CN1114987C - 新型单级功率因数校正交/直变换器 - Google Patents

Abstract

一种新型单级功率因数校正交/直(AC/DC)变换器，包括输入滤波整流电路、PFC级变换器和DC/DC级变换器。其特点是在正激式、反激式或半桥式功率因数变换器上添加了两个变压器T₁绕组(N₁、N₂)，即绕组(N₁)的异形端与绕组(N₂)的同名端分别与输入滤波整流电路输出端的正、负极相连，绕组(N₁)的同名端，绕组(N₂)的异名端分别与二极管(D₁与D₂)的阴极同时连于升压电感(L_B)的一端，另一端连于储能电容(C_B)正极，其负极与绕组(N₂)的同名端相连。

Description

新型单级功率因数校正交/直变换器

本发明所涉及的是一种新型单级功率因数校正交/直(AC/DC)变换器。

常规的离线式变换器是采用二极管和电容进行输入整流，输入电流具有很高的谐波含量，且功率因数很低(大约为0.6)。由于一些电流谐波标准，如IEC 1000-3-2 Class D的推出，功率因数校正(Power-Factor-Correction，PFC)对于要进入国际市场的电源产品显得越来越重要。

最常见的功率因数(PFC)变换器是两级方案。第一级是PFC级，通常采用Boost变换器，PFC级强迫线电流跟随线电压，使线电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量。PFC级还能对输出直流总线电压进行粗调。后接直/直(DC/DC)变换器，对输出电压进行细调。这种方案的优点是：具有高的功率因数和快速输出电压调节，适合于各种功率应用；它的缺点是：器件多，提高了成本，增加了体积。此外，由于两级处理能量，降低了效率。这些缺点在中小功率应用中，如计算机电源和电子镇流器，具有很大的影响。

在单级PFC变换器中PFC级和DC/DC级共用一个开关管，只有一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节，两级之间有储能电容来平衡瞬时输入和输出功率之差。由于控制电路只负责调节输出电压，在稳态时，占空比恒定，因此要求PFC级的电流能自动跟随输入电压。虽然单级PFC变换器的输入电流不是很正弦化，功率因数(PF)不如两级方案高，但由于IEC1000-3-2 Class D只对电流的谐波含量有要求，对PF值没有严格的要求，所以我们关心的是电流谐波含量。单级PFC变换器是性能和成本的折衷方案。

单级PFC变换器一般都是在普通的AC/DC隔离变换器上集成升压(Boost)型或升降压(Buck-Boost)型变换器实现输入电流整形，作为PFC级，后级接正激式、反激式或半桥式等拓扑。如果PFC级工作在电路断续模式(Discontinuous Current Mode，DCM)，输出级工作在电流连续工作模式(Continuous Current Mode，CCM)，一个主要问题是储能电容上的电压受负载的影响。

本发明的目的在于提供一种能提高输入功率因数，满足谐波要求，降低储能电容上的电压，从而降低器件的电压应力的单级PFC变换器。

为了完成上述目的，本发明的变换器包括输入滤波整流电路、功率因数校正PFC级变换器和由变压器原、副边绕组和去磁绕组与输出滤波整流电路组成的直/直级变换器，其特点是在普通的正激式、反激式或半桥式功率因数级变换器中还连接有绕制在变压器上的两个绕组，其中第一个变压器绕组的同名端连于一个二极管的阳极，异名端连于输入滤波整流电路输出端正极，第二个变压器绕组的异名端连于第二个二极管阳极，而同名端连于输入滤波整流电路输出端负极，两个二极管的阴极相连后连于升压电感的一端，另一端连于储能电容正极，其负极与变压器第二个绕组的同名端相连，从而构成新型单级功率校正AC/DC变换器。

