CN1222996A

CN1222996A - 用于传输语音信号的传输***

Info

Publication number: CN1222996A
Application number: CN199898800461A
Authority: CN
Inventors: R·陶里; A·J·格里茨
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1997-02-10
Filing date: 1998-01-27
Publication date: 1999-07-14
Also published as: WO1998035341A2; KR20000064913A; WO1998035341A3; JP2000509847A; EP0904584A2; US6157907A

Abstract

在语音译码器(40)中,语音信号由每帧更新一次的多个预测参数表示。每帧包括多个子帧,其中由固定码本(52)和自适应码本(48)产生的激励信号被更新。为了提高语音质量,LPC系数内插器(46)对预测系数进行内插,以得到每个子帧的内插预测系数。根据本发明,预测系数的内插不是基于用于传输的预测系数(例如反射系数或对数面积比),而是基于线谱频率。

Description

用于传输语音信号的传输***

本发明涉及一个传输***，它包括一个带有语音编码器的发射机，编码器包含用于从输入信号中获取一个符号序列的装置，该符号序列包括多个预测系数的表示和一个激励信号的表示，所述发射机通过传输媒质与带有语音译码器的接收机连接。

本发明还涉及一个接收机、一个译码器和一种译码方法。

与上文相符的一种现有传输***就是欧洲电信标准协会(ETSI)于1992年1月颁布的GSM建议06.10中的GSM全速率语音代码转换。

在现代语音传输***中，经常采用分析合成技术对待传输的语音进行编码。在这种技术中，合成信号通过由一组激励序列进行激励的合成滤波器产生。合成语音信号由一组激励序列确定，代表合成信号与由输入信号得到的目标信号之差的误差信号随之确定。选择误差最小的激励序列以编码后的形式向接收机传输。

通过分析装置可以从输入信号的特征中得出合成滤波器的性质。一般来说，经常以所谓的预测系数形式出现的分析系数是从输入信号中得到的。这些预测系数周期性地更新，以适应输入信号的变化特性。预测系数也被传送给接收机。在接收机中，激励序列被恢复，通过把激励序列加到合成滤波器上可以产生一个合成信号。这一合成信号是对发射机输入信号的还原。

预测系数一般是每个语音信号样值帧更新一次，而激励信号表示为一组由激励序列构成的子帧。通常在预测系数的一个更新周期内正好包括整数个子帧。为了改善接收机合成的语音信号质量，在现有***中要为每个激励序列计算内插分析系数。

使用内插的第二个原因是在一组分析参数接收错误的时候。通过内插一定数目的前一组分析参数和后一组分析参数可以得到对该组所述错误接收分析参数的近似估计。

与每一子帧都有更新的预测参数、且不需使用内插的情况相比，使用内插总会导致使语音质量略为降低。

本发明的目的是提供一种根据本文的开篇部分所提出的传输***，其中减小了由于内插导致的重建语音信号质量恶化。

因此，该通信网的特征在于，语音译码器包括用于获取更适于内插的所述多个预测系数的变换表示的变换装置，该语音译码器包括用于从预测参数的变换表示中获取内插预测系数的内插装置，并且该译码器根据内插预测系数重建语音信号。

已经发现预测系数的某些表示形式要比其它表示形式更适于内插。适合于内插的预测系数的表示类型具有的特性是：各个系数的微小偏移对语音质量只会有很小的影响。

本发明的一个实施例的特征在于，内插装置用于根据控制信号来从预测系数的表示中获取内插预测系数或从预测系数的变换表示中获取内插预测系数。

一般来说，使用预测系数的变换表示将增加译码器的计算复杂度。通过选择与控制信号有关的内插类型，可以适应对计算复杂度的要求。如果语音译码器在一个还要处理其它任务(例如音频和/或视频编码)的可编程处理器上实现，这一点很有用。在这种情况下，可以暂时降低语音译码的复杂度，在语音质量上作一些牺牲，以释放资源为其它任务服务。

发明的另一个实施例的特征在于所述预测参数的变换表示是建立在线谱频率的基础上的。

线谱频率的特点是，在一个特定线谱频率上的错误主要只影响重建语音信号频谱中一个很小的频率范围，这使得它们非常适合于进行内插。

下面将参考附图解释本发明，其中：

图1表示一个可以使用本发明的传输***；

图2表示由代表语音信号的符号组成的帧结构；

图3表示可以根据发明在网络中使用的一个接收机方框图；

图4表示用在实现图3内插器46的可编程处理器中的程序流程图。

在与图1对应的通信***中，发射机1通过传输媒质4与接收机8连接。发射机1的输入与语音编码器2的输入连接。传送代表预测系数的信号P的语音编码器2的第一输出与复用器3的第一输入连接。传送代表激励信号的信号EX的语音编码器2的第二输出与复用器3的第二输入连接。复用器3的输出与发射机1的输出连接。

