的第1～第4二极管D1～D4和图1一样进行连接。在图6中，第1和第2整流输出导体43、44都与第1和第3二极管D1、D3的阴极的相互连接点40连接。第1和第2阻止反向电流用的二极管D11、D12与第1和第2电感线圈L1、L2串联连接。如图6中用虚线所示的那样，可以将第1和第2阻止反向电流用的二极管D11、D12与第1和第2电感线圈L1、L2的输出端子侧连接。
旁路电容器C2连接在相互连接点40与第3整流输出导体45之间。因此，通过主开关Q1的通/断而发生的高频成分不会流入第1～第4二极管D1～D4，而流入旁路电容器C2。结果，就减少了在第1～第4二极管D1～D4中噪音的发生。由于在第1～第4二极管D1～D4中不流过高频电流，所以，可以将第1～第4二极管D1～D4采用用于将交流输入电压Vac进行整流的低频用二极管。第1和第2阻止反向电流用的二极管D11、D12采用应答主开关Q1的通/断频率的高频用二极管。
实施例2的开关电源装置的基本动作，实际上和图1的电路相同。因此，利用实施例2也可以获得与实施例1相同的效果。
另外，通过连接旁路电容器C2，阻止高频电流流入第1～第4二极管D1～D4，从而可以抑制在第1～第4二极管D1～D4中噪音的发生。
实施例3.
下面，参照图7和图8说明实施例3的开关电源装置。但是，在图7和图8中，对于实际上与图1和图4相同的部分标以相同的符号，并省略其说明。
图7所示的实施例3的开关电源装置包括第1和第2交流输入端子1和2、噪音除去滤波器3、整流电路4b、第1和第2电感线圈L1和L2、第1和第阻止反向电流用的二极管D11和D12、平滑电容器C1、变压器5、主开关Q1、可以称为缓冲用或ZVS(零电压开关)用或共振用的软性开关用电容器Cq1、第1和第2并联二极管Dq1和Dq2、整流平滑电路6、软性开关辅助电路7和控制电路8。
图7的开关电源装置与图1的开关电源装置不同的地方有以下几点，即
(1)设置了变形的整流电路4b；
(2)改变了第1和第2电感线圈L1、L2的连接形式；
(3)设置了第1和第2阻止反向电流用的二极管D11、D12，
其他部分与图1相同。
图7的变形后的整流电路4b由与图1同样连接的第1～第4二极管D1～D4构成，具有第1和第2整流输出导体43和45。第1和第2整流输出导体43、45在他们之间可以得到全波整流输出电压。
在图7中，作为为了功率因数改善和变形改善而设置的电感器的第1和第2电感线圈L1、L2绕在磁性体磁心17上，并且相互进行电磁耦合，如用黑点所示的那样，设定为相同的极性。第1电感线圈L1的一端与第1整流输出导体43连接，另一与第2电感线圈L2的一端连接，同时，通过第1阻止反向电流用的二极管D11与3次绕组N3和4次绕组N4的相互连接点10连接。
第2电感线圈L2通过第2阻止反向电流用的二极管D12连接在第1电感线圈L1的另一与平滑电容器C1之间。在本实施例中，第1和第2电感线圈L1、L2由插头40所分割。
另外，可以将第2阻止反向电流用的二极管D12连接在插头40与第2电感线圈L2之间。
工作
下面，参照表示图3和图7的各部分的状态的图8说明图7的开关电源装置的动作。图7的恳电源装置的动作实际上和图1的开关电源装置的动作相同。即，对图7的主开关Q1进行通/断控制时，可以和图1的主开关Q1的通/断控制得到的功率因数改善一样实现图3所示的功率因数改善。
在图3(D)所示的例如50Hz的正弦波交流电压Vac供给图7的第1和第2交流输入端子1、2间的状态下，用图3(A)概略地所示的具有例如20kHz的重复频率的第1控制信号Vg1对主开关Q1进行通/断控制，对辅助开关Q2也如图8(B)所示的那样进行通/断控制时，图3(B)所示的整流电路4的输入电流Iin的振幅随交流电压Vac的振幅而变化。结果，图3(C)所示的交流输入电流Iac近似于正弦波，功率因数和波形得到了改善。由于第1电感线圈L1与3次绕组N3和4次绕组N4的相互连接点10连接，所以，在第1整流输出导体43的电位高于由平滑电容器C1的电压Vc1供给的连接点10的电位时，电流IL1流过第1电感线圈L1。在图3中，在t1～t6期间和t8～t9期间流过整流输入电流Iin和交流输入电流Iac。
