CN1324142A - 无电刷直流电动机的电子式换向*** - Google Patents

Abstract

三相绕组(u,v,w)相位上彼此相差120度的无电刷直流电动机(1)的一种电子式换向***,***由一个半导体电桥(4)、一个控制部分(6)和一个转子放置位置检测器组成。半导体电桥由六个功率半导体(S₁至S₆)组成,驱动着相绕组以产生定子的旋转磁场。控制部分(6)相应驱动着功率半导体(S₁至S₆)。转子呈永磁磁轮的形式。转子位置检测器构成无传感器的测定部分(8),供测定旋转磁轮感应出的可在电动机当时不受驱动的绕组端子测定的电压。

Description

无电刷直流电动机的电子式换向***

本发明涉及三相绕组电气上彼此相差120度的无电刷直流电动机的一种电子式换向***，***由一个六个功率半导体组成的半导体电桥、一个控制部分和一个转子旋转位置检测器组成，半导体电桥驱动产生定子旋转磁场的相绕组，控制部分相应驱动着各功率半导体，转子呈永磁磁轮的形式，转子旋转位置检测器构成无传感器的测定装置，从而可以检测和测定出旋转磁轮感应出的电压，在各情况下这个电压可在当时不受驱动的相绕组端测出。

无换向器的直流电动机进行电子式换向时，驱动半导体电桥的控制部分一般必须给其提供永磁转子当时相对于定子旋转位置的信息以便可以驱动各适当的相绕组使其在所要求的旋转方向上产生转矩，从而产生最佳的定子旋转磁场。通常，转子位置是用转子位置传感器特别是霍耳传感器借助于转子永磁磁场测定的。然而，在许多情况下，电动机及其有关的换向电子线路在空间上必须彼此分开，从而需要电气连接线路，通过这些线路一方面给各相绕组供应电流，另一面将转子位置传感器的信号传送给电子控制线路。然而，连接线路和所需的接线(例如***式接线)会使成本开销特高，特别是生产(装配)和物料方面的开销，而且还提高了发生事故的可能性。

相比之下，在一般***中不用传感器检测转子的位置既可以取消(霍耳)传感器又可以取消相应分立的线路接线。这时，转子永磁磁场在电动机各绕组中感应出的电压(内部电压或各自的EMF=电动势)，其极性或极性的变化(零过渡)通过各不受驱动无电流的绕组端检测并加以测定。

这类无传感器换向***的现有技术有例如欧洲专利EP0 881 761A1。在该专利的方案中，电动机三绕组端的电压由一个EMF检测电路检测，由此产生三个相应的二元输出信号，供无传感器转子的位置确定。这样转子电气上每转一圈就产生这些输出信号的六种不同组合，从而可以60度扇形确定转子的位置。各组合或各转子位置扇形分别与电桥半导体的开关状态有关(一个半导体以脉宽调制的方式通上脉冲以调定各开关状态下的速度)。于是转子电气上转一圈就有六个不同的开关状态，各状态相差60度。在这种方案中，定子励磁过程(定子磁场)在转子电气上每转一圈按六步换向，因而这是六步换向。

此外，在欧洲专利EP082948A1、德国专利DE3934139C2、DE3306642C2和DE3602227A1诸文件中也介绍了六步换向类似的换向电路。

美国专利US-A 5491393中介绍了无电刷直流电动机的一种换向控制，这原则上也是个六步换向，因为电动机电气上每转一圈定子励磁方向的改变就分成基本的六步进行。虽然这些基本步骤各个又分成两部分，但在这两部分之间在各情况下以脉宽调制方式通上脉冲的功率半导体只变化一次。然而，在各步中，功率电桥电路的六个半导体开关元件中只有两个在各情况下工作，因而三个绕组端中总是只有两个有效地通过开关元件与直流源的正端或负端连接。因此，定子的励磁只能有六种不同的方向，因而显然这是六步换向。

美国专利US-A5 835 992中也公开了与美国专利US-A5 491393极其类似的现有技术，这个现有技术同样也提出了6×2个开关状态或开关组合，但其中定子励磁的方向也只按六步变化(=6步换向)。

