CN1123960C

CN1123960C - 双单元升压式软开关变换器

Info

Publication number: CN1123960C
Application number: CN01118915A
Authority: CN
Inventors: 史立生
Original assignee: Emerson Network Power Co Ltd
Current assignee: Vertiv Tech Co Ltd
Priority date: 2001-05-16
Filing date: 2001-05-16
Publication date: 2003-10-08
Anticipated expiration: 2021-05-16
Also published as: CN1317865A

Abstract

本发明公开一种双单元升压式软开关变换器，包括两个主功率二极管，两套谐振电路和一个辅助开关，通过增加第一、二谐振电容，利用电容电压不能突变的特点，实现辅助开关的软关断，同时实现了主功率开关管的软开关和输出整流二极管的零电流关断。

Description

双单元升压式软开关变换器

技术领域

本发明涉及一种双单元升压式软开关变换器。

背景技术

对于单相功率因数校正电路，近年来人们开展了许多研究，提出了许多功率因数校正电路，其中研究最多的是升压式功率因数校正电路，如文献[1]：中国专利CN98113189.1《一种软开关拓扑电路》；文献[2]：B.Miwa，D.Otthe，and M.Schlecht，“High efficiency power factorcorrection using interleaving techniques，”in Apec’92，pp.557-568；文献[3]Henrique A.C.Braga and Ivo Barbi，“A3-kW unity-power-factor rectifierbased on a two-cell boost converter using a new parallel-connectiontechnique，”in IEEE Trans.on Power Elec.，vol.14，no.1，pp.653-661，Jan.1999；文献[4]M.S.Vilela，E.A.A.Colelho，J.B.Vieira Jr.，L.C.de Freitasand V.J.Farias，“A family of soft-switching converters with low stress ofvoltage and current”，in APEC’96 pp.299-304.文献[5]Jung-Goo Cho，Ju-Won Baek，Dong-Wook Yoo and Hong-Sik Lee，“Reduced conductionloss zero-voltage-transition power factor correction converter with low cost”，in IEEE Trans.on Power Elec.，vol.45，no.3，pp.653-661，June.1998。

在通信用高频开关电源中，功率因数校正技术得到实际应用。一般而言，功率在2kW以下的带功率因数校正的通信开关电源，功率因数校正的主功率开关为单个开关；功率在2kW--5kW左右，通常采用双主功率开关直接并联方式。图1所示为一般双主功率开关(S1、S2)并联原理电路，上述文献[1]提出了一种可用于功率因数校正的软开关电路拓扑，图2是其中的一个双主功率开关(S1、S2)并联原理电路。采用双主功率开关直接并联方式的好处是主功率开关电流为单个功率开关电路的一半，因此可以采用低电流等级的功率开关，同时成本得以降低。然而，这种直接并联的连接方式不能保证电流在两主功率开关间的动态平衡。为了减小两主功率开关支路因参数的离散性，在印刷线路板的布板时应十分小心。另外，由于器件的开关参数不可能完全一样，会导致其中一个在一段时间内承受全部输入电流，这就降低了变换器的可靠性。显然，直接并联的主功率开关越多，这一问题越严重。

文献[2]提出了一种通过交错技术来弥补直接并联方式存在的缺陷的方法。图3是其原理电路。这种交错技术可理解为两个升压式变换器的并联，其优点为在不增加开关损耗的情况下，可高开关频率工作、滤波元件可以减小。由于这种交错方式，虽然两主功率开关的开关频率相同，但两开关的时刻不同，而是有一相移，因此存在控制电路复杂的缺陷，使得成本增加、可靠性降低。同时，存在电感电流不均分问题。

文献[3]提出了一种双单元变换原理电路，如图4所示。这种电路的优点为：两个主功率开关可由同一驱动信号驱动，因此电路简单、可靠性强；在主功率器件中电流自然均分，因此对印刷线路板的布线要求简单。在一定限制条件下，杂散电感及主功率开关的开关参数的离散性并不影响电流的分配；由于有两个输出整流二极管，因此其反向恢复问题较图1、2、3小得多。但其主功率开关仍是硬开关。

文献[3]依据图4的工作原理，提出一种零电压过渡(ZVT)软开关功率因数校正电路。图5是原理电路。图5具有图4所示电路的优点，同时主功率开关实现了ZVT软开关，输出整流二极管实现了零电流软关断(ZCS)，因此效率进一步提高。但辅助开关Sa是硬关断，因此存在一定损耗，尤其当功率较大时损耗增加较多。

