CN1379927A - 具有同步整流器的dc－dc转换器的控制 - Google Patents

具有同步整流器的dc－dc转换器的控制 Download PDF

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Abstract

DC－DC功率转换器包括对控制波形敏感的同步整流器。从负载进入功率转换器的负的电流通过在最小值限流下增加转换器的输出电压而得以防止。同步整流器可以通过激活在转换器的输出端接到同步整流器或者进行“或”运算的晶体管的控制终端上的释抑电路根据判定逻辑脱出同步。当同步整流器随后被允许操作时,其控制波形可以相对于转换周期缓慢地增加。

Description

具有同步整流器的DC-DC转换器的控制
本发明的现有技术
交换DC/DC转换器(无论是被隔离的还是不被隔离的)已经长期使用晶体管和二极管的组合来实现它们的交换功能。为了减少转换器的功耗，二极管目前已经被称为“同步整流器”的晶体管替代。通常，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)被用于同步整流器，尽管其它类型的晶体管(例如，BJT和JFET)也可能被使用。尽管这些晶体管提供比二极管低的通态电压，但是它们需要在转换周期中在适当的时间通过把电压波形施加在它们的“控制终端”  (例如，用于MOSFET的选通终端)上才能被接通和关闭。大多数晶体管(包括MOSFET)在它们被接通时在两个方向上都能运送电流。一些类似MOSFET的晶体管还具有在晶体管被断开时能运送电流的它们的结构中固有的反并联体型二极管(anti-parallel bodydiode)。有时Schottky二极管为了运送这后一种电流被置于与晶体管反向并联，因为它与晶体管本身的体型二极管相比具有更低的通态电压和更快的关闭恢复时间。无论是内部的还是外部的，这种反并联的二极管在本文中都将被称为“未稳压整流器”，以便与将被称为“可控整流器”的晶体管的有源部分(即，MOSFET的沟道)区分开。
尽管同步整流器已经被成功地应用在DC/DC转换器中，但是当至少两个DC/DC转换器必须在它们的输出端相互作用的时候，问题也是因它们的使用而引起的。使用可控整流器的DC/DC转换器能汲取负的输出电流，这在仅仅使用二极管整流器时是不可能出现的结果。
例如，在为了提供更大的输出功率或冗余度而把两个DC/DC转换器并联起来时，一个转换器交付比负载的需要多的输出电流而另一个转换器汲取负的输出电流以便消除剩余部分是可能的。这或许经常发生，因为第一个转换器希望输出电压比第二个转换器高。
强迫在并联的转换器之间分享电流的方案或许在稳定状态下能解决这个问题，但是当转换器已经被接通并且正在切换，但稳态条件尚未达到时它们难以在“启动”瞬间进行工作。另外，当一个或多个转换器已经进入限流或短路保护状态时它们也难以进行工作。与同步整流器并联的DC/DC转换器在这些条件之下往往变成振荡的，或者有其它性能问题。
即使并联的转换器在稳定状态下工作，它们也不能出色地分享负载电流。当总负载电流小时，一个或多个DC/DC转换器实际上可能正在汲取负电流。这种条件可能引起上述的性能问题。起码，它导致过剩的功率在并联的DC/DC转换器之间循环的低效率状态。
在需要冗余度时，并联的转换器往往在它们的输出端通过二极管被连接起来，以致一个失败的转换器将被不使输出总线垮台。这种进行“或”运算的二极管能够解决上述问题，因为它防止转换器汲取负的输出电流。但是，人们希望用进行“或”运算的晶体管替换进行“或”运算的二极管以便减少其功耗。进行“或”运算的晶体管至少包括可控整流器，而且还可以包括未稳压整流器。由于可控整流器在接通时能够在两个方向上运送电流，所以进行“或”运算的晶体管不再解决负电流的问题。
除了并联的转换器之外，另一个上述的负电流问题开始起作用的地方是在两个以上转换器的输出端之间进行连接以保证它们的输出电压之间的差异不超过某个限度的时候。例如，在5V输出的转换器和3.3V输出的转换器两者都被使用的***中，有时希望把“钳位二极管”放在3.3V输出端和5V输出端之间，以保证3.3V输出决不使一个以上二极管压降在5V输出以上。相反，三个或四个钳位二极管的串联链路可以放在5V输出和3.3V输出之间，以保证前者与后者相比较决不变得太高。
如果在启动或某些其它瞬间状态期间这些钳位二极管被正向偏置，那么引起一个转换器交付比全部负载所需要的还要多的输出电流而其它转换器汲取负的输出电流的条件可以再一次存在。在这种条件下，转换器可能振荡或者以其它方式不正确地工作。
无论转换器在它们的输出端是被直接连接在一起，还是通过进行“或”运算的晶体管或夹钳二极管被连接在一起，另一个可能引起负电流问题的条件是在转换器之一被“关闭”的时候。这种关闭状态可能是执行通过开关控制输入的外部命令的结果，也可能是转换器本身的保护电路察觉到诸如电压、电流、温度太高之类的反常条件的结果。在全部这样的案例中，被关闭的转换器都可能汲取来自另一个保持输出电压第一的转换器的负输出电流。
在这里未予以描述的其它条件也可能出现，在这些条件下汲取负电流的问题是由带同步整流器的DC/DC转换器的能功率引起的。
本发明的概述
为了避免上述问题，在此提交的一个解决方案是保证同步整流器和/或进行“或”运算的晶体管在产生问题的条件下是被“禁止操作的”(即，禁止接通)。一旦这样做，输出电流仍然能流动，但是仅仅通过未稳压整流器流动。这些未稳压整流器禁止负电流的流动，所以与负电流的流动相关联的问题被消除了。
这样禁止可控整流器的操作可以在预料到负电流的问题时或者由于察觉到表明存在问题的条件而被完成。
当可能出现负电流问题的条件不再存在时，可控整流器可以再一次被“允许操作”(即，允许接通)，以致它们像预定的那样发挥作用。
由于可控整流器两端的电压降比未稳压整流器两端的电压降小，所以输出电压将经历突然允许可控整流器操作的瞬间。为了避开这个瞬间，可控整流器应该以某种方式被接通，以致合并后器件的平均通态电压将(相对于转换器的带宽)缓慢地从未稳压整流器的通态电压变化到可控整流器的通态电压。“平均通态电压”的意思是在可控整流器和未稳压整流器的并联组合两端的电压降在它们传导电流的时间内的平均值。就同步整流器而言，这个时间仅仅是总切换周期的一部分。
在此提交的解决负电流问题的另一个解决方案是把DC/DC转换器的控制电路中的“最小值限流”合并。最小值限流把输出电流与某个临界值进行比较，并且在输出电流落在这个临界值以下的时升高输出电压，以便限制电流进一步减少。临界电流水平可以是略微小于零，零或略微大于零。此外，最小值限流可以用向前折叠(fold-forwrd)、恒流源和向后折叠(fold-back)的限流特性来实现。
这两种用来避免负电流问题的途径(即，禁止可控整流器操作和把最小值限流并入)可以被单独使用或者一起使用。