本发明是根据制造开头所述的那种***的目的提出的，通过本发明可以减少运行和换向时的噪音，同时保持无传感器的转子位置检测开销不大，不容易出故障。

按照本发明，上述目的是通过这样的措施达到的：控制部分根据转子的各位置借助于直流电动机电气上转一圈以上的12步换向以12种不同的开关状态驱动诸功率半导体。本发明的这12步以这样的方式进行，使得这些12种开关状态各使定子就其中产生的磁场方向产生不同的励磁状态。为达到此目的，令半导体电桥的两功率半导体受驱动的开关状态和三个功率半导体受驱动的开关状态连续交替进行。相比之下，6步换向中的功率半导体都是在必然导致定子以六种不同的状态励磁的开关状态下驱动的。在12步换向中，定子的励磁在各情况下是以各步间的相角比6步换向小的步骤换向的，从而产生连续环行的定子磁场。

本发明起初是根据这样的发现提出的，即采用6步换向由于换向期间定子的励磁突然变化而致使电动机发出噪音，即“换向干扰声”。电动机用作通风机或鼓风机的驱动部分时，这些换向噪音，特别是在气流噪音降低的低速的范围中，是非常明显和扰人，因而在许多应用场合不能令人接受。相比之下，本发明(尤其是在外转子式电动机的情况下)显然能减小这些噪音，具体作法是，转子电气上每转一圈，换向不是以6种开关状态进行，而是以两倍电桥功率半导体的开关状态数进行，即定子的励磁在360度旋转电角内不是以六步而是以十二步换向的。

虽然这种12步换向本来是众所周知的，但那完全是在检测转子位置的传感器分立的情况下进行的。原因在于，迄今专家总认为，在没有传感器的情况下检测转子位置总是以在各情况下一绕组端没有电流为先决条件，即一个绕组端与直流源分隔开以便完全可以用无传感器的测定部分检测感应出的内部电压(EMF)，因而没有传感器的12步换向结构是不可能的。然而，与6步换向不同，通常情况会不适用于12步换向，原因是后者有绕组电流重叠区，使所有三个绕组端子带电。

因此，本发明是根据这样的另一发现提出的，即12步换向只有小心使内部电压在相应的绕组端在各情况下与直流源分隔开从而可用来检测有关控制量期间(在12步换向情况下大大地缩短)极性及时变化或及时零过渡才可能实现。

实际上要达到上述目的最好由EMF测定部分在各情况下检测和测定电动机绕组端与公用基准点之间的内压。这里基准点可以是电动机真正的中性点(若电动机绕组是星形连接可通过导线引出)或等效中性点。当然在这方面应该指出的是，电动机的三角形接线可以设想转换成星形接线。按照本发明，因此EMF测定部分实际上检测的是星形***中相应的相电压或“相EMF”而不是相间的“线EMF”，这个线电动势可在两绕组端之间测出，且相比之下相移了30度。按照本发明，正是由于这个措施使内部电压的零过渡完全可以检测出来，因为它们正好是在各情况下绕组端通常在30度短范围内没有电流的步骤中进行的。相反，12步换向就不适宜检测和测定各情况下电动机各绕组端之间的电压，因为在这种方案中，感应出的内部电压其零过渡总是在所有三个绕组端都传送电流(即与直流源连接)时发生的，因而完全不可能检测。