发射机1的输出通过传输媒质与接收机8中的语音译码器40连接。

在图1传输***的说明中，假定语音编码器2用于对由一组输入语音信号的多个样值组成的帧进行编码。在语音编码器中，每帧根据语音信号计算一次代表语音信号短期频谱的一组预测系数。预测系数可以有各种表示。最基本的表示是所谓的a参数。a参数a[i]通过使下式的误差信号E最小化而确定：

E = Σ_{n = 1}^{N} {(s (n) - Σ_{i = 1}^{P} a [i] s (n - i))}^{2} - - - - (1)

在式(1)中，s(n)代表语音样值，N代表一个语音帧中的样值数，P代表预测阶数，i和n是游动参数。通常并不传送a参数，因为它们对量化误差非常敏感。通过使用所谓的反射系数或其倒数，例如对数面积比和反正弦变换可以改善其特性。反射系数r_k可以根据以下递归由a参数确定： (2)

对数面积比和反正弦变换分别定义为：

LAR [i] = 1 n (\frac{1 - r [i]}{1 + r [i]}) - - - - (3)

和g[i]=sin^-1(r[i]) (4)

上面提到的预测系数表示形式对本领域的技术人员来说是很熟悉的。预测系数的表示P出现在语音译码器的第一输出端。

除了预测系数的表示之外，语音编码器还提供激励信号的信号EX表示。为了解释本发明，假定激励信号由码本序号和对应的固定和自适应码本的码本增益代表，但是本发明的范围并不限于这种类型的激励信号。因此激励信号由根据各自的增益系数加权之后的各码本项之和构成。这些码本项和增益系数采用分析合成方法确定。

预测信号的表示与激励信号的表示经复用器3复用之后，通过传输媒质4传送到接收机8。

图2的帧28包括用于传输帧同步字的帧头30。段32代表预测参数。帧的段34...36代表激励信号。由于在CELP编码器中信号样值帧可以被分为具有各自的激励信号的M个子帧，因此一帧中存在M个段，代表整个帧的激励信号。

在接收机8中，输入信号加到译码器40的输入端。在译码器40中，比特流去格式器42的输出与参数译码器44的对应输入连接。传送代表P个预测参数的输出信号C[P]的参数译码器44第一输出与LPC系数内插器46的输入连接。传送代表固定码本序号的信号FCBK INDEX的参数译码器44第二输出与固定码本52的输入连接．传送代表固定码本增益的信号FCBK GAIN的参数译码器44第三输出与乘法器54的第一输入连接。传送代表自适应码本序号的信号ACBK INDEX的参数译码器44第四输出与自适应码本48的输入连接。传送代表自适应码本增益的信号ACBK GAIN的参数译码器44第五输出与乘法器50的第一输入连接。

自适应码本48的输出与乘法器50的第二输入连接，固定码本52的输出与乘法器54的第二输入连接。乘法器50的输出与加法器56的第一输入连接，乘法器54的输出与加法器56的第二输入连接。传送信号e[n]的加法器56的输出与合成滤波器60的第一输入以及自适应码本48的输入连接。

指示所用内插类型的控制信号COMP与LPC系数内插器46的控制输入连接。传送代表a参数的信号a[P][M]的LPC系数内插器46输出与合成滤波器60的第二输入连接。在合成滤波器60的输出端产生重建语音信号 [n]。

在接收机8中，译码器40输入端的比特流由去格式器42分解。可用预测系数被从比特流中提取出来并送到LPC系数内插器46。LPC系数内插器为每一子帧确定内插的a参数a[m][i]。后面将更详细地说明LPC系数内插器的操作。

合成滤波器60根据下式计算输出信号

[n]：

\hat{s} [n] = e [n] + Σ_{i = 0}^{P - 1} a [m] [i] \cdot \hat{s} [n - i] - - - - (5)

在(5)式中e[n]是激励信号。

在被送到参数译码器的预测系数数目由于发明的比特率减缩而小于P的情况下，P的值由小于P的P’值所替代。式(5)-(9)的计算是对P’个参数、而不是P个参数进行。序号大于P’的合成滤波器所用a参数被置为0。