按照本发明的一个方面，DC-DC功率转换器包括控制转换器输出电压的控制电路。转换器进一步包括对功率转换器或被连接电路的条件敏感的对控制电路的过调节控制，以便产生最小值限流。优选的是宁愿，功率转换器包括同步整流器，而且过调节控制本质上通过同步整流器的可控整流器消除负电流的流动。
为了产生最小值限流，过调节控制可以增加功率转换器的电压输出。最小值限流可以是小的负电流或正电流，而且可以取电流源、向后折叠或向前折叠的形式。
过调节控制可以直接受察觉到的输出电流控制，或者受某种其它表示输出电流的信号的控制。例如，表示输出电流的信号可以是诸如通过与功率转换器的输出端或功率转换器中的其它可控整流器耦合的进行“或”运算的晶体管的电流之类的在功率转换器范围内察觉到的电流。
***可以根据判定逻辑禁止功率转换器电路中的至少一个可控整流器操作。例如，在功率转换器的输出端进行“或”运算的晶体管可以被禁止操作。
采用本发明的一种功率转换器包括接在电源上的第一和第二初级变压器绕组。次级变压器绕组电路至少有一个次级绕组与第一和第二初级绕组中的至少一个绕组耦合。每个可控整流器都有并联的未稳压整流器，并且都接在次级绕组上。每个可控整流器都与提供输出的初级绕组两端的电压波形同步地接通或关闭。每个初级绕组都具有工作周期固定的电压波形和比可控整流器的通态和断态时间短暂的过渡时间。调整器在维持固定的工作周期的同时调整输出。
按照本发明的另一个方面，DC-DC功率转换器把可控整流器和未稳压整流器包括在电源电路中。连接阻抗是在可控整流器的电源电路波形和控制终端之间提供的。释抑电路为了禁止可控整流器的操作被激活。
例如，可控整流器可以是在电源电路中的同步整流器或者在功率转换器输出端的进行“或”运算的晶体管。连接阻抗可以是在电源电路波形和可控整流器的控制终端之间完全无源的电路。电源电路波形可以是电压波形，而可控整流器可以用MOSFET来实现。
在某些实施方案中，连接阻抗包括电容器，而且可以包括与电容器并联的电阻器。并联的阻抗可以与释抑电路并联地连接，以便在释抑电路被停用时，进一步削弱电源电路波形。释抑电路可以包括在可控整流器的控制终端和另一个终端之间的晶体管，以便在开关被关闭时使可控整流器脱出同步，而二极管可以与晶体管串联地连接。
当释抑电路被激活时，有负平均值的波形可以在可控整流器的控制终端产生。当释抑电路被停用时，加在控制终端上的波形平均值缓慢地增加。
释抑电路可以被来自判定逻辑的允许操作/禁止操作输入信号激活。判定逻辑可以在功率转换被关闭时、根据来自功率转换器低输出电压的指示、根据来自功率转换器的低输出电流的指示、在功率转换器的启动期间、在关闭功率转换器的一瞬间或者根据外部信号激活释抑电路。具体地说，释抑电路可以根据在可控整流器的控制终端的波形将不导致正确驱动的指示被停用。例如，释抑电路可以根据来自功率转换器的调整阶段的低电压被激活。释抑电路可以根据转换器的功率轨迹太低、或者根据控制可控整流器的波形太低被激活。
按照本发明的第三方面，DC-DC功率转换器包括对施加在控制终端上的控制波形敏感的可控整流器。判定逻辑产生禁止可控整流器操作的允许操作/禁止操作信号。电路对允许操作/禁止操作信号是敏感的，以便逐渐改变在可控整流器被允许操作或禁止操作时可控整流器被这样接通或断开以致在输出电压方面本质上转瞬即逝的漂移得以避免的程度。控制波形可以由功率转换器的电源电路无源地提供。控制波形的平均值发生变化的时间可以由在控制终端和电源电路之间的电阻/电容电路确定。
附图简要说明
本发明的上述和其它的目的、特点和优点通过下面的用同样的参考符号在不同的视图中始终表示同一零部件的附图予以图解说明的本发明的优选实施方案的更具体的描述将变得明显。这些附图不必按比例绘制，而是把重点放在图解说明本发明的原则上。
图1图解说明采用同步检波和有源驱动方案的未被隔离的下转换器。
图2图解说明采用同步检波和有源驱动方案的被隔离的正向转换器。
图3图解说明采用同步检波和无源驱动方案的被隔离的正向转换器。
图4图解说明被隔离的正向转换器，其中同步整流器是由辅助变压器的绕组驱动的。
图5图解说明采用通过无源电路驱动的同步整流器的另一种被隔离的DC/DC转换器。
图6图解说明在有源驱动电路中***逻辑门，以便允许/禁止同步整流器的操作。
图7图解说明在无源式门控驱动电路中***连接开关和释抑电路，以便允许/禁止同步整流器的操作。
图8图解说明在无源式门控驱动电路中***连接阻抗和释抑电路，以便允许/禁止同步整流器的操作。
图9图解说明实现图8描绘的概念的特定的装置。
图10图解说明图9的装置被这样改良以致在用于两个同步整流器的释抑电路中只使用一个晶体管。
图11图解说明采用同步检波和无源驱动的未被隔离的下转换器。
图12图解说明由有源控制电路驱动的进行“或”运算的晶体管，其中逻辑门提供允许/禁止功能。
图13图解说明在图5所示的电源电路中受波形驱动的进行“或”运算的晶体管。
图14图解说明允许操作/禁止操作信号来源于控制电路的关闭信号。
图15图解说明实现图9描绘的概念的特定的装置，其中光学隔离器被用来传送来自输入侧控制电路的允许操作/禁止操作输入信号。
图16图解说明为了提供“关闭判定逻辑信号”使用电源电路中的开关波形表示转换器已被关闭。
图17图解说明使用比较器电路来察觉输出电压太低和禁止同步整流器的操作。
图18图解说明通过同步整流器两端的电压降间接判定输出电流方向。
图19图解说明使用同步整流器的DC/DC转换器，其中允许/禁止整流器操作的决定是通过外界提供信号提供的。
图20图解说明在正常传导时间间隔中通过逐渐增加通态的持续时间缓慢地允许同步整流器的操作。
图21图解说明实现最小值限流的转换器。
图22图解说明那种具有最小和最大两种限流特性的转换器的电压/电流。
图23图解说明实现最大和最小值限流的电路。
本发明的详细说明
下面介绍本发明的优选实施方案。
在整个讨论过程中，MOSFET将被用来实现同步整流器和进行“或”运算的晶体管，因为在这个时候MOSFET是优选的器件。熟悉这项技术的人应该了解如何把在这里介绍的概念合并用于可能作为代用品的其它类型的晶体管。
当同步整流器被用在DC/DC转换器中时，有两种途径在切换周期中把接通和关闭可控整流器必不可少的信号提供给控制终端。一种途径(在下文中称之为“有源驱动”途径)是用可以从其它的电子电路或者从电源电路范围内的电压或电流的波形得到其时间选择信息的电子电路提供控制信号。第二种途径(在下文中称之为“无源驱动”途径)是直接地或者通过无源电路(例如，电阻器、电容器和/或电感线圈)由电源电路中的波形提供控制信号。
有源驱动途径在未被隔离的DC/DC转换器中是最经常使用的。图1描绘具有开关晶体管101、同步整流器102、两个滤波电容器103和104和滤波电感线圈105的下转换器。如图1所示，接通和关闭下转换器的晶体管101的控制电路106同样可以轻易地为通和关闭这个转换器的同步整流器102被设计出来。这样的集成电路可以从诸如LTC、Maxim和Unitrode之类的公司买到。