本发明设计上的其它优点见从属权利要求。

现在参阅附图以举例的方式更详细地说明本发明。附图中：

图1示出了本发明换向***的基本电路图；

图2示出了EMF测定部分一最佳实施例的电路图；

图3示出了用来说明使用本发明的换向***时各顺序的不同示意图；

图4示出了本发明换向***控制程序的流程图；

图5示出了特别是启动过程相应的流程图；

图6示出了启动和正常操作的示意图；

图7示出了图6时域Ⅶ的放大图。

首先，从图1中可以看到三相直流电动机1由本发明的换向***(换向电子线路)2驱动，电动机1只示出了三相绕组u,v,w在电气相位上相差120度的定子，有关的永磁转子(磁轮)没有示出。在所示的实例中，相绕组u,v,w接成星形，但按照本发明也不难接成三角形。相绕组u,v,w通过相端子U,V,W与制成半导体电桥4的电源部分连接。半导体电桥4由六个功率半导体S₁至S₆组成，这些功率半导体则根据转子相应的旋转位置通过控制信号∑_S1至∑_S6由控制部分6驱动。为检测转子的位置，配备了EMF测定部分8与相绕组端子U,V,W连接，以检测旋转的转子在各情况下在相绕组u,v,w中分别感应出的EMF或“内部电压”，并分别测定其极性或零过渡。据此，EMF测定部分8给控制部分6产生相应的输出信号Ⅱ_EU、Ⅱ_EV和Ⅱ_EW。为产生定子旋转磁场，控制部分6驱动功率半导体S₁至S₆，在各情况下这样周而复始地交替组合：绕组端子U,V,W不是接直流源10的正极或负极就是在高阻抗下与电压源10隔离。电动机相绕组的电气时间常数忽略不计时，若在绕组端子U,V,W之间测出的EMF其变化和相角与半导体电桥4在这些端子形成的电压相同，则电动机1进入高效率运行状态。为达到合适的驱动状态，给控制部分6提供EMF测定部分8对应于电动机1相绕组u,v,w中感应出的EMF的极性且分别反映出电动机现时位置的输出信号Ⅱ_EU、Ⅱ_EV和Ⅱ_EN。此外，还可以通过控制部分6的控制输入端6a提供影响电动机转速的调整信号S_D。

在三相绕组中两相接馈电直流源10、第三绕组端以高阻抗方式与电压源10分隔开的各相中，后者可用来检测此相绕组中感应出的EMF(内部电压)。EMF测定部分8检测相EMF的各极性，并由此产生三个在各情况下分派给一个相绕组且例如给逻辑1信号提供在相应的相绕组两端的正电压和给逻辑0信号提供负相电压的二元输出信号Ⅱ_EU、Ⅱ_EV和Ⅱ_EW。结果，电动机1电气上每转一圈就可得出六种毫不含糊地可与转子(在60度扇区)的特定位置相关的不同输出组合，原则上相当于采用霍耳传感器配置在电动机中的传感器的方法。

图3的3a示意示出了旋转的磁轮在各相绕组中感应出的电压(EMF)E_U、E_V、E_W。图3b示出了相应在各情况下会在两绕组端子之间检测出的电压E_U-V、E_V-W、E_W-U。此外，图3b还示出了加到各绕组端子的电压U_n-v、U_v-w、U_w-u和感应电压重叠下的真正变化。图3C示出了EMF测定部分8在理想状态下且作为星形连接电动机一个例子的输出信号Ⅱ_EU、Ⅱ_EV和Ⅱ_EW。

虽然图3c中所示输出信号的状态在各情况下每60度电角变化，但按照本发明，控制部分6根据图3c的输出信号通过12步换向(即以12种不同的开关状态)在转子电气上转一圈多的情况下驱动半导体电桥4的功率半导体S₁至S₆。在这种方案中，六个功率半导体中两个受驱动、六个功率半导体中三个受驱动的这两种状态交替着。在两个功率半导体起作用的开关状态下，三个绕组端子(U,V,W)中的两个接直流源10。在三个功率半导体起作用的开关状态下，所有绕组端子接直流源。如果考虑产生于定子的磁场的转向，每个开关状态，正好生成一个不同的定子激发状态。在一个最佳实施例中，为调定这些开关状态中的各种状态的速度其中一个功率半导体最好以脉宽调制的方式加以脉冲。

鉴于12步换向必然会导致各相中所有三个绕组端子临时处在规定的电位，从而没有断开的端子可用来检测EMF，因而按照本发明要小心观察与控制有关的EMF的零过渡是否在各情况下是在一个绕组端子与直流源隔离的时间。

按照图2，这是用特种设计得在各情况下检测和测定电动机绕组端子U,V,W与公共基准点X.之间的内部电压(EMF)的EMF测定部分8达到的。在图2所示电路的实例中，基准点X为电动机的电阻模拟中性点。绕组端子U,V,W两端检测出的电压用比较器，U1A,U1B,U1C分别与基准点X的电位比较，在比较器U1A,U1B,U1C的输出端产生二元输出信号Ⅱ_EU、Ⅱ_EV和Ⅱ_EW。

从图3还可以看到，控制部分6从EMF控制部分8的输出信号Ⅱ_EU、Ⅱ_EV、Ⅱ_EW获取半导体电桥4的驱动信号∑_s1至∑_s6这种关系可从图3c和3d以及辅图3e中看出。图3d示出了功率半导体的各驱动信号，图3e示出了电动机在各有关励磁状态下的相绕组。图3d功率半导体12种不同的开关状态∑₁至∑₁₂产生定子12种不同的对加到电动机绕组端子从而导致定子磁场以12种不同的连续方向形成的电压的励磁状态(图3e)。现在从状态∑₁开始说明正常操作的操作原理。