参数译码器44还要从比特流中为每个子帧提取激励参数ACBKINDEX,ACBK GAIN,FCBK INDEX和FCBK GAIN，并把它们送给译码器的各个单元。固定码本52响应参数译码器44接收的固定码本序号(FCBK INDEX)为每个子帧提供一个激励样值序列。乘法器54使用由参数译码器44接收的固定码本增益(FCBK GAIN)所确定的增益系数对这些激励样值进行加权。自适应码本48响应参数译码器44接收的自适应码本序号(ACBK INDEX)为每个子帧提供一个激励样值序列。乘法器50使用由参数译码器44接收的自适应码本增益(ACBK GAIN)所确定的增益系数对这些激励样值进行加权。乘法器50和54的输出样值相加，以得到最终送给合成滤波器的激励信号e[n]。每个子帧的激励信号样值还被移入自适应码本，以使该码本产生自适应性。

在图4的流程图中，带符号的方框含义如下：标号符号含义62 COMP=1？比较信号COMP的值与164 DETERMINE LAR’S 由输入信号确定LAR66 INTERPOLATE LAR’S 为所有子帧计算LAR的内插值68 CALCULATE a_[i] 由内插的LAR为所有子帧计算内插的a参数70 DETERMINE a_[i] 由输入信号确定a参数72 CALCULATE LSF’S 为所有子帧计算LSF74 INTERPOLATE LSF’S 为所有子帧计算LSF的内插值76 CALC.INT.a_[i] 由LSF为所有子帧计算内插的a参数

在指令62中，比较输入信号的值与1。如果COMP的值等于1，内插将基于LAR来进行。如果COMP的值不等于1，所进行的内插将基于LSF。在指令64中，首先由LPC系数内插器46的输入信号C[P]确定反射系数rk的值。这种确定以查值表为基础，该表根据代表第k个反射系数的序号C[k]确定反射系数的值。为了能够只用一个表查找反射系数，使用了一个子表为代表一个预测参数的每个参数C[k]定义偏移。假定在输入帧中最多有20个预测参数。该子表如下表1所示。

表1

k	偏移	k	偏移
k	偏移	k	偏移	0	13	10	18
1	0	11	17	0	13	10	18
1	0	11	17	2	16	12	19
3	12	13	17	2	16	12	19
3	12	13	17	4	16	14	19
5	13	15	18	4	16	14	19
5	13	15	18	6	16	16	19
7	14	17	17	6	16	16	19
7	14	17	17	8	18	18	19
9	16	19	18	8	18	18	19

对于每个接收预测参数，通过使用预测系数的序号k作为输入，在主表(表2)中所用的偏移由表1确定。然后把偏移值与级别数C[k]相加，就能找到表2中的条目。使用所述条目，可以从表2中读出对应的反射系数r[k]的值。

表2

C[k]+0	r[k]	C[k]+0	r[k]
C[k]+0	r[k]	C[k]+0	r[k]	0	-0.9896	25	0.4621
1	-0.9866	26	0.5546	0	-0.9896	25	0.4621
1	-0.9866	26	0.5546	2	-0.9828	27	0.6351
3	-0.9780	28	0.7039	2	-0.9828	27	0.6351
3	-0.9780	28	0.7039	4	-0.9719	29	0.7616
5	-0.9640	30	0.8093	4	-0.9719	29	0.7616
5	-0.9640	30	0.8093	6	-0.9540	31	0.8483
7	-0.9414	32	0.8798	6	-0.9540	31	0.8483
7	-0.9414	32	0.8798	8	-0.9253	33	0.9051
9	-0.9051	34	0.9253	8	-0.9253	33	0.9051
9	-0.9051	34	0.9253	10	-0.8798	35	0.9414

11	-0.8483	36	0.9540
11	-0.8483	36	0.9540	12	-0.8093	37	0.9640
13	-0.7616	38	0.9719	12	-0.8093	37	0.9640
13	-0.7616	38	0.9719	14	-0.7039	39	0.9780
15	-0.6351	40	0.9828	14	-0.7039	39	0.9780
15	-0.6351	40	0.9828	16	0.5546	41	0.9866
17	-0.4621	42	0.9896	16	0.5546	41	0.9866
17	-0.4621	42	0.9896	18	0.3584	43	0.9919
19	-0.2449	44	0.9937	18	0.3584	43	0.9919
19	-0.2449	44	0.9937	20	-0.1244	45	0.9951
21	0	46	0.9961	20	-0.1244	45	0.9951
21	0	46	0.9961	22	0.1244	47	0.9970
23	0.2449	48	0.9977	22	0.1244	47	0.9970
23	0.2449	48	0.9977	24	0.3584

所确定的反射系数集描述了每帧中第M子帧的短期频谱。一帧中的下一子帧的预测参数通过在当前帧的预测系数和以前的帧的预测系数之间内插而确定。

在COMP值为1的情况下，内插以对数面积比为基础。在指令64中，这一对数面积比通过下式确定：

l_{k} [i] = 1 n (\frac{1 - r_{k} [i]}{1 + r_{k} [i]}) - - - - (6)

