CN1377125A

CN1377125A - 升压变换器

Info

Publication number: CN1377125A
Application number: CN 02115135
Authority: CN
Inventors: 向华; 阮世良
Original assignee: Emerson Network Power Co Ltd
Current assignee: Vertiv Tech Co Ltd
Priority date: 2002-04-17
Filing date: 2002-04-17
Publication date: 2002-10-30
Anticipated expiration: 2022-04-17
Also published as: CN1144344C

Abstract

本发明公开一种升压变换器,包括电感、续流二极管、输出电容、功率开关和储能电路,所述的储能电路包括辅助电感、储能电容、第一开关管和第二开关管,第二开关管与储能电容并联,方向与续流二极管相同。功率开关导通时,辅助电感、储能电容、续流二极管、功率开关和输出电容构成储能回路;把反向恢复电流能量储存在储能电路中。辅助电感、储能电容和第一开关管构成能量转移谐振回路,功率开关关断时,电感、储能电容、续流二极管和输出电容构成能量输出回路;经能量转移谐振回路的能量被能量输出回路转移到输出电容上。减少了能量损耗,提高了整个电路的效率;续流二极管的峰值电压应力被钳位在Vo,减少了续流二极管的耐压要求。

Description

升压变换器

技术领域：

本发明涉及一种升压变换器(即BOOST变换器)。

技术背景：

单相的功率因数校正电路(PFC)被广泛应用于通信电源，UPS等市电输入的开关电源设备中，可实现使输入电流满足IEC的相关谐波标准要求，同时使功率因数近似为1。功率因数校正电路通常采用升压变换器来实现，传统的升压变换器如图1所示，为电感Lm与续流二极管D和输出电容Co串联构成续流回路，在相串联的续流二极管D和输出电容Co两端并联功率开关S1，传统的升压变换器的工作原理如下：①通过控制功率开关S1的开通与关断，来控制功率开关S1的占空比，从而实现输出电压的升压功能和调压功能；其电压公式为：V0＝VIN/d；(d为功率开关S1的占空比，V0为输出电压，VIN为输入电压)；②当功率开关S1导通时，市电电压加在电感Lm两端，给电感Lm充电储能，电感Lm电流上升，此时续流二极管D反向截止；③当功率开关S1关断时，由于电感Lm电感电流不能突变，续流二极管D导通，市电电压与电感Lm串联，电流经续流二极管D给输出电容与负载供电，电感Lm电流下降。但传统的BOOST电路存在着如下的问题：当功率开关S1关断时，续流二极管D导通，流过正向导通电流。当功率开关S1导通时，续流二极管D承受反向电压，由于二极管存在着反向恢复效应，续流二极管D并不会立刻截止，而会有电流反向流过续流二极管D，形成反向恢复电流。反向恢复电流与电感Lm一起流过功率开关S1，从而增加了功率开关S1的开通损耗和续流二极管D的损耗。当输出电压越高时，由于高压二极管的反向恢复时间更长，使上述问题更加严重。功率开关S1的开关频率越高，则反向恢复电流造成的损耗越大；上述电路特有的问题限制了电路工作频率的提高。

发明内容：

本发明的目的是为了减小反向恢复电流，且减小由于反向恢复电流造成的损耗，提高升压变换器的工作效率。

为了实现上述目的，本发明提出的具体方案如下：一种升压变换器，包括电感Lm、续流二极管D、输出电容Co和功率开关S1，功率开关S1导通时，输入电压Vin、功率开关S1和电感Lm位于充电回路上，功率开关S1断开时，输入电压Vin、续流二极管D和输出电容Co位于正向续流回路上，且续流二极管D在此回路正向导通；所述的升压变换器还包括储能电路，所述的储能电路包括辅助电感Ls、储能电容C_b、第一开关管D1和第二开关管D2，其连接关系如下：

在功率开关S1由关断到导通时刻，续流二极管D的反向

恢复电流沿辅助电感Ls、储能电容Cb、续流二极管D、功率开

关S1和输出电容Co所构成的储能回路流动；反向恢复能量存储

于储能电容Cb和辅助电感Ls中；

在反向恢复现象结束后，辅助电感Ls中的能量经辅助电感

Ls、储能电容Cb和第一开关管D1所构成的能量转移谐振回

路，转移至储能电容Cb中；

在功率开关S1由导通到关断的时刻，储能电容Cb中的能

量通过电感Lm、储能电容Cb、续流二极管D和输出电容Co所

构成的能量输出回路，将能量转移到输出电容Co中；

所述的第二开关管D2与储能电容Cb并联，方向与续流二

极管D相同。

本发明由于采用上述方案，辅助电感与续流二极管D串联减少了反向恢复电流，通过增加一个特殊的储能电路，把反向恢复电流能量储存在储能电路中，当功率开关S1关断后，储能电路将储存的反向恢复电流能量转移到输出电容上。减少了能量损耗，从而提高了整个电路的效率，另外，续流二极管D的峰值电压应力被钳位在V0，从而减少了续流二极管D的耐压要求。