在状态∑₁下，开关S₃和S₆起作用。S₃不断导通，S₆最好以脉宽调制方式加以脉冲以设定以阴影画出的∑_S6部分表示的转速。由于只有两个半导体开关导通，因而可以在相绕组u中(即在不与直流源10连接的绕组端子U)检测EMF，这时相绕组u中没有电流流过。由于转子转动，因而EMF在此相绕组中在时间t₂改变其极性，从而使Ⅱ_EU信号的电平变化。这个边沿触发了开关状态∑₂。按照12步换向，开关状态∑₂位于一般6步换向供减小换向噪音和电动机运转噪音的两个状态之间。在此情况下，功率半导体S₂,S₃和S₆导通，即所有绕组端子与直流源10连接，因而再也不能检测出EMF了。因此，换向时间t_com根据电动机当时的转速和预定转角φ_com计算。此时间t_com在时间t₂开始，在过渡到下一个开关状态∑₃的时间t₃结束，这时S₆断开。绕组端子W再也不与直流源10连接，从而可以检测出相w中的EMF。这个程序相应地随着Ⅱ_EW信号在时间t₄的电平变化重复着，如图3d中所示。

图4中以更一般流程图的形式示出了所述的这个控制程序。由于要说明的组成部分在图4中都有了，因而这里没有进一步说明的必要。

按照图3，按照本发明，在以最佳方式提供改变绕组有效电压(即影响转速)的脉宽调制的情况下，存在下列通用特点：

a)在各换向步骤中，最多一个功率半导体以脉宽调制的方式加上脉冲。

b)各半导体以脉冲调制的方式以连贯的60度电气角度加上脉冲。

c)在各情况下三个半导体起作用的偶数状态(∑₂,∑₄…)转变到在各情况下两个半导体起作用的奇数状态(∑₁,∑₃…)的过程中，以脉宽调制方式加上脉冲的半导体不变。在奇数状态转变到偶数状态的过程中，以脉宽调制方式加上脉冲的半导体发生变化。

d)以脉宽调制方式加上脉冲的半导体控制因数，最好用于偶数的和用于奇数的不同，具体地说，偶数状态的比状态奇数的小。

上面说过，无传感器的12步换向之所以可能是因为，在本发明的换向程序中，与例如图2特定的EMF测定部分8有关，EMF总是在相应绕组端子断开时在一个绕组中改变极性，因而可用来检测和测定由磁轮感应的电压。

实际上，电动机绕组的电气时间常数不为零，因而绕组电流与绕组两端的交流电压之间的相位有随频率或转速而移动的现象，从而使电动机的效率下降。为弥补这一点，换向应以在越来越快的速度提前进行。

按照本发明，这是通过与电动机奇数状态∑₁,∑₃,∑₅,∑₇,∑₉和∑₁₁的当时转速相适应的角φ_com进行的。随着转速的提高，φ_com减小，从而使换向提早进行。这种预点火在偶数状态∑₂,∑₄,∑₆,∑₈,∑₁₀和∑₁₂的情况下是不可能的，因为不然再也不能检测出EMF极性的变化。

在本发明有益的一个实施例中，角φ_com根据转速使其与所要求电动机的性能相适应。通常，要求效率尽可能高，因此角φ_com随转速递减变化。相比之下，偶数状态∑₂,∑₄至∑₁₂在EMF极性变化的同时提供。

在另一个有益的方案中，根据电动机固定的转速n_lim，用原先存在的奇数状态代替偶数状态。若转速小于n_lim，程序∑₁,∑₂,∑₃,…∑₁₁,∑₁₂,∑₁由控制部分6预定。若相反，转速较高，程序则为…∑₁,∑₁,∑₃,∑₃,…∑₁₁,∑₁₁,∑₁…。当然，这相应地以相反的次序适用于电动机的另一转向。

上面我们假设电动机在转动(正常运行)。然而，当电动机静止时，绕组中(还)没有EMF感应出来，从而没有关于转子位置的信息。因此，要有特别的方法专门用于无感应器式的启动。在本方法中，有这样的好处，即12步换向也可用于电动机的启动过程。具体地说，在此情况下采用了另外加入与6步换向比较的12步换向的中间步骤。

