CN1324798C - 双路双管正激变换器拓扑 - Google Patents

Abstract

一种涉及双路双管正激变换器拓扑，其主电路由电源(U_d)、四个功率开关管(S₁、S₂、S₃和S₄)、两个原边箝位二极管(D₁和D₂)、两个串联电感(L_r1和L_r2)、一个由初级绕组(N_p1、N_p2)和次级绕组(N_s1、N_s2)组成的主功率变压器(T)、副边由整流二极管(D₃和D₄)的整流电路和输出滤波电容(C_f)组成。该拓扑保留了双管正激变换器原边开关管电压应力低、不存在桥臂直通、可靠性高等优点；与通常的双路双管正激变换器比较，原边只用两个箝位二极管，电路结构简单；而且采用变压器的磁集成技术，进一步减小了体积，提高了变换器的功率密度。这种电路不仅实现了零电压开通和关断，而且通过滤波电容的箝位作用基本消除了副边整流电路中二极管的电压尖峰，具有很高的效率。

Description

双路双管正激变换器拓扑

技术领域

本发明的双路双管正激变换器拓扑属变换器。

背景技术

开关电源以其效率高、体积小、重量轻等显著的优点正被越来越广泛的应用于国民生产的各个领域。随着应用范围的拓宽和用电设备的增加，对电源***的性能提出了更高的要求。如何保证电源的高可靠性，如何进一步提高变换器的功率密度，如何在高频化的同时保证较高的效率，是当前研究的关键问题。在可靠性方面，双管正激变换器由于原边开关管电压应力低，具有内在抗桥臂直通能力，可靠性高，而获得了广泛的应用。通过对双管正激变换器进行并、串联组合，使双管正激变换器在中、大功率变换领域获得更广泛的应用。在提高电源的功率密度方面，提高开关器件的开关频率是个很有效的措施。但在硬开关状态下，开关频率的提高意味着开关损耗的大幅度增加，因此有必要采用软开关技术。近年来，围绕变换器的软开关技术，国内外学者作了大量的研究，先后提出了多种软开关电路，减小了开关损耗，但是针对变换器副边整流电路中二极管的软开关电路研究较少，而随着开关频率的提高，副边整流电路中二极管的反向恢复将在这些二极管上产生很高的电压尖峰，危及电路的安全运行。以Fred.C.Lee为首的学者提出了“直流变压器(DC/DC Transformer)”的概念，变换器采用开环控制，起着隔离和变压的作用，这种电路不仅实现了软开关，而且通过滤波电容的箝位作用基本消除了副边整流电路中二极管的电压尖峰，具有很高的效率。但在高压中大功率场合，普遍采用的拓扑是全桥变换器，这种变换器存在桥臂直通问题，可靠性低，其在控制中必须采取专门的措施，否则将造成严重的后果。

发明内容

本发明是在深入研究分析现有技术的基础上，针对现有技术的不足，研制一种既能实现现有技术所有优点，又能克服现有技术不足的，具有电路结构简单、元件少、体积小、功率密度大、不存在电压尖峰和桥臂直通问题、效率高等优点的变换器。

为实现上述目的，本发明提出了一种新颖的双路双管正激变换器拓扑。该拓扑的电路结构是，两个功率开关管之间与电感和主功率变压器原边的初级绕组相互串联构成一路串联结构电路；另两个功率开关管之间与另一电感和主功率变压器原边的另一初级绕组相互串联构成另一路串联结构电路，两路串联结构电路同时并联在电源两端，主功率变压器原边的两个箝位二极管分别正向连于第一串联结构电路的第二个功率开关管正极与第二串联结构电路的第三个功率开关管的负极及第二串联结构电路的第四个功率开关管正极与第一串联结构电路的第一个功率开关管的负极，主功率变压器副边的两个次级绕组串联构成两路经由整流一极管和滤波电容组成整流滤波电路给负载提供能量。

该双路双管正激变换器拓扑具有如下特点：

(1)该拓扑保留了双管正激变换器原边开关管电压应力低、不存在桥臂直通、可靠性高等优点。

(2)该拓扑是由两路双管正激变换器简化而来，其原边只用两个箝位二极管，所用元件少，电路结构简单。而且采用变压器的磁集成技术，进一步减小了体积，提高了变换器的功率密度。