无论是有源驱动途径还是无源驱动途径都可能被用在有变压器的DC/DC转换器中。图2描绘有变压器201，开关晶体管101、两个同步整流器202和203、以及滤波元件103、104和105的被隔离的正向转换器。如图2所示，一些设计员为了驱动同步整流器在转换器的输出侧提供电子控制电路。输出侧的控制电路205或许形成它自己用来驱动开动晶体管202和203的时间选择信号，它或许依据电源电路中的波形驱动它们，或者它或许依据从电源电路输入侧的控制电路204(通过诸如变压器或光学耦合器之类的隔离链路)传送给它的信号驱动它们。这些方案的实例在技术上是众所周知的。
图3展示如何通过把同步整流器202和203的控制终端直接接到电源电路中的节点上控制它们的实例。当控制电路204使晶体管101导通时，在变压器201两端由此产生的正电压将使节点A的电压是使同步整流器202导通的高电位。节点B的电压将是使同步整流器203断路的低电位。在转换周期的这个部分期间，功率将从输入源通过变压器流向外面的负载。在转换周期的第二部分期间，当晶体管101断开而变压器正在复归时，变压器两端的电压将是负的。于是，节点A和B的电压将是这样的，以致同步整流器202将被关闭，同步整流器203将被接通，从而维持电流在电感线圈105中流动。
图4展示用图3描绘的途径的变化，其中辅助绕组403和404已被加到隔离变压器的初级绕组401和次级绕组402上，以便驱动同步整流器202和203的控制终端。辅助绕组是为了确保在转换周期的每个部分期间正确的同步整流器被接通而安排好的；而匝数比是为了提供正确的驱动电压水平而被选定的。使用辅助变压器绕组的其它实例在技术上是众所周知的。
就无源驱动途径而言，为了实现某种想要的结果把无源的元器件加到同步整流器的控制终端和电源电路之间的连接上也是可能的。例如，图5展示另一种基于变压器的DC/DC转换器，它把用来提供调整的由晶体管101、102和滤波元件105、500和515组成的向下变频级和带两个有初级绕组501、503和次级绕组502、504的变压器的隔离级合并。晶体管516和517把初级绕组501和503轮流接到调整级的输出上，而同步整流器505和506把次级绕组轮流接到输出电容器104上。电容/电阻分压器(由元件507-510和元件511-514组成)被用来把比电源电路在节点A和B提供的波形小的驱动信号提供给同步整流器505和506。这个概念在1998年7月30日公开的PCT申请第WO98/33267号中予以更详细地描述，在此将其内容通过引证全部并入。
当同步整流器的控制终端被电子电路驱动时，它们能够借以被允许或禁止的机理是简单明了的。例如，如图6所示，逻辑门604可以加在控制电路602和同步整流器的门控驱动器603之间的信号路径上。这个逻辑门可以采取许多形式，它可以是由集成电路或分立元件组成的，而且它在信号路径中的位置除了在这里展示的安排之外还有一些对于熟悉这项技术的人将立即变得明显的灵活性。在所有的案例中，逻辑门都要求输入信号605告诉它何时允许/禁止同步整流器的操作。产生这种信号的方式将在后面讨论。
当控制终端依据电源电路中电压或电流的波形被驱动的时候，其它技术可以被用来允许/禁止同步整流器的操作。例如，“连接开关”可以与控制终端串联，以便依据电源电路中的波形连接或断开控制终端。除了连接开关之外，该电路可能需要“释抑电路”，以保证在连接开关断开时，该同步整流器被脱出同步。
图7展示这种途径的一个实施方案，其中MOSFET 701是在电源电路中供同步整流器使用的。连接开关703把电源电路702中的波形接到MOSFET的门控上。这个连接开关是用施加给其控制终端704的信号接通和断开的。释抑电路706可能是无源阻抗(例如，电阻器)，或者可能是当开关703被关闭时被接通的另一个开关，或者可能是更复杂的电子电路。如果使用的是电阻器，那么它的电阻应该低到足以使MOSFET门的寄生电容在需要的时候放电，它的电阻还应该高到足以在同步整流器被允许操作时保持其功耗比较小。
另一种在依据电源电路中的波形无源地驱动控制终端时使用的途径是用图8描绘的。不同于图7所示的开关，“连接阻抗”803被置于供同步整流器使用的电源电路波形702和MOSFET701的控制终端之间。这个连接阻抗与释抑电路706以下述方式合作，以允许/禁止MOSFET。当MOSFET被禁止时，释抑电路被激活，以致它把MOSFET栅极-源极之间的电压拉到临界值水平以下。在这种状态期间，连接阻抗允许MOSFET控制终端的波形不同于电源电路的波形702。反之，当同步整流器被允许时，释抑电路被停用，于是控制终端的波形是或许一些衰减的电源电路波形的代表。请注意：在这个方案中，释抑电路需要有源的元器件。
在这个第二种途径近中，连接阻抗应该这样选定，以致在释抑电路被激活时通过它流动的电流水平是可接受地低的，而在释抑电路被停用时仍然在控制终端上仍然维持适当的波形。
图9展示图8所描绘的概念在它们被应用于图5所描绘的电容/电阻分压器的概念时的更具体的实例。来自连接阻抗的电容器903和电阻器904的并联组合和与二极管906串联的晶体管905形成释抑电路。
现在考虑图5，其中同步整流器505和506两者都有用图8和图9描绘的连接阻抗和释抑电路。开关905和二极管906与每个RC电路508、510和512、514并联。当图5的隔离级正在切换时，节点A和B的电压波形都是方波。在该周期的一半(在此称之为“复归半周期”)期间，方波的电压接近零，在该周期的另一半(在此称之为“驱动半周期”)期间，电压接近输出电压的两倍。在节点A和节点B的两个方波波形彼此相对相位错开180度。关于这个电源电路怎样工作的完整的描述见1998年7月30日公开的PCT专利申请第WO98/33267号。
在释抑电路被停用(并且假定并联的电阻器和电容器的时间常数比切换周期长)的情况下，在同步整流器的栅极上的波形具有与节点A和节点B的波形相同的形状。电压的ac分量由于电容器C507/(C507+C512)或C511/(C511+C508)的分压器作用而被衰减，而DC分量由于电阻器R514/(R509+R514)或R510/(R513+R510)的分压器作用而被衰减。同样，把加在同步整流器的门控终端上的最高电压保持在它们的额定范围内即使节点A和节点B的电压变得太高也是可能的。如此，连接阻抗在这种情况下适合两个目的：电压分压器和可以用以禁止同步整流器的手段。
例如，如果是输出电压是15伏，在节点A和B的电压将是在0伏附近和30伏附近之间变化的方波。30伏电压通常太高，以至于不适用于MOSFET的控制极。但是，如果我们使电容器507的电容量为电容器512的一半而电阻器509和电阻是电阻器514的两倍，那么在MOSFET 506的控制极的电压波形将是从0伏附近变化到10伏附近的经过衰减的方波。许多MOSFET可以容许这个范围。
请注意：即使在不希望衰减控制极的波形时，图9所示的连接阻抗仍然为了允许释抑电路禁止同步整流器的操作被加到电路上。使C904大于MOSFET的控制极的任何寄生电容(以及R903小于被停用的释抑电路的有效电阻)以致波形的衰减将是最小的只是必要的。