按照现有技术，转子在绕组中加入直流电使其处在规定的位置之后，就无需考虑EMF测定部分的信号(“开环”)进行一系列启动电动机的步骤直到进入某一相当高的转速为止即EMF的幅值大得足以检测其极性。这一连串步骤是按驱动***特定的机械时间常数确定的。改变负荷条件或不同的转动惯量时，困难就来了。在此情况下，转子可能跟不上这一系列步骤从而启动不起来。

出于成本的原因，，经常采用“自举电路”来驱动(奇数)功率半导体S₁,S₃,S₅(如图1中所示的“上面的一些”)给有关的驱动器级供应电压。然而，这种电路原理具有“上”半导体开关不能使其导通任意长的时间，或电桥支路不能使其不起作用任意长的时间，原因在于，不然自举电容器两端的电压会降到电压值不足的程度。电动机启动慢时，驱动过程中可能有困难。

本发明优先的启动方法即旨在清除上述缺点。

本发明优先的启动方法是据于这样的发现提出的：EMF即使在转速较低的情况下只要所有的绕组不通电也能可靠地检测出来。电流流通时，为了能够可靠地测定EMF需要提高转速即加大EMF的幅值，其中一个原因是脉宽调制情况下开关过程引起的干扰。

图6和图7中的放大部分分别示出了EMF测定部分8的输出信号Ⅱ_EU、Ⅱ_EV和Ⅱ_EW和其中一条电动机馈线中的电流变化i。从静止的启动过程由下列操作阶段组成：阶段Ⅰ调整，阶段Ⅱ启动程序和阶段Ⅲ正常运行。阶段Ⅰ的调整时，往所有的相绕组中通入直流电流，于是转子使自己调整到预定的位置。从转子目前已知的明确位置起动，电流以适当的方式加到电动机各绕组中直到电动机达到足够高的转速为止。接着，换向按上面业已说明的原理进行。下面参看图7更详细地说明特殊启动程序Ⅱ。

转子调到一定的位置后，例如开关状态∑₂由控制部分6通过控制信号∑_S1至∑_S6(与图3比较)产生，在时间t₁进行状态∑₆，从而使定子磁场换向，于是转子加速到所要求的旋转方向。这个状态保持一定的时间t_∑6直到半导体电桥4的所有半导体在时间t₂不导通为止。结果，相绕组都没有通电，从而尽管转速仍然较低(这从信号Ⅱ_EU上升的知道)在时间t₃可以可靠地检测出EMF在u相极性的变化。这之后，令进入其后的状态∑₈，历时t_∑8。在时间t₄不导通之后不得电的绕组使EMF在w相从信号Ⅱ_EU的边缘在时间t₅下降得知的极性变化得以可靠地检测出来。这个边缘使状态开始进入∑₁₀。这个程序相应地重复着直到固定量的状态N_∑输出出去或超过固定的转速n_min为止。若果真如此，就过渡到正常运行状态，即应用12步换向的上述原理。

图5进一步示出了以一般的流程图说明的启动过程基本原理的程序。

上述方法的决定性优点在于，它是个闭合回路，即EMF的变化总是从转子定位之后的第一加速阶段包括入控制程序中的。与不可能检测EMF的开环启动程序比较，本发明由于开始时绕组连续励磁，因而启动特性好得多。即使电动机必须在较大的负荷下启动，由于EMF也包括在内，因而换向总是在恰当的时间进行。

按照本发明，起动程序Ⅱ(实例中为∑₂,∑₆,∑₈,∑₁₀…)过程中的预定状态仅仅是为达到12步换向而***的换向步骤，在这些步骤中，所有三个绕组端子都与直流源10连接，即在各情况下，三个功率半导体总是起作用。为限制绕组电流，图1半导体电桥4的“上”(奇数)功率半导体都以脉宽调制方式加上脉冲。本方法的好处在于，自举电容器的电荷得以保留，这在现有技术的解决办法中就不总是如此，原因在于，这里绕组端子在启动过程中可以长时间断开，且属于半导体电桥有关分支的自举电容器可以使其放电所致。一个也是相当重要的优点在于，本发明在启动程序Ⅱ期间预定的状态开始时与EMF极性的变化一致，从而与现有技术相比之下φ_com可以无需位移。在启动过程中，完全没有关于电动机转速的可靠信息，这正是为何所要求的延迟时间t_com根据φ_com的计算极为关键的原因。