下面，更详细地说明图7除了辅助电路7以外的主电路部分的动作。例如，在图3的t2～t3所示的主开关Q1的导通期间Ton，电流流过第1整流输出导体43、第1电感线圈L1、第1阻止反向电流用的二极管D11、3次绕组N3、初级绕组N1和主开关Q1的路径。与此同时，电流也流过平滑电容器C1、初级绕组N1和主开关Q1的路径。在该导通期间Ton，在次级绕组N2中发生的电压具有将二极管Do进行反向偏置的方向性，所以，二极管Do保持非导通状态。结果，在该打通期间Ton，在变压器5上积蓄起能量。另外，在第1电感线圈L1上也积蓄起能量。
在图3的t3～t5所示的截止期间Toff中，主开关Q1成为截止状态时，第1电感线圈L1和变压器5释放积蓄的能量，电流流过第1整流输出导体43、第1电感线圈L1、第1阻止反向电流用的二极管D11、3次绕组N3和平滑电容器C1的路径，向平滑电容器C1充电。另外，充电电流沿着第1整流输出导体43、第1电感线圈L1、第2电感线圈L2、第2阻止反向电流用的二极管D12和平滑电容器C1的路径流入平滑电容器C1。截止期间Toff中平滑电容器C1的充电电流随着时间的推移而减小。在图3中，平滑电容器C1的充电电流是在整个截止期间Toff中流过，但是，也可以将第1和第2电感线圈L1、L2的电感值设定为在截止期间Toff中的例如t4时刻电流Iin成为零。
在主开关Q1的截止期间Toff，在次级绕组N2中根据变压器5的积蓄能量的释放而感应出使整流平滑电路6的二极管Do导通的电压，通过二极管Do向电容器Co和负载13供给电力。在图3的t5时刻，主开关Q1再次成为导通状态时，重复与t2～t5期间相同的动作。
在图7的电路中，将输出电压控制为一定的动作和图1的电路相同。
下面，参照图8说明基于辅助电路7的主开关Q1的软性开关动作。
(t1以前)
图8表示图3的t1～t6期间内的一部分。在图8的t1以前的期间，主开关Q1和辅助开关Q2都截止，动作与图3的t3～t5期间相同，二极管Do的电流Ido如图8(M)所示的那样流过，主开关Q1的电压Vq1和辅助开关Q2的电压Vq2如图8(C)所示的那样保持为高电平。
(t1～t2期间)
辅助开关Q2在图8的t1时刻控制导通时，软性开关用的电容器Cq1的放电电流Icq1如图8(G)所示的那样流过由软性开关用的电容器Cq1、初级绕组N1、3次绕组N3、4次绕组N4、辅助二极管Da和辅助开关Q2构成的第1路径和由软性开关用的电容器Cq1、初级绕组N1和平滑电容器C1构成的第2路径，主开关Q1的电压Vq1如图4(C)所示的那样逐渐地降低，在t2时刻实际上成为零。与辅助开关Q2串联连接的3次绕组N3和4次绕组N4具有电感，所以，软性开关用的电容器Cq1的放电电流Icq1根据电容器Cq1的电容与3次绕组N3和4次绕组N4的电感的共振动作而流过，其绝对值从t1开始逐渐地增大。图8(F)所示的辅助开关Q2的电流Iq2与电容器Cq1的电流Icq1一样逐渐地增大。因此，辅助开关Q2在t1时刻进行零电流开关，于是，辅助开关Q2接通时的开关损失很小。另外，在t1～t2期间，在3次绕组N3和4次绕组N4上流过图8(F)所示的电流Iq2时，在次级绕组N2上就发生使输出整流二极管Di反向偏置的电压，所以，该二极管Do转换为非导通状态，如图8(M)所示，二极管Do的电流Idi成为零。