释抑电路的晶体管被接通时，释抑电路在驱动半周期期间掌握或钳制门控波形在零附近。然后，由于电容器507和511对于在节点A和B的波形的AC分量而言是作为低阻抗出现的，所以这些门控波形在复位半周期期间将向负值方向变化。所以，门控波形具有它们必须使用的方波形状，但是这些方波的DC分量被降低，以致门控波形所实现的最高电压没有达到接通它们驱动的MOSFET时必不可少的栅-源极间临界值水平。
请注意，一旦释抑电路被激活，通过电阻器905流动的电流与流过整个连接阻抗的电流相比是比较小的。对于好的近似，晶体管只运送流过电阻器903的DC电流，而流过连接阻抗的AC电流通过同步整流器701的栅-源极间电容(或者通过类似于图5所示的电容器508与栅-源极间电容并联的外部电容器)流动。由于电阻器903与电容器904的阻抗相比比较大，所以这个DC电流比较小。因此，连接阻抗法与图7所描绘的连接开关法相比需要更小的晶体管。
在这种被禁止的状态期间，门控波形能够由于在释抑电路中串联在一起的二极管和晶体管的两端的电压降而朝略微大于零变化。这个正值必须被保持小于MOSFET的临界电压。可以用来保证这个条件的技术包括使用Schottky二极管、使释抑晶体管的通态电压尽可能地小、把释抑电路接到负电压电位上而不是接地。其它满足在这里提出的想法的技术对于熟悉这项技术的人将是明显的。
正是由于在复位半周期期间门控波形是负值，所以在图9所示的释抑电路中添加与晶体管串联的二极管。
为了禁止两个同步整流器的操作，释抑电路释仅仅使用一个而不是两个晶体管是可能的。如图10所示，单一的晶体管1011通过二极管1007和1008被接到两个同步整流器1001和1002的控制极上。在这种配置中，晶体管1011在其驱动半周期期间与二极管1007合作一起钳制MOSFET1001的门控电压，然后在下一个半周期与二极管1008合作钳制MOSFET1002的门控电压。
图9和图10把释抑电路晶体管(905或1011)表示成双极性晶体管。其它类似于MOSFET的晶体管也可以被使用。
虽然前面的讨论指出，有源驱动途径最经常被用在未被隔离的转换器中，但是使用无源驱动途径也是可能的。例如，在图1所示的下转换器中，匝数比适当的第二绕组1101可以如同用图11表示的那样被加到电感线圈105上，然后被接到同步整流器102的门控终端上。因此，前面概述的使用与释抑电路有关的连接开关或连接阻抗的概念也可能被应用于这种场合。
当进行“或”运算的晶体管被用来把DC/DC转换器输出端接到输出总线上时，负电流的问题还可以通过断开这个装置的可控整流器而得以解决。这样做允许转换器仅仅通过不允许负电流电流动的未稳压整流器接到输出总线上。如图12所示，有源的电子电路1203和门控驱动器1205可以被用来控制进行“或”运算的晶体管1202，在这种情况下，逻辑门1204能提供允许/禁止操作的功能。
另外，依据电源电路中的波形驱动进行“或”运算的晶体管的控制终端也是可能的。图13展示一种对于图5所示的转换器来说有可能实现这一点的方法。在这种方法中，在图5所示的电源电路1301的节点A和B处的电压波形通过二极管1303和1304被接到进行“或”运算的MOSFET 1302的门控终端上。如同以前曾提到过的那样，当电源电路正在切换时，在节点A和B的电压波形是在0伏附近和输出电压的两倍附近之间延伸的异相方波。二极管1303和1304对这些波形进行峰值检波，以给出近似于输出电压的栅极-源极间的电压。如果这些波形不存在，例如在转换器不操作时，电阻器1305将对进行“或”运算的晶体管1302的栅极放电，以便关闭它。在这种情况下，把上述的连接开关、连接阻抗和释抑电路用于同步整流器的允许/禁止操作的方案在这里也可能被用于进行“或”运算的晶体管。
不管遵循哪种方法允许/禁止同步整流器的可控整流器和/或进行“或”运算的晶体管的操作，逻辑判断都必须进行，以便了解它们应该何时被允许或禁止。然后，根据这个判定，适合于上述的逻辑门、连接开关或释抑电路(或者任何对于熟悉这项技术的人显而易见的用来实现在此提出的想法的其它允许/禁止操作的电路)的“允许操作/禁止操作输入信号”将被产生。几种用来进行这种判定和提供允许操作/禁止操作输入信号的示范方法在下面给出。这些方法(在本文中称之为“判定逻辑”)可以被单独使用或将其中的两种或多种方法结合在一起使用。
一种可能采用的判定逻辑方法是无论什么时候只要转换器停工就禁止同步整流器的可控整流器和/或进行“或”运算的晶体管操作。这种“停工判定逻辑”保证转换器在它不操作时将不汲取负电流。它可以通过直接从关闭信号得到允许操作/禁止操作输入信号予以实现。图14展示对于未被隔离的转换器怎样才能做到这一点。在这张图中，电子控制电路106有对外加的开关信号1408或察觉反常条件产生停工信号1406的内部保护电路作出响应的部分1407。逻辑门1404使用这个停工信号作为它的输入来允许或禁止正常的门控驱动信号1407在其路径上到达通向同步整流器102的门控终端的门控驱动器1405。
在允许操作/禁止操作的输入信号(它来源于哪种判定逻辑或判定逻辑的组合无关紧要)被置于被隔离的转换器的输入侧的情况下，隔离间隙可以用光学隔离器桥接起来(如图15所示)以便在转换器的输出侧提供允许/禁止操作的输入信号。在这个电路中，光学隔离器1510具有驱动由晶体管1506和电阻器1507组成的倒相缓冲器的输出晶体管。然后，这个缓冲器的输出驱动闭锁晶体管1505，通过二极管1503和1504破坏同步整流器1501和1502的门控。
就停工判定逻辑方法而言用来产生允许操作/禁止操作的输入信号替代的方法是通过观察电源电路中根据转换器是否操作改变形状的波形间接地辨别转换器什么时候停工。例如，图1中节点X的电压、图1中L1两端的电压或图2-5所示电路的次级绕组的电压都可以被使用。图16展示就这些电路而言这种间接方法怎样才能实现的一个实例。在具有开关波形的节点处的电压是用二极管1601、电容器1602和电阻器1603进行峰值检波的。如果转换器正在切换，电容器1602两端的电压应该高；如果它不是正在切换，该电压应该低。比较器察觉这个电压的分开的版本，并且把它和基准电压1607进行比较。如果电容器两端的电压太低，从而表明转换器已停止切换，那么比较器输出变低1608。然后这个低信号可以被用来禁止电源电路1610中的同步整流器操作。在电源电路中不止一个切换节点可以比察觉。例如，在图5所示的电源电路中，通过在峰值检波电路中使用两个二极管，两个节点A和B都能被察觉。