图7的时间t_∑6,t_∑8,t_∑10…与最小的极械负荷和转动部分的最小可能有的转动惯量有关，可以简单从运动方程计算出来，或凭经验确定。

在本方法的另一有益的实施例中，电桥4的半导体开关截止之后的时间Δ_t(这里再与图7比较)举例说是在时间t₂直到在时间t₃检测出相绕组u中EMF极性的变化为止，测定由控制部分6进行。Δ_t用作电动机加速多快的量度，即机械***时间常数是多少。视乎状态∑_i之后测出的时间Δt_i而定，其后状态t_∑i+1的时间使其适宜达到最大的加速度。若Δt_i大，时间t_∑i+1增加，反之减小。

下面看看如何运用上述原理。在由连续状态(例如∑₂,∑₆,∑₈,∑₁₀,…)组成的固定启动程序，各种机械***时间常数有关的时间t_∑2,t_∑6,t_∑8,t_∑10,…根据运动方程计算出来或凭经验确定之后存入控制部分6中。在启动程序各步骤之后，检验一下Δ_t，看看预定的时间与最佳时间差别有多大，从而从所存储的时间选择其后状态的适当时间。这样，这种方法自动适应一定极限范围内机械***的时间常数。由于这种自适应的方法，在范围宽阔的不同负荷情况和不同的转动惯量下达到了优良的启动特性。

上述原理经过进一步改进发展成了一种若例如想使同样的电子线路与不同的电动机一起工作适用于各连接好的电动机的自我学习的方法。然而，这种方法的先决条件是***的负荷条件和转动惯量在各启动过程中不会显著变化，这通常在例如通风领域中是会这样的。启动时，再次规定上面说明过的预定启动程序。在启动过程中，不断检测时间Δt_i，有关的时间t_∑i则按校正值Δt_∑i改变，使得Δt_i在电动机下一次启动期间会趋向零。校正值Δt_∑i永久存入控制部6例如EEPROM中。有了这种方法，电动机的启动特性每次启动时都有所提高。经过几次起动之后最后达到在既定负荷情况下的最佳启动或分别达到既定的转动惯量，且立即可用于以后的启动过程。通过这个程序还可以有利地补偿***的负荷情况或转动惯量的蠕变，从而始终可以使启动达到永恒的最佳状态。

前文以举例的方式说明且成为本发明基础的控制功能是在控制部分6中以组合顺序逻辑的形式、最好通过微处理器，微控制器或可编程逻辑集成电路实施的。

最后，下面总结一下本发明比起现有技术的一些主要优点。

从噪音的角度看，本发明的方法是对三相永激的三角形或星形连接的电动机进行换向的一个花费不大、无需使用传感器和有益的方法。

由于12步换向，因而电动机电流的波形接近正弦波的形状。抑制噪音的效果非常显著，特别是在外转子式电动机的场合。外转子式电动机的转动惯量大，因而其动态范围受到限制，所以外转子式电动机特别适宜应用本发明的无传感器的12步换向法。主要原因在于，按照本发明，必须计算出时间t_com。这些必须从EMF测定的前面的零过渡信息之间的时间获取。用简单的具有充分精确度的设施可做到这一点，特别是若电动机的转速变化得不太快更是如此。这一点使外转子特别适用。

这是应用另外加入12步换向中与EMF极性的变化同相的中间状态无传感器启动的一个实用方法。

EMF在启动过程中在各绕组不得电的状态下测出，从而使EMF即使在转速较低的情况下也可以可靠地测定出来。结果，使闭合回路也可以在启动过程中使用，即可把EMF测定的信息纳入启动程序中。这提高了启动特性，且使其更能承受负荷和转动惯量的变化。

这是通过检测绕组不得电状态下的EMF和其后换向时间与机械***时间常数的适应情况比较预定换向时间和理想换向时间的自适应启动方法。

本发明并不局限于以上列举和说明的实施例，它还包括所有以相同方式按本发明的意识工作的实施例。此外，本发明也并不局限于目前权利要求1中所述诸特征的组合而是同样可以用已全部公开的所有各特征的组合加以限定。就是说，实际上，权利要求1的任何个别特征可加以删除或用申请中另一方面公开的至少个别特征来代替。在这方面，权利要求1须理解为仅仅是提出本发明的第一种尝试。

Claims (16)