在图8的t1～t2期间，图8(H)所示的电流Id11多少流过由第1整流输出导体43、第1电感线圈L1、第1阻止反向电流用的二极管D11、4次绕组N4、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2和第2整流输出导体45构成的路径，并且，图8(I)所示的电流Id12多少也流过由第1整流输出导体43、第1电感线圈L1、第2电感线圈L2、第2阻止反向电流用的二极管D12、平滑电容器C1和第2整流输出导体45构成的路径。
(t2～t3期间)
在t2时刻，软性开关用的电容器Cq1的放电结束时，随着初级绕组N1、3次绕组N3和4次绕组N4的电感积蓄的能量的释放，图8(D)所示的电流Iq1流过3次绕组N3、4次绕组N4、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2、第1并联二极管Dq1和初级绕组N1的路径。图8(D)的电流Iq1为主开关Q1的漏极—源极间的电流与并联二极管Dq1的电流之和。这里，为了简化说明，将电流Iq1称为主开关Q1的电流。另外，在t2～t3期间，图8(L)所示的电流Idb也根据4次绕组N4的电感的积蓄能量的释放而流过由4次绕组N4、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2和第2辅助二极管Db构成的路径。第2辅助开关Q2的电流Iq2如图8(F)所示的那样从t2时刻开始逐渐地降低。结果，流过第1并联二极管Dq1的电流即主开关Q1的电流Iq1在t3时刻成为零。由于第1并联二极管Dq1在图8的t2～t3期间为导通状态，所以，主开关Q1的电压Vq1在t2～t3期间基本上保持为零。因此，只要在t2～t3期间控制主开关Q1导通，就可以实现主开关Q1的ZVS。在图8(A)中，为了容易说明，主开关Q1的控制信号Vg1在t2时刻从低电平转换为高电平。但是，如果考虑主开关Q1的接通控制的偏差，最好在t2～t3期间的中间开始进行主开关Q1的导通控制。
但是，即使主开关Q1的导通控制开始时刻是在电压Vg1成为零的t2之前，只要是在该电压从t1时刻开始降低之后，就可以得到该电压Vq1降低部分的开关损失降低的效果。另外，即使主开关Q1的导通控制开始时刻是在t3少许之后，也可以获得开关损失降低的效果。即，由于在t3主开关Q1未导通，即使共振用电容器Cq1的充电开始，只要该电容器Cq1的电压是在比t1以前的主开关Q1的截止期间的电压Vq1低的范围内，就降低该低的部分的开关损失。因此，可以进行主开关Q1的导通控制开始的时刻就是在对辅助开关Q2进行了导通控制的时刻t1之后并且是在主开关Q1的电压Vq1低于t1以前所示的截止期间的主开关Q1的电压Vq1的期间内的任意的时刻。
图8表示了图3的t1～t6期间内的状态，所以，在图8的t2时刻第1并联二极管Dq1成为导通状态时，连接点10的电位降低，通过第阻止反向电流用的二极管D11的电流Id11如图8(H)所示的那样开始增大。该电流Id11流过第1整流输出导体43、第1电感线圈L1、第1阻止反向电流用的二极管D11、4次绕组N4、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2和第2整流输出导体45的路径。在t2～t3期间，第2阻止反向电流用的二极管D12的电流Id12从t1～t2期间接续下来逐渐地降低，在t3时刻成为零。
(t3～t4期间)
在t3时刻，不能维持第1并联二极管Dq1的导通状态时，主开关Q1的电流Iq1成为零，然后，主开关Q1的电流Iq1向正方向流动。即，在t3～t4期间，图8(D)所示的主开关Q1的电流Iq1流过由第1整流输出导体43、第1电感线圈L1、第1阻止反向电流用的二极管D11、3次绕组N3、初级绕组N1、主开关Q1和第2整流输出导体45构成的第1路径和由平滑电容器C1、初级绕组N1和主开关Q1构成的第2路径。