第二种可能使用的判定逻辑方法是无论什么时候只要输出电压太低就禁止同步整流器的可控整流器和/或进行“或”运算的晶体管操作。这种“输出低电压判定逻辑”保证转换器将在诸如启动、电流过载、短路之类的条件下或一些使得输出电压下降到其正常操作条件以下的其它反常事件中不汲取负电流。这种判定逻辑方法可以通过用比较器直接察觉输出电压看一看它是否在某个最小的临界值(例如，其名义值的90％)以下予以实现。然后，适当的允许操作/禁止操作的输入信号可以用类似图17表示的电路获得。这个电路包含把(由电阻器分压网络1603和1604产生的)输出电压的表达与基准102产生的电压进行比较的比较器1605。滞后现象可以根据被充分理解的设计原则添加到比较器上。这种判定逻辑方法还可以通过察觉一些在电源电路中其它表示输出电压的电压或电流予以实现。
可能使用的第三种判定逻辑方法是无论什么时候只要输出电流落在某个临界值水平以下就禁止同步整流器的可控整流器和/或进行“或”运算的晶体管操作。在这种“低输出电流判定逻辑方法”中的临界值水平可以被设定为零，以致无论什么时候只要转换器开始汲取负电流可控整流器就被禁止，借此阻止负电流流动。但是，选择0安培作为临界值水平并非是必要的。
例如，略微小于零(比方说额定电流的1％-10％)可以用来确保转换器如同故意全部下降到零负载电流那样运行。这将允许一些负电流在反常的情况下流动，但是不足以对***的性能产生有害的影响。或者，略微大于零的临界值水平可能被用来确保转换器决不汲取负电流。这将使得虽然小但仍然为正值的负载电流通过未稳压整流器而不是高效率的可控整流器流动，但是由于电流的低水平这将不引起重大的功耗。
一般来说，临界值水平不必是精确的(它可以在小负值和小正值之间变动)。此外，滞后现象能被并入正在进行的比较。
为了测定输出电流，几种众所周知的技术可以采用，例如，测定在电流路径中的小电阻器两端的电压，或者使用与开关之一串联的变流器。这可以在转换器的输出侧进行，或者可以在转换器的输入侧测定表示输出电流的电流。
另一个实现这种判定逻辑方法的途径是察觉在同步整流器或者进行“或”运算的晶体管两端电压降。图18展示这后一种方法在用于在图5所示的电源电路中使用图10所示的连接阻抗方案时的一个实例。只要转换器正在交付正的输出电流，节点A和B的电压之一或两者在任何时候相对于节点C就都是负的，取决于同步整流器1001和1002中哪一个(或两个)是导通的。因此，二极管1801和1802将保持锁闭晶体管1011的基极在足够低的电压下，以致这个晶体管被断开而同步整流器被允许操作。如果负载电流变成负的，那么节点A和B的电压在各自的同步整流器的导通期间将是正的，而锁闭晶体管的基极电压相应地升高(由于负载电阻器1803接在正输出终端Vout +上)，以致的晶体管1011将接通。如同前面描述的那样，这将禁止可控整流器操作。
可能使用的第4种判定逻辑方法是在转换器操作的启动阶段禁止可控整流器和/或进行“或”运算的晶体管操作。这种“启动判定逻辑方法”保证转换器将在接通的那一瞬间里不汲取负电流。这种方法可以用前面关于“停工判定逻辑方法”讨论的方法予以实现，但是需要通过添加时间延迟进行修改，以致可控整流器将在转换器不再停工后继续被禁止一段时间。对于DC/DC转换器典型的启动瞬间是在5毫秒到30毫秒的范围内。实现这种判定逻辑方法的另一种方法将是把“停工判定逻辑方法”与输出低电压判定逻辑方法“合并。转换器必须正在操作，而输出电压必须在可控整流器被允许操作之前上升到它的额定值。
可能使用的第五种判定逻辑方法是禁止同步整流器的可控整流器和/或进行“或”运算的晶体管在“关闭瞬间”期间操作，其中转换器的输出电压在它被关闭之前被慢慢地降低到零。这种“关闭瞬间法”保证转换器将在这个关闭瞬间的周期里不汲取负电流。再者，这种判定逻辑方法可以用前面就“停工判定逻辑方法”讨论过的方法予以实现，但是需要通过禁止可控整流器在使转换器停工之前的关闭瞬间里操作来进行修改。或者将“输出低电压判定逻辑方法”与“停工判定逻辑方法”合并来实现想要的结果。
可能使用的第六种判定逻辑方法是在外部信号加到转换器上时禁止同步整流器的可控整流器和/或进行“或”运算的晶体管操作。这样的信号可以由察觉存在负电流或者负电流问题可能出现的电路提供。这个信号或许来自另一个DC/DC转换器，或者来自负载板上的辅助电路。图19展示这样的“外部信号判定逻辑方法”。
可能使用的第七种判定逻辑方法是无论什么时候只要提交给可控整流器的控制终端的波形将导致它们被不正确驱动的条件存在就禁止同步整流器的可控整流器和/或进行“或”运算的晶体管操作。例如，在有源驱动的方法中，无论什么时候只要控制电路功率轨迹太低以至于无法保证其适当的操作就禁止可控整流器操作。如果有源驱动的电路是从电源电路范围内的波形得到其时间选择信息的，那么无论什么时候只要这个波形太低以至于无法得到驱动电路的适当的解释就可能禁止该可控整流器的操作。类似地，在无源驱动的方法中，无论什么时候只要用来驱动可控整流器的控制终端装置的波形太低以至于无法保证对可控整流器的适当的控制就可能禁止可控整流器的操作。
作为这种“水平不适当的判定逻辑方法”的特定的实例考虑图5所示的电路。在这个无源驱动的实例中，加在同步整流器505和506的栅极上的电压在它们被接通时与中间总线电容器500两端的电压成正比。如果这个中间总线电容器的电压太低，那么整流器将不是用足以完全接通它们的高电压驱动的，而且这个条件可能导致不适当的操作。所以，中间总线的电压可能被察觉，而且无论什么时候只要这个电压在某个临界值以下可控整流器就被禁止操作。这个临界值可以选得比较高(例如，中间总线电压名义值的50％)，因为中间总线的电压在转换器正常操作期间应该不在这个水平以下。
当DC/DC转换器正在操作并且正在把功率交付给其输出，但是同步整流器的可控整流器和/或进行“或”运算的晶体管被禁止操作的时候，转换器正在补偿未稳压整流器的比较大的电压降。随着时间推移允许可控整流器操作时，如果它们太迅速地得到允许，那么输出电压将由于在未稳压整流器和可控整流器之间电压降的差异而立即升高。
为了避免这种瞬间现象，可控整流器应该被“慢慢地允许操作”。这意味着在导通的同步整流器或进行“或”运算的MOSFET两端的平均通态电压应该在相当于或长于转换器的带宽的时间周期内逐渐从未稳压整流器的比较高的电压变化到可控整流器的比较低的电压。在这样做的时候，转换器的反馈回路环将有时间调整负荷比(或者某个其它控制变量)，以致输出电压的偏差保持可接受地小。例如，在反馈回路带宽为10kHz转换器中，缓慢地允许操作可能花费大约0.1毫秒甚至更多的时间。
有两种用来控制同步整流器或进行“或”运算的晶体管的平均通态电压的途径。它们是在1998年7月30日公开的PCT专利申请第WO98/33267号中讨论过的。
第一种途径是控制可控整流器的导通程度。例如，假设一种MOSFET装置，门控电压(在MOSFET处于导通状态的时间里)可以被控制在临界值水平和高于上述临界值几伏之间的任何地方。如果是前者，MOSFET的沟道电阻非常高，如果是后者，它处在其最小值。
因此，MOSFET的平均通态电压可以通过允许门控电压(在MOSFET的导通时间里)慢慢地从临界值水平逐渐地增加到比临界值高几伏被逐渐从其未稳压整流器的通态电压减少到其可控整流器的通态电压。