发明内容

本发明的目的就是为了解决以上问题，提供一种双单元升压式软开关变换器，在实现主功率开关软开关(ZVT)、输出整流二极管零电流软关断(ZCS)的同时，实现辅助开关Sa的软关断。

为实现上述目的，本发明提出一种双单元升压式软开关变换器，包括第一主功率开关、第二主功率开关、第一电感、储能电感、第一、二二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、谐振电感、第三辅助二极管和辅助开关，所述第一主功率开关跨接于直流母线正负端之间，第二主功率开关负端接直流母线负端，正端一边通过第一电感接第一主功率开关正端，一边通过第二二极管接直流母线正端输出端；第一二极管一端接谐振电感和第一电感的共同端，另一端接直流母线正端输出端；所述辅助开关一端通过第三辅助二极管接直流母线正端，另一端接直流母线负端，谐振电感一端接辅助开关和第三辅助二极管的共同端，另一端分别通过第一、二辅助二极管接第一、二主功率开关正端；其特征是：还包括第一谐振电容、第二谐振电容，所述第三辅助二极管是由两个串联二极管相串联而成，两个串联二极管的共同端分别通过第一、二谐振电容接第一、二二极管的阳极。

由于采用了以上的方案，通过增加第一、二谐振电容，利用电容电压不能突变的特点，实现辅助开关的软关断，同时保留了主功率开关管的软开关和输出整流二极管的零电流关断的优点。

附图说明

图1是双主功率管并联原理电路。

图2是文献[1]提出一种的直接并联式原理电路。

图3是文献[2]提出一种的交错式原理电路。

图4是文献[3]提出一种的双单元变换原理电路。

图5是文献[3]提出一种的双单元变换ZVT功率因数校正原理电路。

图6是本发明新型双单元升压式变换器电路示意图。

图7是本发明用于功率因数校正应用电路。

图8a-h是图6一个开关周期内的八种工作模式。

图9是图6一个开关周期内的主要波形示图。

具体实施方式

下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。

见图6，所示双单元升压式软开关变换器包括第一主功率开关S1、第二主功率开关S2、第一电感L1、储能电感Lf、第一、二二极管D1、D2、第一辅助二极管Da、第二辅助二极管Db、谐振电感Lr、第三辅助二极管Da3和辅助开关Sa，所述第一、二主功率开关S1、S2跨接于直流母线正负端之间，储能电感Lf串接于直流母线正端输入端和第一主功率开关S1之间，第一电感L1串接于直流母线正端第一、二主功率开关S1、S2之间，第二二极管D2串接于直流母线正端第二主功率开关S2和输出端之间；第一二极管D1一端接谐振电感Lf和第一电感L1的共同端，另一端接输出端；所述辅助开关Sa一端通过第三辅助二极管Da3接直流母线正端，另一端接直流母线负端，谐振电感Lr一端接辅助开关Sa和第三辅助二极管Da3的共同端，另一端分别通过第一、二辅助二极管Da、Db接第一、二主功率开关S1、S2正端；其特征是：还包括第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2，所述第三辅助二极管Da3是由两个串联二极管Dc、Dd相串联而成，两个串联二极管Dc、Dd的共同端分别通过谐振电容Cr1、Cr2接第一、二二极管D1、D2的阳极。

图6所示电路中还包括第一结电容Cs1、第一反并联二极管Ds1和第二结电容Cs2、第二反并联二极管Ds2，分别并联于第一、二主功率开关S1、S2上。

图7是本发明在功率因数校正电路中的应用电路，第一、二主功率开关S1和S2以及辅助功率开关Sa的控制端接于功率因数校正控制器(PFC控制器)上。

下面结合图8a-h和图9，说明本方案的工作原理。

在一个开关周期内，有八种工作模式，分别如图8(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)、(g)、(h)所示，图9为一个开关周期内的主要波形示图，八种模式分述如下：

模式1：t＜to阶段。主功率开关S1、S2和辅助开关Sa均关断，电流通过二极管D1、D2流向负载。

模式2：[t0-t1]阶段。t＝to时，开通辅助开关Sa。由于储能电感Lf和谐振电感Lr的电流均不能发生突变，因此辅助开关开通瞬间的电流为零。从而实现了辅助开关开通的ZCS。同时，Lr的存在使得二极管D1、D2中的电流不能突变，从而保证了二极管D1、D2的软关断。在这一阶段，通过D1和D2的电流逐渐减小，通过Sa的电流逐渐增大，即电流向辅助电路转移。到这一阶段末，通过Sa的电流达到输入电流值Ii。

模式3：[t1-t2]阶段。t＝t1时，通过D1和D2的电流减小为零，电容Cs1、CS2开始通过Lr和Sa放电。同时，通过Sa的电流将增加。到这一阶段结束时，Cs上的电荷已全部释放掉，即主功率开关S1、S2两端电压由VO降为零。