(3)由于开关实现了零电压开通和关断，所以开关损耗小。

(4)由于输出滤波电容的箝位作用，副边整流二极管几乎没有电压尖峰，提高了副边整流二极管工作的可靠性。

(5)为实现开关的零电压开通，在原边串联了一定值的电感，其减小了电流下降率，降低了副边整流二极管的反向恢复损耗。

(6)变换器在轻载时的损耗较大。当在功率较大时，为实现开关的零电压关断，必须在开关两端并联—电容，其增加了电路在轻载时的损耗。

(7)该拓扑宜作为“直流变压器(DC/DC Transfomer)”使用，即采用开环控制，起着隔离和变压的作用

附图说明

图1双路双管正激变换器拓扑原理电路示意图。

图2双路双管正激变换器主要波形图。

图3双路双管正激变换器各模态等效图。

图4双路双管正激变换器的简化等效电路和副边电流波形图。

图5双路双管正激变换器拓扑全桥整流方式电路示意图。

图1～图5中的符号名称：U_d—电源，S₁～S₄—功率开关管，C₁～C₄—开关寄生电容，L_r1、L_r2—电感，T—主功率变压器，N_p1、N_p2—主功率变压器初级绕组，N_s1、N_s2—主功率变压器次级绕组，n为主功率变压器次级与初级的匝比，D₁～D₄—二极管，C_f—输出滤波电容，R_L—负载电阻，“·”—绕组同名端。

具体实施方式

根据上述附图叙述本发明的具体实施方式。由图1可知，本发明电路的组成是，由第一功率开关管S₁、电感L_r1、主功率变压器T初级绕组N_p1、第二功率开关管S₂依次串联成一路串联结构电路；由第三功率开关管S₃、电感L_r2、主功率变压器T初级绕组N_p2、第四功率开关管S₄依次串联成另一路串联结构电路，两路串联结构电路同时并联在电源U_d两端。箝位二极管D₁正向连于第一串联结构电路的第二个功率开关管S₂的正极与第二串联结构电路的第三个功率开关管S₃的负极；箝位二极管D₂正向连于第二串联结构电路的第四个功率开关管S₄的正极与第一串联结构电路的第一个功率开关管S₁的负极，主功率变压器T副边的两个次级绕组N_s1与N_s2相互串联构成正反两路通过由二极管D₃、D₄和滤波电容C_f组成的整流滤波电路给负载R_L`提供能量。

其中主功率变压器T原边的两个电感L_r1与L_r2含变压器两原边的漏感。

工作原理：

为了分析该双路双管正激变换器的工作模态，作如下假设：

(1)变换器工作已经达到稳态；

(2)功率开关管S₁、S₂、S₃和S₄由理想开关、反并联二极管和电容并联构成，容值C₁＝C₂＝C₃＝C₄＝C_S；C_d3、C_d4分别为副边整流二极管D₃、D₄的寄生电容，且有C_d3＝C_d4＝C_d。

(3)L_r1、L_r2为变压器原边串联电感，其分别包含了变压器两个原边的漏感，且有L_r1＝L_r2＝L_r。

(4)主功率变压器满足：N_p1＝N_p2；N_s1＝N_s2；且有匝比N_s1/N_p1＝n。

该双路双管正激变换器在连续导电模式下，半个周期中有五个工作模态。图2给出了变换器的主要波形图，每个工作模态对应的等效电路如图3所示。工作模态1[t₀，t₁][等效电路如图3(a)]

在t₀时刻以前，功率开关管S₃、S₄关断，功率开关管S₁、S₂开通，变压器磁化电流正向增大，副边整流管D₃导通，电源通过变压器初级绕组N_p1向负载传递能量。t₀时刻，功率开关管S₁和S₂关断，此后，电感L_r1、L_r2与开关寄生电容一起谐振，开关两端电压谐振上升。当功率开关管S₁、S₂两端电压为U_d，功率开关管S₃、S₄两端电压降为零时，该模态结束。工作模态2[t₁，t₂][等效电路如图3(b)]

在t₁时刻，功率开关管S₃、S₄的寄生二极管导通，电感L_r1电流i_Lr1和电感L_r2电流i_Lr2在输入电压和次级折算到初级的输出电压共同作用下分别线性下降和上升。该模态中，开关两端电压保持不变。工作模态3[t₂，t₃][等效电路如图3(b)]

在t₂时刻，功率开关管S₃、S₄导通，由于功率开关管S₃、S₄的寄生二极管导通，开关为零电压开通。电感L_r1电流i_Lr1和电感L_r2电流i_Lr2在输入电压和次级折算到初级的输出电压共同作用下分别线性下降和上升，当两电感电流相等时，功率开关管S₃、S₄的寄生二极管截止，相应的次级绕组N_s1电流减小到零，副边整流二极管D₃截止，该模态结束。工作模态4[t₃，t₄][等效电路如图3(c)]