图10展示一种实现这种MOSFET的门控电压缓慢增加的途径。如同早先讨论过的那样，在正常的操作中，门控电压的波形是在复位半周期期间的接近零和驱动半周期期间的临界值之间变动的方波。这个波形的DC值是正的。反之，当释抑电路被激活时，门控电压波形从驱动半周期期间的略微大于零变动到复位半周期期间的小于零。这个波形的DC值是负的。
当图10所示的释抑电路被停用时(即，当晶体管1011被关闭时)，门控电压波形的DC值将从其最初的负值增加到其最终的正值。这种增加是(1-eτ/t)形式的，其中τ是特征时间常数C1005×R1003(或者C1006×R1004)。随着门控波形的DC电压增加，门控电压的值在波形的驱动半周期期间里也这样增加。通过使特征时间常数变得足够长(比方说几毫秒)，MOSFET的平均通态电压将被慢慢地减少。请注意：这通常意味着使保持控制锁闭晶体管的必要条件的电流的R1003(或者R1004)变得比较大。另外，还应该注意连接阻抗再一次扮演多重角色，其中包括以前描述过的那些再加上在允许MOSFET操作时慢慢地增加MOSFET的通态电压。
控制同步整流器或进行“或”运算的晶体管的平均通态电压第二种途径是控制(在合并后装置的总导通时间里)可控整流器的导通时间的百分比。例如，可控整流器在整个导通时里可以是在非常短暂的时间里是导通的，或者，它可以在整个时间间隔里都是导通的。如果是前者，合并后装置的平均通态电压几乎是未稳压整流器的通态电压(因为它在绝大部分时间里运送电流)，如果是后者，合并后装置的平均通态电压是可控整流器的通态电压。
因此，可以通过允许控制整流器被接通时间的百分比慢慢地增加使同步整流器或进行“或”运算的晶体管的平均通态电压从其未稳压整流器的通态电压逐渐减少到其可控整流器的通态电压。
图20展示当电子电路被用来为同步整流器提供控制信号的时候可以实现这一点的一条路径。在这个实例中，由斜坡发生器电路2012(反相器2002、基极电阻器2003、晶体管2004、电源2005和电容器2006)、比较器2001和带二极管2008的RC网络2007、2009组成的电路加在用来允许/禁止可控整流器操作的逻辑门的前面(在其门控输入端上)。斜坡发生器电路无论什么时候只要来自电子控制电路602的驱动信号2010表明同步整流器601应该接通就形成以零伏为起点的斜坡。这个在整个建议的导通时间里连续上升的斜坡由于电压源2010被向上偏移1伏，并且作为负的输入被用于比较器2001。如果在比较器的正输入端上的电压比斜坡电压高，这个比较器的输出将仅仅是高的，因此允许驱动信号2010接通逻辑门604。
如果允许操作/禁止操作输入信号605是低的，给比较器的正输入也如此，于是比较器的输出在任何时间都保持是低的，因此禁止驱动信号到达601的可控整流器。
当允许操作/禁止操作输入信号605变高时，在给比较器的正输入端的电压按时间常数R2009×C2007呈指数形式上升。随着这个电压慢慢地上升，可控整流器被接通的传导时间间隔部分也慢慢地上升。一旦电容器2007充电到两端的电压足够高，可控整流器将在整个传导时间间隔中被接通。二极管2008确保当释抑电路被激活时电容器2007两端的电压通过放电迅速下降。
另外，用图20所示的电路还可能被用来在用图7描绘的方案中逐渐地接通连接开关，或者在用图8描绘的方案中逐渐关闭对连接阻抗工作的释抑回路。
另外，利用前面讨论过的一般概念控制DC/DC转换器从允许操作状态到禁止操作状态的转变速率也是可能的。
大多数DC/DC转换器为了保护转换器免受太大的输出电流的影响把最大值限流并入它们的控制电路。采用了各种方案，其中包括关闭转换器的方案以及和继续用在作为负载电流的函数的被降低的输出电压下继续操作的方案。在后者范畴中，一些转换器允许输出电流在输出电压降低时略微增加到临界值限度以上，一些维持恒定的输出电流，还有一些使输出电流减少。这些途径有时被称为“向前折叠”限流、“恒电源”限流和“向后折叠”限流，而且实现每种途径的各种方法在该领域中是众所周知的。例如，如同用图22图解说明的那样，如，转换器通常在恒定的输出电压VOUT下操作，其中在需要为特定的负载服务时电流上升。但是，如果电流达到最高水平IMAX，那么作为负载电流函数的输出电压被降低。向前折叠限流、恒流源限流和向后折叠限流分别用2201、2202和2203予以图解说明。
同样，为了避免与负电流在DC/DC转换器(尤其是使用同步整流器和/或进行“或”运算的晶体管的转换器，但不被限于这样的转换器)中流动的相关联的问题，新颖的最小值限流IMIN可以并入控制电路。一般来说，一旦电流负载落到某个临界值水平以下，这样的限流就将增加输出电压。然后，正在增加的输出电压将抵消输出电流进一步减少的愿望。
如同图解说明的那样，用于最小值限流的临界值水平可以略微小于零、零、或者略微大于零。愿望是避免负电流大到足以引起问题的程度。例如，略微小于零的临界值水平(比方说，额定电流的1％-10％)可以用来确保转换器如同故意全部下降到零负载电流那样运行。这将允许一些负电流在反常情况下流动，但是不足以对***性能产生有害的影响。或者，略微大于零的临界值水平可以用来确保转换器决不汲取负电流。这将引起虽然小但仍然大于零的负载电流通过未稳压整流器而不是高效率的可控整流器流动，但是由于电流的低水平这将不引起相当大的功耗。这个条件在轻负载下实际上可能给出比较低的总功耗，因为通常由开关可控整流器招致的开关损耗不再存在。这种在开关损耗方面的节约可能比轻负荷电流流过未稳压整流器时引起的附加的传导损耗大。
一旦达到临界值的电流水平，最小值限流控制电路就可以被设计出来，以便显示向前折叠、恒流源或向后折叠的限流特性。在此，向前折叠限流特性2204将允许输出电流在输出电压升高时继续略微减少。恒流源限流特性2205将使输出电流在输出电压升高时大体上保持恒定。向后折叠限流特性将使输出电流在输出电压增加时在临界值水平以上增加。这些不同的特性以及在控制电路中实现它们的方法对于熟悉这项技术的人将是显而易见的，因为它们类似于用于最大值限流的那些。
图21展示把最小值限流并入控制电路的DC/DC转换器的方框图。这种DC/DC转换器既可以是任何拓扑学的非隔离的或隔离的转换器。察觉输出电流可以用几种类型的传感器(例如，电阻器、电流变压器或霍尔效应传感器)来完成。察觉电流可以在输出终端或者在电源电路范围内一些察觉到的电流表示输出电流的其它位置。在某些情况下，除电流之外的其它变量(表示输出电流的变量)可以被察觉。一般来说，类似于前面讨论过的关于禁止同步整流器和进行“或”运算的晶体管操作的第三种低输出电流判定逻辑方法中使用的那些察觉技术都可以被用在这里。
为了提高输出电压，一旦达到最小的电流水平，控制电路通常将调整DC/DC转换器的工作周期。例如，在图1-5的下转换器中，晶体管101的工作周期将被增加。
增加电压输出而不是关闭同步整流器的优点是当大电流流过时，它们在保留同步整流器被接通的情况下继续按有效的模式操作。另一方面，当整流器被关闭时，未稳压整流器继续单独操作，并且在这种低效率的条件下，电路可以加热。