模式4：[t2-t3]阶段。在t＝t2之后，主功率开关S1、S2的反并联二极管开始导通，保证了S1、S2两端电压为零。在这一阶段即可开通主功率开关S1、S2，同时关断Sa。实现了S1、S2开通的ZVZCS。

模式5：[t3-t4]阶段。在t＝t3之后，主功率开关S1、S2开始导通，电流从零开始正向增加。因Cr1、Cr2上的电压不能突变，因此，辅助开关Sa以零电压关断(ZVS)。在这一阶段，Lr与Cr1、Cr2谐振，直到谐振电容两端电压达到VO。

模式6：[t4-t5]阶段。t＝t4时，二极管Dd导通，谐振电容两端电压钳位在Vo。在这一阶段，谐振电感Lr中的电流线性下降，直到零为止。

模式7：[t5-t6]阶段。在这一阶段只有主开关S1、S2导通，由于辅助开关Sa关断，因此这一阶段与普通PWM变换器工作情况相同。

模式8：[t6-t7]阶段。t＝t6时，主功率开关S关断，电容Cs1、Cs2开始充电。由于电容电压不能突变，因此主功率开关S以ZVS关断。同时，谐振电容通过Dd向负载放电。到t7时刻，电容Cs1、Cs2充电到输出电压VO时，二极管D1、D2导通，之后工作情况同模式1，直到下一个工作周期开始。

由以上描述可见，本方案利用谐振电感(Lr)电流不能突变的特性，实现了功率二极管(D1、D2)的软关断，大大降低了它们的电流应力(di/dt)；利用谐振电容(Cr1，Cr2)电压不能突变的特性，实现了辅助功率开关(Sa)的软关断；通过由辅助功率开关(Sa)、谐振电感、谐振电容及辅助二极管(Da，Db，Dc，Dd)构成的有源吸收电路，再配合主、辅功率开关的适当通、断时序，实现主功率开关的软开关。

本方案中的功率管一般为功率场效应管即MOS管。Cs1，Cs2可为功率管本身结电容或另外并联的小电容。

本发明的基本原理也可以用于降压式、升/降压式电路中，分别如图9、10所示，在这两个图中，由于基本电路不同，所以各元件的连接关系稍有不同，但其实现原理是一样的。

四、结论

本发明应用双单元升压式变换器原理，通过增加零电压关断(ZVT)支路，实现了主开关的零电压关断(ZVT)，辅助开关的零电流开通(ZCS)、零电压关断(ZVS)，输出整流二极管的零电流关断(ZCS)。同时具有双单元升压式变换器电路的一切优点，而且效率更高。

Claims

1、一种双单元升压式软开关变换器，包括第一主功率开关(S1)、第二主功率开关(S2)、第一电感(L1)、储能电感(Lf)、第一、二二极管(D1、D2)、第一辅助二极管(Da)、第二辅助二极管(Db)、谐振电感(Lr)、第三辅助二极管(Da3)和辅助开关(Sa)；所述第一主功率开关(S1)跨接于直流母线正负端之间，第二主功率开关(S2)负端接直流母线负端，正端一边通过第一电感(L1)接第一主功率开关(S1)正端，一边通过第二二极管(D2)接直流母线正端输出端；第一二极管(D1)一端接谐振电感(Lf)和第一电感(L1)的共同端，另一端接直流母线正端输出端；所述辅助开关(Sa)一端通过第三辅助二极管(Da3)接直流母线正端，另一端接直流母线负端，谐振电感(Lr)一端接辅助开关(Sa)和第三辅助二极管(Da3)的共同端，另一端分别通过第一、二辅助二极管(Da、Db)接第一、二主功率开关(S1、S2)正端；其特征是：还包括第一谐振电容(Cr1)、第二谐振电容(Cr2)，所述第三辅助二极管(Da3)是由两个串联二极管(Dc、Dd)相串联而成，两个串联二极管(Dc、Dd)的共同端分别通过第一、二谐振电容(Cr1、Cr2)接第一、二二极管(D1、D2)的阳极。

2、如权利要求1所述的双单元升压式软开关变换器，其特征是：还包括第一结电容(Cs1)、第二结电容(Cs2)，分别并联于第一、二主功率开关(S1、S2)上。

3、如权利要求1或2所述的双单元升压式软开关变换器，其特征是：还包括第一反并联二极管(Ds1)、第二反并联二极管(Ds2)，分别并联于第一、二主功率开关(S1、S2)上。