在t₃时刻，副边整流二极管D₃截止，变压器电压开始反向。该过程中电感L_r′(原边电感L_r1、L_r2折算到副边的电感值)与副边整流二极管的寄生电容谐振工作，寄生电容C_d4放电、寄生电容C_d3充电。当副边电压为-U_o时，该模态结束。工作模态5[t₄，t₅][等效电路如图3(d)]

在t₄时刻，整流二极管D₄导通，变压器开始反向激磁，磁化电流开始反向增大，电源通过变压器初级绕组N_p2向负载传递能量。同时电感L_r1电流i_Lr1和电感L_r2电流i_Lr2在输入电压和次级折算到初级的输出电压共同作用下分别线性下降和上升。当功率开关管S₃、S₄关断时，该模态结束。

t₅时刻功率开关管S₃、S₄关断之后，变换器开始另半个周期，其工作过程和前半个周期类似，这里不再赘述。

变换器输出特性：

作为直流变压器，变换器采用开环控制，开关在接近0.5的占空比下工作。以功率开关管S1、S2导通为例，变换器在稳态工作时的简化等效电路及副边电流波形，如图4所示。

由电路和波形可得：

$U_o=n{U}_d-n^2{L}_r\frac{2(I_o-I_s)}{T/2}---\left(1\right)$

式中，I_o为负载电流，I_s为副边电流i_Ns2在t4时刻的值。

零电压开通条件：

根据前面的分析，实现零电压开通(以功率开关管S₃、S₄为例)必须满足下面两个条件：

①保证开关两端的电压下降到零，有：

$L_r\≥\frac{{(2U_d\sqrt{C_5}+U_o\sqrt{2C_d})}^2}{2n^2{I_o}^2}---\left(2\right)$

由等式2可知，负载越小，为实现零电压开通所需的电感就越大。考虑电感增加带来变换器输出电压下降和体积增加等问题，我们应当折衷考虑电感的大小，保证一定的负载以上实现零电压开通即可。

②开关在(t₁～t₃)时间间隔内导通，即开关的同时关断时间T_off必须满足：

                  (t₁-t₀)≤T_off≤(t₃-t₀)                            (3)

经过推导，即：

$T_{\mathrm{off}}\≥t_1-t_0=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{r1}}\arcsin \frac{2U_d}{n{Z}_{r1}(I_o-U_o/Z_{r2})}---\left(4\right)$

考虑直流变压器的开环控制和双管正激正激变换器不存在桥臂直通的特点，其工作占空比越大越好。因此一般的，我们取开关的同时关断时间T_oft比(t₁-t₀)略大。

副边全桥整流方式：

图5给出了副边全桥整流方式的拓扑结构图，其主电路由电源(U_d)、四个功率开关管(S₁、S₂、S₃和S₄)、两个原边箝位二极管(D₁和D₂)、两个串联电感(L_r1和L_r2)、一个主功率变压器T(由N_p1、N_p2、N_s组成)、副边全桥整流电路(D₃、D₄、D₅和D₆)和输出滤波电容(C_f)组成。其与图1所示的双半波整流方式具有相同的工作过程。一般的，双半波整流方式比较适用于输出电压较低、输出电流较大应用场合，全桥整流方式比较适用于输出电压较高、输出电流较小应用场合。

Claims (1)

1、一种双路双管正激变换器拓扑，其特征在于：其主电路由第一功率开关管(S₁)、第一电感(L_r1)、主功率变压器(T)的第一原边初级绕组(N_p1)、第二功率开关管(S₂)依次串联构成第一串联结构电路；由第三功率开关管(S₃)、第二电感(L_r2)、主功率变压器(T)的第二原边初级绕组(N_p2)、第四功率开关管(S₄)依次串联成第二串联结构电路，此第一和第二串联结构电路同时并联在电源(U_d)两端，主功率变压器原边的第一箝位二极管(D₁)正向连于第一串联结构电路的第二功率开关管(S₂)的正极与第二串联结构电路的第三功率开关管(S₃)的负极；第二箝位二极管(D₂)正向连于第二串联结构电路的第四功率开关管(S₄)的正极与第一串联结构电路的第一功率开关管(S₁)的负极，主功率变压器(T)副边的两个次级绕组(N_s1与N_s2)相互串联构成正反两路通过由二极管和滤波电容(C_f)组成的整流滤波电路给负载(R_L)提供能量。

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