附图1为本新型单级功率因数校正AC/DC变换器的电路结构示意图，以正激式为例。

附图2为本新型电路的主要波形示意图。

附图3～10为各开关模态的等效电路结构示意图。

由附图1可知，包括由电感L_in、电容C_in和四个二极管组成的输入滤波整流电路，功率因数校正(PFC)级电路和由变压器T₁原、副边绕组N_p、N_s与去磁绕组N_R及由二极管D_F、D_W，电感L_F和电容C_F组成的输出滤波整流电路构成的直/直变换器三部分组成，其特点是在普通的正激式、反激式、半桥式功率因数级变换器PFC中添加了变压器T₁的两个绕组N₁与N₂，其中第一个绕组N₁的同名端连于二极管D₁的阳极、异名端连于输入滤波整流电路输出正端，第二个变压器绕组N₂的异名端连于二极管D₂阳极，而同名端连于输入滤波整流电路输出端负极，两个二极管D₁与D₂阴极相连后连于升压电感L_B的一端，升压电感L_B另一端连于储能电容C_B正极，其负极与变压器第二个绕组N₂的同名端相连，从而构成了新型单级功率因数校正AC/DC变换器。该电路可工作在PFC级电流断续模式和输出级电流连续模式(即DCMPFC+CCMDC/DC模式)。变压器T₁分别独立的绕制5个绕组，其中N_p、N_s和N_R分别为原、副边绕组和去磁绕组，绕组N₁、N₂作为开关器件控制输入电流，最好是N₁+N₂＝N_P；二极管D₁、D₂用来防止电流反向；

本发明的具体工作原理和过程如下：

如附图2所示，整个变换器在一个开关周期中有8中开关模态，分别对应于[t₀，t₁]、[t₁，t₂]、[t₂，t₃]、[t₃，t₄]、[t₄，t₅]、[t₅，t₆]、[t₆，t₇]、[t₇，t₈](见附图3～10)。下面对各开关模态的工作情况进行具体的分析。

1.如附图3所示。在t₀时刻，开关管Q₁导通，储能电容C_B的电压V_B加在变压器T₁原边绕组N_P上，能量由C_B通过T₁传到负载。绕组N₁上感应的电压为： $V_{N1}=\frac{N_1}{N_P}\·V_B---\left(1\right)$ 电压方向为左负右正，只有当：

V_g+V_N1-V_B＞0                 (2)才有输入电流。如果不满足(2)式，变换器的工作方式同普通的正激变换器一样。这样，输入电流的导通角θ为： $\mathrm{\θ}=\arcsin \left[\frac{V_B\×(N_P-N_1)/N_P}{V_{g-\mathrm{pk}}}\right]---\left(3\right)$ 其中V_g-pk为输入电压的峰值。

输入电流通过N₁、D₁、L_B到C_B。此时L_B上的电流变化率为： $\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{LB}}}{\mathrm{dt}}=(V_g-\frac{N_P-N_1}{N_P}{V}_B)/L_B---\left(4\right)$

由于N₂＝N_P-N₁，(4)式可改写为： $\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{LB}}}{\mathrm{dt}}=(V_g-\frac{N_2}{N_P}{V}_B)/L_B---\left(5\right)$

根据安培定律，对于变压器各绕组在T_ON时有：

N_Pi_NP＝N_Si_NS+N₂i_LB            (6)

i_NS为副边绕组电流，即原边绕组电流由负载和电感L_X的折射电流两部分组成。

2.[t₁～t₂]：如附图4所示，在t₁时刻，Q₁关断。在此期间，Q₁的输出电容C_ds由折射到原边的负载充电到V_B，此时负载电流还是从副边绕组N_S流过。由于此期间很短，L_B的电流基本上不变。

3.[t₂～t₃]：如附图5所示，在t₂时刻，C_ds上的电压V_ds被负载电流充到V_B，此时原边绕组上的电压为零，负载电流转为由续流二极管D_FW流过。此时原边绕组电流i_NP降到i_M，变压器的磁化电感L_m同Q₁的输出电容C_ds谐振，V_ds被充到输入电压V_g。同样，由于此期间很短，L_B的电流变化不大。