在本实施例中，4次绕组N4的积蓄能量的释放在t3时刻不结束，而在t4时刻结束。因此，在t3～t4期间，图8(F)所示的电流Iq2流过4次绕组N4、第1辅助二极管Da、辅助开关Q2、平滑电容器C1、3次绕组N3的路径。
如图8的t3～t4和t4～t5所示，在主开关Q1的电流Iq1向正方向流动时，在变压器5的次级绕组N2中发生将二极管Do反向偏置的电压，二极管Do的电流Ido如图8(M)所示的那样保持为零。
(t4～t5期间)
在t4～t5期间，如图8(F)所示，辅助开关Q2的电流Iq2保持为零，如图8(D)所示，流过主开关Q1的电流Iq1。在t4～t5期间，和t3～t4期间一样，流过由第1交流输入端子1、滤波器3、第1二极管D1、第1电感线圈L1、第1阻止反向电流用的二极管D11、3次绕组N3、初级绕组N1、主开关Q1、第4二极管D4、滤波器3和第2交流输入端子2构成的第1路径的电流和由平滑电容器C1、初级绕组N1和主开关Q1构成的第2路径的电流。上述第1路径的电流与图8(H)所示的第1阻止反向电流用的二极管D11的电流Id11相等。上述第2路径的电流与图8(K)的t4～t5期间所示的平滑电容器C1的电流Ic1相等。主开关Q1的电流Iq1是上述第1路径的电流与上述第2路径的电流之和。在t4～t5期间，在与第1电感线圈L1电磁耦合的第2电感线圈L2上发生将第2阻止反向电流用的二极管D12反向偏置的电压，所以，电流不流过第2电感线圈L2。
在图8的t4～t5期间，如图8(E)所示，辅助开关Q2的电压Vq2为零，并且如图8(F)所示，辅助开关Q2的电流Iq2为零。因此，在图8的t4～t5期间内的任意的时刻控制辅助开关Q2截止时，就可以实现ZVS和零电流开关(ZCS)。在本实施例中，辅助开关Q2的导通控制的结束时刻采用和主开关Q1的导通控制的结束时刻相同的t5时刻。因此，满足辅助开关Q2的ZVS和ZCS的条件，于是，辅助开关Q2的截止时的开关损失很小。如前所述，只要是在图8的t4～t5期间内，就可以实现辅助开关Q2的ZVS和ZCS，所以，如在图8(B)中用虚线所示的那样，可以将辅助开关Q2的截止时刻移动到t4或t4～t5间的任意的时刻。
(t5～t6期间)
在t5时刻，主开关Q1控制截止时，主开关Q1的电流Iq1如图8(D)所示的那样成为零，并且，向软性开关用的电容器Cq1充电，主开关Q1的电压Vq1如图8(C)所示的那样倾斜地逐渐地升高。因此，主开关Q1以ZVS进行截止。软性开关用的电容器Cq1的充电电流流过整流电路4、第1电感线圈L1、第1阻止反向电流用的二极管D11、3次绕组N3、初级绕组N1和软性开关用的电容器Cq1的路径和平滑电容器C1、初级绕组N1和软性开关用的电容器Cq1的路径。
在t5时刻，主开关Q1和辅助开关Q2都截止，然后，软性开关用的电容器Cq1的电压逐渐地升高时，加到初级绕组N1上的电压根据平滑电容器C1逐渐地降低，在t6时刻实际上成为零。
(t6～t7期间)
在t6时刻，主开关Q1完全成为截止状态时，变压器5积蓄的能量开始释放，在2次绕组N2上发生将二极管Do顺向偏置的电压，二极管Do的电流Ido如图8(M)所示的那样开始流过。3次绕组N3与次级绕组N2电磁耦合，所以，在主开关Q1的截止期间，在3次绕组N3上发生具有在图7中从上向下的极性的电压。因此，在主开关Q1截止时，连接点10的电位就比平滑电容器C1的电压高出3次绕组N3的电压。结果，第1阻止反向电流用的二极管D11的电流Id11从t6时刻开始减小。第2电感线圈L2与第1电感线圈L1电磁耦合，所以，在主开关Q1的截止期间，伴随连接点10的电位的上升，在笫2电感线圈L2上发生将第2阻止反向电流用的二极管D12顺向偏置的电压，第2阻止反向电流用的二极管D12的电流Id12从t6时刻开始如图8(I)所示的那样开始流过。