1．三相绕组(u,v,w)相位上彼此电气上相差120度的无电刷直流电动机(1)的一种电子式换向***，包括一个半导体电桥(4)、一个控制部分(6)和一个转子旋转位置检测器，半导体电桥(4)由六个功率半导体(S₁至S₆)组成，驱动着相绕组(u,v,w)以产生定子旋转磁场，控制部分(6)相应驱动着功率半导体(S₁至S₆)，转子呈永磁磁轮的形式，转子位置检测器构成无传感器的测定部分(8)，供测定旋转的磁轮感应出的可在电动机当时不受驱动的绕组端子上的测出的电压，所述***的特征在于，控制部分(6)用12步换向以不同的12种开关状态在直流电动机(1)电气上每转一圈根据转子的位置驱动功率半导体(S₁至S₆)。

2．如权利要求1所述的***，其特征在于，由于功率半导体(S₁至S₆)的12种不同开关状态，电动机(1)的定子磁场通过绕组(u,v,w)预定为12种在磁场方向上不同的励磁状态，其中具体地说，两个功率半导体受驱动的开关状态和三个功率半导体受驱动的开关状态连续交替进行。

3．如权利要求1或2所述的***，其特征在于，测定部分(8)在各情况下检测和测定电动机绕组端子(u,v,w,)与公用基准点(x)之间的电压。

4．如权利要求3所述的***，其特征在于，公用基准点(x)确定得使测出的电压在相位上扩展到旋转磁轮在星形连接的相绕组中感应出的电压或与三角形连接转换成等效的星形连接时得出的虚拟相电压同相。

5．如权利要求3或4所述的***，其特征在于，基准点(x)直接从电动机的实际绕组中性点得出。

6．如权利要求3或4所述的***，其特征在于，基准点(x)为电动机绕组中性点的外部模拟点。

7．如权利要求1至6中任一权利要求所述的***，其特征在于，测定部分(8)设计得使其就极性特别是零过渡方面检测分别感应出的内部电压(E_u,E_v,E_w)。并根据检测结果产生二元输出信号(Ⅱ_Eu,Ⅱ_Ev,Ⅱ_Ew)作为控制部分(6)的控制输入信号。

8．如权利要求1至7中任一权利要求所述的***，其特征在于，控制部分(6)为调定电动机(1)的转速在各情况下根据控制输入端(6a)提供的转速调定信号(S_D)驱动功率半导体(S₁至S₆)的其中一个以脉宽调制方式加上脉冲的功率半导体。

9．如权利要求8所述的***，其特征在于，在各转动状态下，最多只有其中一个功率半导体(S₁至S₆)以脉宽调制的方式加上脉冲，特别是在各情况下是在相关的60度电气角度下进行。

10．如权利要求1至9任一权利要求所述的***，其特征在于，其随转速而变化的换向，换向最好在12换向步骤的起码一个辅助步骤特别是各第二换向步骤中进行，在各情况下在转速提高的情况下提早进行。

11．如权利要求1至10中任一权利要求所述的***，其特征在于，在各情况下，两绕组端子得电、一绕组端子断路的奇数状态(∑₁,∑₃,…∑₁₁)和所有绕组端子(U,V,W)都得电的偶数状态(∑₂,∑₄,…∑₁₂)在转子电气旋转上交替出现，偶数状态时间(t_com)的长短根据相应的转速和换向的预定的换向角(φ_com)通过数学计算确定。

12．如权利要求10或11所述的***，其特征在于，提供的换向角(φ_com)最好随与转速有关的换向的速度特别是上升的速度递减变化。

13．如权利要求1至12中任一权利要求所述的***，其特征在于，从静止状态启动电动机(1)时，先是往相绕组(u,v,w)通入恒定的直流电使转子进入规定的旋转位置。

14．如权利要求1至13中任一权利要求所述的***，其特征在于，即使在电动机(1)启动的过程中换向也通过EMF测定部分(8)检测出的转子位置进行。

15．如权利要求14所述的***，其特征在于，在电动机(1)起动阶段(Ⅱ)期间，为更好地检测由于转速仍然较低而仍然较弱的EMF，控制部分(6)临时使所有的相绕组(u,v,w)不得电。

16．如权利要求1至15中任一权利要求所述的***，其特征在于，其自适应的启动换向控制，这时换向时间根据运转特性或驱动***的机械时间常数，特别是根据转动部分的负载转矩和/或转动惯量分别自动适应。

Images