4.[t₃～t₄]：如附图6所示，在t₃时刻，N_P上的反向电压V_NP等于输入电压V_g。由于N₁+N₂＝N_P，所以N₁和N₂绕组上的电压之和等于V_g。此时有： $V_g-\frac{N_1}{N_P}{V}_{\mathrm{NP}}=\frac{N_2}{N_P}{V}_{\mathrm{NP}}---\left(7\right)$

所以电感L_B上的电流被分配到N₁、N₂绕组所在的两个支路。V_NP被钳位在V_g，同时变压器T₁的磁化能量通过N₂、D₂、D₁、N₁反馈到交流输入端。此时电感L_B上的电流变化率为： $\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{LB}}}{\mathrm{dt}}=(V_B-\frac{N_2}{N_P}{V}_g)/L_B---\left(8\right)$

根据安培定律，对于变压器各绕组在此时有：

N₁i_N1-N₂i_N2+(N₁+N₂)i_M＝0            (9)

i_N1、i_N2分别为N₁和N₂绕组的电流，i_M为磁化电流。同时还有：

i_N1+i_N2＝i_LB                       (10)

由(9)和(10)式可以得出： $i_{N1}=\frac{N_2}{N_1+N_2}{i}_{\mathrm{LB}}-i_M---\left(11\right)$ $i_{N2}=\frac{N_1}{N_1+N_2}{i}_{\mathrm{LB}}+i_M---\left(12\right)$

一直到t₄时刻，电感L_B上的电流下降到零，此周期结束。

5.[t₄～t₅]：如附图7所示，在t₄时刻，L_B上的电流下降到零，由于磁化能量还没有到零，变压器的磁化电感L_m继续同C_ds谐振。到t₅时刻，V_ds被充到2倍的V_B。

6.[t₅～t₆]：如附图8所示，在t₅时刻，去磁绕组的二极管D_R导通，剩余的磁化能量通过去磁绕组N_R、二极管D_R传到储能电容C_B。到t₆时刻，去磁结束。

7.[t₆～t₇]：如附图9所示，去磁结束后，C_ds开始放电，励磁电流从零开始反向增加。当电容电压V_ds降到V_B时，此状态结束。

8.[t₇～t₈]：如附图10所示，此期间V_ds被嵌位在V_B，变压器的磁化电流被D_F和D_FW短路保持不变。负载电流通过D_FW续流。到t₈时刻一个周期结束。

本发明的一个具体实施如下：输入电压为单相180Vac～265Vac，输出直流电压为48V，输出功率为100W。电路具体参数为：Boost电感L_B＝100uH，变压器的原边绕组和去磁绕组的匝数N_P＝N_R＝51T，副边绕组N_S＝24T，辅助绕组N₁＝21T，辅助绕组N₂＝30T，开关管SW为IXTH12N90，输出二极管D_F/D_FW为MUR1620，输出滤波电感L_F＝700uH，附加二极管D₁/D₂为DSEI12-06A，开关频率f_sw＝100KHZ。

Claims (1)

1、一种新型单级功率因数校正交/直变换器，包括输入滤波整流电路、功率因数校正级变换器和由变压器(T₁)原、副边绕组(N_P、N_S)和去磁绕组(N_R)及二极管(D_F、D_FW)、电感L_F、电容C_F组成的输出滤波整流电路所构成的直/直变换器，其特征是，在功率因数校正级变换器中还连接有绕制在变压器(T₁)上的两个绕组(N₁与N₂)，其中第一个绕组(N₁)的同名端连于一个二极管(D₁)的阳极，异名端连于输入滤整流电路输出端正极，第二个变压器绕组(N₂)的异名端连于另一个二极管(D₂)阳极而同名端连于输入滤波整流电路输出端负极，两个二极管(D₁与D₂)的阴极相连后连于升压电感(L_B)的一端，另一端连于储能电容(C_B)正极，其负极与变压器第二个绕组(N₂)的同名端相连。

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