流过整流电路4、第1电感线圈L1、第1阻止反向电流用的二极管D11、3次绕组N3和平滑电容器C1的路径的图8(H)的电流Id11随着第1电感线圈L1的积蓄能量的释放而逐渐地降低，在t7时刻成为零。流过整流电路4、第1电感线圈L1、第2电感线圈L2、笫2阻止反向电流用的二极管D12和平滑电容器C1的路径的第2阻止反向电流D12的电流Id12如图8(I)所示的那样在t7时刻之前逐渐地增大，然后，逐渐地降低。第1和第2阻止反向电流用的二极管D11、D12的电流Id11、Id12之和为图8(K)所示的平滑电容器C1的电流Ic1。
(t7～t8期间)
在t7～t8期间，发生与t1之前的期间相同的动作。即，在t7～t8期间，随着第2电感线圈L2的积蓄能量的释放，流过图8(I)的电流Id12。该电流Id12流过整流电路4、第1电感线圈L1、第2电感线圈L2、第2阻止反向电流用的二极管D12和平滑电容器C1的路径。
在t8时刻再次控制辅助开关Q2导通时，重复与t7～t8期间相同的动作。
图7的开关电源装置具有与图1的开关电源装置相同的效果。
实施例4.
下面，参照图9说明实施例4的开关电源装置。但是，在图9中，对于与图1和图7实际上相同的部分标以相同的符号，并省略其说明。
图9的开关电源装置设置了旁路电容器C2，其他部分与图7相同。
旁路电容器C2连接在第1整流输出导体43与第2整流输出导体45之间。因此，通过主开关Q1的通/断而发生的高频成分就不流过第1～第4二极管D1～D4，而流入旁路电容器C2。结果，就减少了在笫1～第4二极管D1～D4中噪音的发生。由于第1～第4二极管D1～D4中不流过高频成分，所以，就可以将第1～第4二极管D1～D4采用对交流输入电压Vac进行整流的低频二极管。第1和第2阻止反向电流用的二极管D11、D12采用应答主开关Q1的通/断频率的高频二极管。
实施例4的开关电源装置的基本动作与图1和图7的电路的动作实际上相同。因此，利用实施例4也可以得到与实施例1和实施例3相同的效果。
变形例.
本发明不限于上述实施例，例如也可以是以下的变形。
(1)在图1的电路中，可以在第1整流输出端子43与第3整流输出端子45之间和笫2整流输出端子44与第3整流输出端子45之间的任意一方或双方连接具有与图6的旁路电容器C2相同功能的高频成分旁路电容器。这时，就与第1和第2电感线圈L1、L2串联地连接用于阻止反向电流的高频。
(2)对于变压器5，可以采用众所周知的单绕组变压器，取代设置次级绕组N2。另外，可以将整流平滑电路与初级绕组N1和主开关Q1的相互连接点连接，构成升压型开关电源装置。
(3)可以将主开关Q1采用双向开关，省去第1并联二极管Dq1。
(4)辅助开关Q2的电流Iq2在图4和图8的t3时刻成为零时，可以省去第2辅助二极管Db。
(5)在图6和图9中，可以在第1电感线圈L1的输出侧端子与接地侧端子45之间连接高频滤波用的电容器。
(6)辅助开关Q2具有阻止反向电流的功能时，可以省去第1辅助二极管Da。
(7)可以将主开关Q1和辅助开关Q2采用FET以外的晶体管和IGBT(绝缘栅极双向晶体管)等半导体开关。
(8)在主开关Q1的截止期间，为了使次级侧的二极管Do导通，可以将整流平滑电路6变形，并且改变次级绕组N2的极性。即，也可以将本发明应用于正向型的开关电源装置。

Claims (10)