附图说明：

如图1所示为现有的升压变换器电路示意图；

如图2所示为本发明升压变换器的第一具体实例电路示意图；

如图3所示为本发明升压变换器的第二具体实例电路示意图；

如图4所示为本发明升压变换器的第三具体实例电路示意图；

如图5所示为本发明升压变换器的第四具体实例电路示意图；

如图6所示为本发明升压变换器的第五具体实例电路示意图；

具体实施方式：

下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。

如图1所示为现有的升压变换器电路示意图。本发明的几个实施例则如图2至6所示，本发明在现有技术的基础上增加了一个储能电路，该储能电路包括辅助电感Ls、储能电容C_b、第一开关管D1和第二开关管D2，在功率开关S1由关断到导通时刻，续流二极管D的反向恢复电流沿辅助电感Ls、储能电容Cb、续流二极管D、功率开关S1和输出电容Co所构成的储能回路流动；反向恢复能量存储于储能电容Cb和辅助电感Ls中；

在反向恢复现象结束后，辅助电感Ls中的能量经辅助电感Ls、储能电容Cb和第一开关管D1所构成的谐振回路，转移至储能电容Cb中；

在功率开关S1由导通到关断的时刻，储能电容Cb中的能量通过电感Lm、储能电容Cb、续流二极管D和输出电容Co所构成的能量输出回路，将能量转移到输出电容Co中；

所述的第二开关管D2与储能电容Cb并联，方向与续流二极管D相同。

一个具体的实施例如图4所示，所述的第一开关管D1和辅助电感Ls的接点与功率开关S1相联，储能电容Cb和辅助电感Ls的接点与电感Lm相连。在功率开关S1由导通到关断的时刻，储能电容Cb中的能量通过电感Lm、储能电容Cb、续流二极管D和输出电容Co所构成的能量输出回路，将能量转移到输出电容Co中。

另两个实施例分别如图2和3所示，所述的第一开关管D1的一端分别与辅助电感Ls和功率开关S1一端相联，第一开关管D1的另一端与续流二极管D相连。

再两个实施例如图5和6所示，第一开关管D1的一端与续流二极管D相连，另一端与输出电容Co相连。

其中，第一开关管D1和第二开关管D2可为二极管。当第一开关管D1和第二开关管D2为二极管时，二极管的正负方向，使储能回路1、能量转移谐振回路2和能量输出回路3处于正常导通状态。其中所述的第二开关管D2为通态损耗小的肖特基管，且其第二开关管D2为零电压关断。

为了更好的理解本发明，下面以图2所示实施例为例进一步详细介绍本发明的工作原理。对于其他实施例，同理也可作出类似的工作原理分析。

为了简化电路分析，在一个开关周期内可作如下假设：

①输出电容足够大，可以认为输出电压V0为恒定不变的直流电压；

②除了续流二极管D以外，所有功率器件都是理想器件；

③电感Lm远大于辅助电感Ls；

④输入电压Vin为常数；

基于上述假设条件，我们可把一个电路工作周期分为6个时间段来分别进行分析：

第一阶段(t0--t1)：

开关功率开关S1在t0时刻导通，续流二极管D有反向恢复电流流过，辅助电感Ls与续流二极管D串联来减少反向恢复电流，反向恢复电流沿储能回路1(C0--D--Cb--Ls--S1--C0)流动。

第二阶段(t1--t2)

续流二极管D在t1时刻截止，反向恢复现象结束。此时辅助电感Ls的储存能量为为反向恢复电流最大值；由于储能电容Cb的储存能量为

，与辅助电感Ls的储存能量相比非常小，可忽略不计此时第一开关管D1自然导通，电流沿能量转移谐振回路2(Ls--D1--Cb)流动，形成谐振通路，将辅助电感Ls的储存的反向恢复能量全部转移到储能电容Cb上去。此时续流二极管D上的电压钳位在V₀电压。

第三阶段(t2--t3)

在t2时刻，辅助电感Ls的电流下降为0，第一开关管D1截止，此时储能电容Cb储存的能量为

储能电容Cb电压保持不变，进入正常的PFC电路的功率开关S1导通工作状态。此时续流二极管D上的电压为V0-V_Cb

第四阶段(t3--t4)