显然，为了避免与负电流限度相关联的问题可以把前面描述过的允许/禁止操作的门控技术和最小值限流技术合并。例如，在达到最小的电流临界值时可以增加输出电压，在达到电压临界值或其它电流临界值时可以依次禁止同步整流器和进行“或”运算的晶体管的操作。
图23展示一种实现最大值和最小值两种限流的方法。在这张图中，U1 2301和U2 2302都是运算放大器，Vref是基准电压。打算察觉的电流I通过电阻器2303流动并且形成对地电压VI。运算放大器被配置成外加电阻器2304至2311的差动放大器。为了使限流反馈回路稳定下来，电容器2313和2314降低这些放大器的高频增益。电容器2312把察觉到的信号中由电源电路中的噪声造成的任何高频分量滤除。
运算放大器2301负责最大值限流，而运算放大器2302负责最小值限流。电阻器2305和2304提供用于VI的电平漂移VLS，取决于Vref和两个电阻器的相对值的漂移量。两个运算放大器都把这个VI的电平漂移值与临界值电压之间的差放大，但是，它们各自有分别用Vref和电阻器2306和2307或电阻器2309和2310设定的不同的临界值，VTI和VT2。VTI被设定为比VLS高于对应于预期的最大值限流的量。类似地，VTI是借助对应于最小值限流合适的量相对于VLS设定的。
由于有二极管2315和2316，两个运算放大器都仅仅能在一个方向影响输出电压，VO。运算放大器2301在察觉到的电流超过最大的电流限度时将提升VCL，而运算放大器2302在察觉到的电流落在最小的电流限度以下时将降低VCL。察觉到的电流超过(或者低于)这两个限度越多，运算放大器提升(或者降低)VCL就越多。当察觉到的电流在两个电流限度之间时，节点VCL本质上处在(受电阻器2308和2311以及电容器2313和2314的比较高的阻抗限制的)高阻抗状态。
最后，VCL被用作对确定功率转换器的工作周期的正常反馈回路的误差放大器2317的补充输入。它将仅仅在察觉到的电流超出范围时影响误差放大器并因此影响工作周期。它与放大器的连接是这样的，以致当察觉到的电流超过最大电流限度时，功率转换器的输出电压将被减少。反之，当察觉到的电流落在最小的电流限度以下时，VCL将引起转换器的输出电压上升。
尽管这项发明已经参照其优选实施方案被具体地展示和描述，但是熟悉这项技术的人应该理解不脱离权利要求书所囊括的本发明的范围可以对其形式和细节进行各种各样的修改。例如，同步整流器和/或进行“或”运算的晶体管可以用P-沟道器件代替N-沟道器件来实现，在这种情况下，详细的连接方案和逻辑电路的极性或许与附图中展示的那些恰恰相反。

Claims (76)

1.一种有输出端的DC-DC功率转换器，其中包括：
控制输出电压的控制电路；以及
对控制电路实施对功率转换器或被连接电路的条件敏感的过调节控制，以便实现最小值限流。
2.根据权利要求1的功率转换器，进一步包括可控整流器，过调节控制本质上消除了负的电流通过可控整流器的流动。
3.根据权利要求2的功率转换器，其中过调节控制增加电压输出，以便实现最小值限流。
4.根据权利要求3的功率转换器，其中过调节控制将引起向前折叠或向后折叠的最小值限流(a fold-forward or fold-backminimum current limit)。
5.根据权利要求3的功率转换器，其中控制过调节控制的条件是表示输出电流的信号。
6.根据权利要求5的功率转换器，其中过调节控制直接受察觉到的输出电流的控制。
7.根据权利要求5的功率转换器，其中表示输出电流的信号是功率转换器范围内的第二电流。
8.根据权利要求7的功率转换器，其中表示输出电流的信号是在功率转换器中通过可控整流器的被察觉电流。
9.根据权利要求7的功率转换器，其中表示输出电流的信号是通过与功率转换器输出端耦合的进行“或”运算的晶体管的电流。
10.根据权利要求5的功率转换器，进一步包括根据判定逻辑使功率转换器电路中至少一个可控整流器被禁止操作。
11.根据权利要求10的功率转换器，其中至少一个被禁止操作的可控整流器是在功率转换器输出端的进行“或”运算的晶体管。
12.根据权利要求3的功率转换器，其中最小值限流是负的电流。
13.根据权利要求3的功率转换器，进一步包括：
接到电源上的第一和第二初级变压器绕组；
至少有一个次级绕组与第一和第二初级绕组之中的至少一个绕组耦合的次级变压器绕组电路；
许多可控整流器，每个都有并联的未稳压整流器而且每个都接在次级绕组上，每个可控整流器与提供输出的初级绕组上的电压波形同步地被接通和关闭，每个初级绕组都具有工作周期固定的电压波形和比可控整流器的通电状态和断电状态的时间都短的过渡时间；以及
在维持固定的工作周期时调整输出的调整器。
14.一种DC-DC功率转换器，其中包括：
在电源电路中的可控整流器；
在电源电路波形和可控整流器的控制终端之间的连接阻抗；以及
为了使可控整流器被禁止操作而被激活的释抑电路。
15.根据权利要求14的功率转换器，其中可控整流器是在电源电路中的同步整流器。
16.根据权利要求14的功率转换器，其中可控整流器是在功率转换器输出端的进行“或”运算的晶体管。
17.根据权利要求14的功率转换器，其中连接阻抗是在电源电路波形和可控整流器的控制终端之间的完全无源电路。
18.根据权利要求14的功率转换器，其中电源电路波形是电压波形，而可控整流器是用MOSFET实现的。
19.根据权利要求14的功率转换器，其中连接阻抗包括电容器。
20.根据权利要求19的功率转换器，其中连接阻抗包括与电容器并联的电阻器。
21.根据权利要求14的功率转换器，其中连接阻抗在释抑电路被停用时削弱电源电路波形。
22.根据权利要求21的功率转换器，进一步包括与释抑电路并联的并联阻抗。
23.根据权利要求14的功率转换器，其中释抑电路包括位于可控整流器的控制终端和另一个终端之间在晶体管接通时控制可控整流器的晶体管。
24.根据权利要求23的功率转换器，进一步包括与晶体管串联的二极管。
25.根据权利要求24的功率转换器，进一步包括与晶体管和二极管并联的阻抗。
26.根据权利要求14的功率转换器，其中具有负平均值的波形是在释抑电路被激活时在可控整流器的终端产生的，当释抑电路被停用时加在控制终端上的波形平均值缓慢增加。
27.根据权利要求14的功率转换器，其中释抑电路是被来自判定逻辑电路的允许操作/禁止操作的输入信号激活的。
28.根据权利要求27的功率转换器，其中释抑电路在关闭功率转换器时被激活。
29.根据权利要求27的功率转换器，其中释抑电路是根据来自功率转换器的低输出电压的指示被激活的。
30.根据权利要求27的功率转换器，其中释抑电路是根据来自功率转换器的低输出电流的指示被激活的。
31.根据权利要求27的功率转换器，其中释抑电路在功率转换器启动期间被激活。
32.根据权利要求27的功率转换器，其中释抑电路在功率转换器的关闭瞬间被激活。
33.根据权利要求27的功率转换器，其中释抑电路是根据外部信号被激活的。