1.一种用于将从交流电源供给的交流电压变换为直流电压的开关电源装置，其特征在于：包括用于供给交流电压的第1和第2交流输入端子(1、2)、与上述第1和第2交流输入端子(1、2)连接的并且具有第1、第2和第3整流输出导体(43、44、45)而上述第1和第2整流输出导体(43、44)实际上输出同一电压的整流电路(4或4a)、具有主绕组(N1)的变压器(5)、连接在上述主绕组(N1)的一端与上述第3整流输出导体(45)之间的之间的平滑电容器(C1)、连接在上述主绕组(N1)的另一端与上述第3整流输出导体(45)之间的主开关(Q1)、为了得到直流输出电压而与上述变压器(5)连接的整流平滑电路(6)、与上述主开关(Q1)并联连接的电容器或由寄生电容构成的软性开关用电容元件(Cq1)、与上述主绕组(N1)电磁耦合的并且其一端与上述主绕组(N1)的一端和上述平滑电容器(C1)的一端连接的第1辅助线圈(N3)、与上述主绕组(N1)和上述第1辅助线圈(N3)电磁耦合的并且其一端与上述第1辅助线圈(N3)的另一端连接的第2辅助线圈(N4)、通过上述第1和第2辅助线圈(N3、N4)与上述主绕组(N1)和上述主开关(Q1)的串联电路并联连接的辅助开关(Q2)、连接在上述第2整流输出导体(44)与上述第1辅助线圈(N3)的另一端之间的第1电感线圈(L1)、连接在上述第1整流输出导体(43)与上述平滑电容器(C1)的一端之间的并且与上述第1电感线圈(L1)电磁耦合的第2电感线圈(L2)和与上述主开关(Q1)和上述辅助开关(Q2)连接的并且具有第1功能和第2功能的控制电路(8)，第1功能是以比加到上述交流输入端子(1、2)上的交流电压的频率高的重复频率控制上述主开关(Q1)的通/断，第2功能是在上述主开关(Q1)的接通时为了使上述主开关(Q1)进行软性开关而在上述主开关(Q1)的导通控制的开始时刻(t2)之前的时刻(t1)开始进行上述辅助开关(Q2)的导通控制，在上述主开关(Q1)的导通结束时刻(t5)或该导通结束时刻(t5)之前的时刻(t4)结束上述辅助开关(Q2)的导通控制。
2.按权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：上述整流电路(4)由具有与上述第1交流输入端子(1)连接的第1电极和与上述第1整流输出导体(43)连接的第2电极的第1二极管(D1)、具有与上述第3整流输出导体(45)连接的第1电极和与上述第1交流输入端子(1)连接的第2电极的第2二极管(D2)、具有与上述第2交流输入端子(2)连接的第1电极和与上述第1整流输出导体(43)连接的第2电极的第3二极管(D3)、具有与上述第3整流输出导体(45)连接的笫1电极和与上述第2交流输入端子(2)连接的第2电极的第4二极管(D4)、具有与上述第1交流输入端子(1)连接的第1电极和与上述第2整流输出导体(44)连接的第2电极的第5二极管(D5)和具有与上述第2交流输入端子(2)连接的第1电极和与上述第2整流输出导体(44)连接的第2电极的第6二极管(D6)构成。
3.按权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：进而具有与上述第1电感线圈(L1)串联连接的第1阻止反向电流用的二极管(D11)和与上述第2电感线圈(L2)串联连接的第2阻止反向电流用的二极管(D12)，上述整流电路(4a)由具有与上述第1交流输入端子(1)连接的第1电极和分别与上述第1整流输出导体(43)及第2整流输出导体(44)连接的第2电极的第1二极管(D1)、具有与上述第3整流输出导体(45)连接的第1电极和与上述交流输入端子(1)连接的第2电极的第2二极管(D2)、具有与上述第2交流输入端子(2)连接的第1电极和分别与上述第1整流输出导体(43)及上述第2整流输出导体(44)连接的第2电极的第3二极管(D3)和具有与上述第3整流输出导体(45)连接的第1电极和与上述第2交流输入端子(2)连接的第2电极的第4二极管(D4)构成。
4.按权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：进而具有为了阻止反向电流而与上述辅助开关(Q2)串联连接的辅助二极管(Da)。