在t3时刻，开关功率开关S1关断，由于电感Lm电流I_F不能突变，第一开关管D1和续流二极管D导通，电流I_F沿第一开关管D1和续流二极管D流至输出电容C0，同时，电流沿能量输出回路3(Lm-Ls-Cb-D-Co)流动，形成谐振通路，使辅助电感Ls电流不断增加，储能电容Cb电压不断减少，使第一开关管D1支路上的电流逐渐转移到辅助电感Ls支路上来。

第五阶段(t4--t5)

在t4时刻，辅助电感Ls电流增加到电感Lm电流I_F，电流已全部转移到辅助电感Ls支路上来，第一开关管D1自然截止，电流I_F沿能量输出回路3(Lm-Ls-Cb-D-Co)恒流流动，储能电容Cb电压继续减少。

第六阶段(t5--t6)

在t5时刻，储能电容Cb电压下降为0，第二开关管D2自然导通，进入正常的PFC电路的功率开关S1关断续流工作状态。此时储能电容Cb为0保持不变。

从上述的电路原理分析可以知道，本发明采用一个辅助电感与续流二极管D串联来减少反向恢复电流，通过增加一个特殊的储能电路，把反向恢复电流能量储存在储能电路中，当功率开关S1关断后，储能电路将储存的反向恢复电流能量转移到输出电容上。可见反向恢复电流能量全部转移到输出电容上，没有造成能量损耗，从而提高了整个电路的效率。

从上面分析可知，续流二极管D的峰值电压应力被钳位在V0，与谐振电压Vcb无关，从而减少了续流二极管D的耐压要求。

与主续流二极管D串联的第二开关管D2峰值电压应力等于谐振电压Vcb，电压较低，可以采用耐压低，但通态损耗小的肖特基管等，另外第二开关管D2为ZVS关断，无反向恢复电流，所以第二开关管D2的损耗与本发明电路所减少的电路损耗相比，比例很小，可忽略。从而减少了电路损耗，提高了整个电路的效率。

Claims

1、一种升压变换器，包括电感(Lm)、续流二极管(D)、输出电容(Co)和功率开关(S1)，功率开关(S1)导通时，输入电压(Vin)、功率开关(S1)和电感(Lm)位于一个充电回路上，功率开关(S1)断开时，输入电压(Vin)、续流二极管(D)和输出电容(Co)位于一个正向续流回路上，且续流二极管(D)在此回路正向导通；其特征是：所述的升压变换器还包括储能电路，所述的储能电路包括辅助电感(Ls)、储能电容(C_b)、第一开关管(D1)和第二开关管(D2)，其连接关系如下：

在功率开关(S1)由关断到导通时刻，辅助电感(Ls)、储能电容(Cb)、续流二极管(D)、功率开关(S1)和输出电容(Co)构成储能回路，续流二极管(D)的反向恢复电流沿该储能回路流动；反向恢复能量存储于储能电容(Cb)和辅助电感(Ls)中；

在反向恢复现象结束后，辅助电感(Ls)、储能电容(Cb)和第一开关管(D1)构成能量转移谐振回路，辅助电感(Ls)中的能量沿该能量转移谐振回路流动，转移至储能电容(Cb)中；在功率开关(S1)由导通到关断的时刻，电感(Lm)、储能电容(Cb)、续流二极管(D)和输出电容(Co)构成能量输出回路，储能电容(Cb)中的能量通过该能量输出回路，将能量转移到输出电容(Co)中；

所述的第二开关管(D2)与储能电容(Cb)并联，方向与续流二极管(D)相同。

2、如权利要求1所述的升压变换器，其特征是：所述的第一开关管(D1)和辅助电感(Ls)的接点与功率开关(S1)相联，储能电容(Cb)和辅助电感(Ls)的接点与电感(Lm)相连。

3、如权利要求1所述的升压变换器，其特征是：第一开关二极管(D1)的一端与功率开关(S1)和电感(Lm)的接点相连，第一开关管(D1)的另一端与续流二极管(D)的阳极相连，二极管(D)的阴极与输出电容(Co)相连。

4、如权利要求1所述的升压变换器，其特征是：第一开关管(D1)的一端与续流二极管(D)的阴极相连，另一端与输出电容(Co)相连，续流二极管(D)的阳极与电感(Lm)相连。

5、如权利要求1、2、3或4所述的升压变换器，其特征是：所述的第一开关管(D1)和第二开关管(D2)为二极管。

6、如权利要求1、2、3或4所述的升压变换器，其特征是：所述的第二开关管(D2)为二极管，且为零电压关断。