34.根据权利要求27的功率转换器，其中释抑电路是根据可控整流器控制终端的波形将不造成正确驱动的指示被激活的。
35.根据权利要求34的功率转换器，其中释抑电路是根据在功率转换器的调节阶段中的低电压被激活的。
36.根据权利要求14的功率转换器，其中进一步包括：
在电源上的第一和第二初级变压器绕组；
有至少一个次级绕组与第一和第二初级绕组中至少一个初级绕组耦合的次级变压器绕组电路；
许多可控整流器，每个都有并联的未稳压整流器而且每个都接在次级绕组上，每个可控整流器与提供输出的初级绕组上的电压波形同步地被接通和关闭，每个初级绕组都具有工作周期固定的电压波形和比可控整流器的通电状态和断电状态的时间都短的过渡时间；以及
在维持固定的工作周期时调整输出的调整器。
37.一种DC-DC功率转换器，其中包括：
对加在控制终端的波形敏感的可控整流器；
产生允许操作/禁止操作信号使可控整流器被禁止操作的判定逻辑电路；以及
为了在可控整流器被允许操作或禁止操作时逐渐改变可控整流器被这样接通或关闭以致输出电压本质上瞬间的漂移得以避免的程度对允许操作和禁止操作的信号敏感的电路。
38.根据权利要求37的功率转换器，其中控制波形是无源地由功率转换器的电源电路波形提供的。
39.根据权利要求38的功率转换器，其中进一步包括：
在电源电路波形和可控整流器的控制终端之间的连接阻抗；以及
为了使可控整流器被禁止操作而被激活的释抑电路。
40.根据权利要求39的功率转换器，进一步包括：
接在电源上的第一和第二初级变压器绕组；
有至少一个次级绕组与第一和第二初级绕组中的至少一个绕组耦合的次级变压器绕组电路；
许多可控整流器，每个都有并联的未稳压整流器而且每个都接到次级绕组上，每个可控整流器与提供输出的初级绕组上的电压波形同步地被接通和关闭，每个初级绕组都具有工作周期固定的电压波形和比可控整流器的通电状态和断电状态的时间都短的过渡时间；以及
在维持固定的工作周期时调整输出的调整器。
41.根据权利要求37的功率转换器，其中可控整流器在关闭功率转换器时被禁止操作。
42.根据权利要求37的功率转换器，其中可控整流器是根据来自功率转换器的低输出电压的指示被禁止操作的。
43.根据权利要求37的功率转换器，其中可控整流器是根据来自功率转换器的低输出电流的指示被禁止操作的。
44.根据权利要求37的功率转换器，其中可控整流器在功率转换器启动期间被禁止操作。
45.根据权利要求37的功率转换器，其中可控整流器在功率转换器的关闭瞬间被禁止操作。
46.根据权利要求37的功率转换器，其中可控整流器是根据外部信号被禁止操作的。
47.根据权利要求37的功率转换器，其中可控整流器是根据可控整流器控制终端的波形将不造成正确驱动的指示被禁止操作的。
48.根据权利要求47的功率转换器，其中可控整流器根据功率转换器的调节阶段中的低电压被禁止操作的。
49.根据权利要求37的功率转换器，其中控制波形在可控整流器被禁止操作时具有负平均值。
50.根据权利要求49的功率转换器，其中控制波形的平均值发生变化的时间是由控制终端和电源电路波形之间的电阻/电容电路确定的。
51.根据权利要求37的功率转换器，其中改变控制波形的平均值的时间是由控制终端和电源电路波形之间的电阻/电容电路确定的。
52.一种DC-DC功率转换器，其中包括：
对加在控制终端上的控制波形敏感的可控整流器；
当提交给可控整流器的控制终端的波形将不造成正确的驱动时产生允许操作/禁止操作信号使可控整流器被禁止操作的判定逻辑电路。
53.根据权利要求52的功率转换器，其中可控整流器是根据功率转换器的调节阶段中的低电压被禁止操作的。
54.根据权利要求52的功率转换器，其中可控整流器是根据低功率轨迹被禁止操作的。
55.根据权利要求52的功率转换器，其中可控整流器是根据在电源电路范围内作为加在控制终端上的控制波形的来源的波形被禁止操作的。
56.一种实现DC-DC功率转换的方法，其中包括：
控制通过控制电路的输出电压；以及
对控制电路实施过调节控制，以实现最小值限流。
57.根据权利要求56的方法，其中通过可控整流器的负的电流的流动本质上被消除。
58.根据权利要求57的方法，其中电压输出被增加，以便实现最小值限流。
59.根据权利要求57的方法，其中过调节是对表示输出电流的信号的响应。
60.一种实现DC-DC功率转换的方法，其中包括：
在电源电路波形和电源电路中的可控整流器的控制终端之间提供连接阻抗；以及
激活使可控整流器被禁止操作的释抑电路。
61.根据权利要求60的方法，其中连接阻抗在释抑电路被停用时削弱电源电路波形。
62.根据权利要求60的方法，其中释抑电路包括在可控整流器的控制终端和另一个终端之间的晶体管，以便在该晶体管被接通时控制可控整流器。
63.根据权利要求62的方法，其中释抑电路进一步包括与该晶体管串联的二极管。
64.根据权利要求63的方法，进一步包括提供与晶体管和二极管并联的阻抗。
65.根据权利要求60的方法，进一步包括当释抑电路被激活时在可控整流器的控制终端提供具有负平均值的波形，并且当释抑电路被停用时缓慢地增加施于控制终端的波形平均值。
66.根据权利要求60的方法，进一步包括借助来自判定逻辑电路的允许操作/禁止操作的信号激活释抑电路。
67.根据权利要求66的方法，其中释抑电路是根据可控整流器的控制终端的波形将不造成正确驱动的指示被激活的。
68.根据权利要求67的方法，其中释抑根据来自功率转换器的调节阶段的低电压被激活的。
69.一种实现DC-DC功率转换的方法，其中包括：
根据施加给可控整流器的控制终端的控制波形控制可控整流器；
用判定逻辑电路产生允许操作/禁止操作信号，以使可控整流器被禁止操作；以及
根据允许操作/禁止操作信号，在可控整流器被允许操作或禁止操作时逐渐改变可控整流器被这样接通或关闭以致输出电压本质上瞬间漂移得以避免的程度。
70.根据权利要求69的方法，其中控制波形是由功率转换器的电源电路波形无源地提供的。
71.根据权利要求70的方法，进一步包括：
在电源电路波形和可控整流器的控制终端之间提供连接阻抗；以及
激活释抑电路，使可控整流器被禁止操作。
72.根据权利要求69的方法，其中可控整流器是根据可控整流器的控制终端的波形将不造成正确驱动的指示被禁止操作的。
73.根据权利要求72的方法，其中可控整流器是根据来自功率转换器的调节阶段的低电压被禁止操作的。
74.根据权利要求69的方法，其中控制波形在可控整流器被禁止操作时具有负平均值。
75.一种实现DC-DC功率转换的方法，其中包括：
根据施加给可控整流器的控制终端的控制波形控制可控整流器；以及
在提交给控制整流器的控制终端的波形将不造成正确驱动时，用判定逻辑电路产生允许操作/禁止操作信号，以使可控整流器被禁止操作。
76.根据权利要求75的方法，其中可控整流器是根据来自功率转换器的调节阶段的低电压被禁止操作的。
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