5.按权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：进而具有与上述第2辅助线圈(N4)和上述辅助开关(Q2)的串联电路并联连接的并且具有用上述平滑电容器(C1)的电压进行反向偏置的方向性的辅助二极管(Db)。
6.按权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于：进而具有连接在上述第2整流输出导体(44)与上述第3整流输出导体(45)之间的并且电容量比上述平滑电容器(C1)小的旁路电容器(C2)。
7.一种用于将从交流电源供给的交流电压变换为直流电压的开关电源装置，其特征在于：包括用于供给交流电压的第1和笫2交流输入端子(1、2)、具有与上述第1和第2交流输入端子(1、2)连接的第1及第2交流输入导体(41、42)和第1及第2整流输出导体(43、45)的整流电路(4b)、具有主绕组(N1)的变压器(5)、连接在上述主绕组(N1)的一端与上述第2整流输出导体(45)之间的之间的平滑电容器(C1)、连接在上述主绕组(N1)的另一端与上述第2整流输出导体(45)之间的主开关(Q1)、为了得到直流输出电压而与上述变压器(5)连接的整流平滑电路(6)、与上述主开关(Q1)并联连接的电容器或由寄生电容构成的软性开关用电容元件(Cq1)、与上述主绕组(N1)电磁耦合的并且其一端与上述主绕组(N1)的一端和上述平滑电容器(C1)的一端连接的第1辅助线圈(N3)、与上述主绕组(N1)和上述第1辅助线圈(N3)电磁耦合的并且其一端与上述第1辅助线圈(N3)的另一端连接的第2辅助线圈(N4)、通过上述第1和第2辅助线圈(N3、N4)与上述主绕组(N1)和上述主开关(Q1)的串联电路并联连接的辅助开关(Q2)、具有与上述第1整流输出导体(43)连接的一端的第1电感线圈(L1)、连接在上述第1电感线圈(L1)的另一端与上述平滑电容器(C1)的一端之间的并且与上述第1电感线圈(L1)电磁耦合的第2电感线圈(L2)、连接在上述第1电感线圈(L1)的另一端与上述第1和第2辅助绕组(N3、N4)的相互连接点(10)之间的第1阻止反向电流用的二极管(D11)、在上述第1电感线圈(L1)的另一端与上述平滑电容器(C1)之间与上述第2电感线圈(L2)串联连接的第2阻止反向电流用的二极管(D12)和与上述主开关(Q1)和上述辅助开关(Q2)连接的并且具有第1功能和第2功能的控制电路(8)，第1功能是以比加到上述交流输入端子(1、2)上的交流电压的频率高的重复频率控制上述主开关(Q1)的通/断，第2功能是在上述主开关(Q1)的接通时为了使上述主开关(Q1)进行软性开关而在上述主开关(Q1)的导通控制的开始时刻(t2)之前的时刻(t1)开始进行上述辅助开关(Q2)的导通控制，在上述主开关(Q1)的导通结束时刻(t5)或该导通结束时刻(t5)之前的时刻(t4)结束上述辅助开关(Q2)的导通控制。
8.按权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于：进而具有为了阻止反向电流而与上述辅助开关(Q2)串联连接的辅助二极管(Da)。
9.按权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于：进而具有与上述第2辅助线圈(N4)和上述辅助开关(Q2)的串联电路并联连接的并且具有用上述平滑电容器(C1)的电压进行反向偏置的方向性的辅助二极管(Db)。
10.按权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于：进而具有连接在上述第1整流输出导体(43)与上述第2整流输出导体(45)之间的并且电容量比上述平滑电容器(C1)小的旁路电容器(C2)。
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