在指令66中，为所有子帧进行对数面积比的内插。对于帧k的子帧m，对数面积比的内插值由下式给出：

{\hat{l}}_{k} [i] [m] = \frac{M - m}{M} l_{k - 1} [i] + \frac{m}{M} l_{k} [i]; 0 \leq i \leq P - 1; 1 \leq m \leq M - 1 - - - - (7)

指令68开始根据下式由每个内插的对数面积比计算内插的反射系数：

{\hat{r}}_{k} [i] [m] = \frac{1 - e^{{\hat{l}}_{k} [i] [m]}}{1 + e^{{\hat{l}}_{k} [i] [m]}}; 0 \leq i \leq P - 1; 1 \leq m \leq M - 1 - - - - (8)

对于m=M, [i][m]不需要计算，因为可以直接从表2中读取。

然后，就可以由反射系数得到a参数。a参数可以根据以下迭代由反射系数得到：

(9)

最后，由式(9)得到的a参数a^(P)[i]被送给合成滤波器60。

如果COMP的值不等于1，内插将以线谱频率为基础，它通过提高计算复杂度能得到更好的内插效果。

在指令70中，a参数由使用上述表1和表2得到的反射系数确定。然后，使用式(9)的迭代根据反射系数计算a参数a_[i]。在指令72中，线谱频率由a参数确定。

a参数集可以由下式给出的多项式A_m(z)表示：A_m(z)=1+a₁z^-1+a₂z^-2+…+a_m-2z^-(m-2)+a_m-1z^-(m-1)+a_mz (10)

确定LSP的第一步是把A_m(z)分解成以下两个多项式P(z)和Q(z)：P(z)=A_m(z)+z^-(m+1)A_m(z^-1) (11)和Q(z)=A_m(z)-z^-(m+1)A_m ^(z-1) (12)(11)和(12)可以写为：P(z)=1+(a₁+a_m)z^-1+(a₂+a_m-1)z^-2+…+(a₂+a_m-1)z^-(m-1) (13)和Q(z)=1+(a₁-a_m)z^-1+(a₂-a_m-1)z^-2+…-(a₂-a_m-1)z^-(m-1)(14)

在下文中，P(z)和Q(z)的系数将被表示为P₁,P₂…P_m-1,P_m和q₁,q₂…q_m-1,q_m。

多项式P(z)和Q(z)都有m+1个零点。还可以证明P(z)和Q(z)具有下述特性：

●P(z)和Q(z)的所有零点都在z平面的单位圆上。

●P(z)和Q(z)的零点在单位圆上交替出现；P(z)的两个零点之

间有一个Q(z)的零点，反之亦然。没有重叠零点。

●当对P(z)和Q(z)的零点进行量化时，很容易保持A_m(z)的最小

相位特性。因此可以确保传输函数为1/A_m(z)的合成滤波器的稳定性。

很容易证明z=-1和z=+1总是P(z)或Q(z)的零点。通过把多项式的次数从m扩展到m+1，可以引入这些零点。这些零点不包含有关LPC滤波器参数的信息。如果m是偶数，P(z)有一个零点在z=-1,Q(z)有一个零点在z=+1；如果m是奇数，两个附加零点-1和+1都在Q(z)中。这些零点可以从多项式中滤除而不损失任何信息。在m为偶数时，这样做可以得到以下两个多项式P’(z)和Q’(z)：

P^{'} (z) = \frac{P (z)}{(1 + z^{- 1})}

Q^{'} (z) = \frac{Q (z)}{(1 - z^{- 1})} - - - - (15)

在m为奇数时为：P′(z)=P(z)

Q^{'} (z) = \frac{Q (z)}{(1 - z^{- 1}) (1 + z^{- 1})} - - - - (16)

在m为偶数时，P’(z)很容易根据下式重新计算：

P^{'} (z) = 1 + Σ_{i = 1}^{m} (p_{i} - {p^{'}}_{i - 1}) z^{- i}

m为偶数P′(z)=P(z)m为奇数 (17)

在式(17)中，使用P′_i-1=P_i-P′_i-1和P′₀=1计算P_i-1。在m为奇数时，根本不需要重新计算P’(z)。

Q’(z)可以根据下式重新计算：

Q^{'} (z) = 1 + Σ_{i = 1}^{m} (q_{i} + {q^{'}}_{i - 1}) z^{- i}

m为偶数

Q^{'} (z) = 1 + q_{1} z^{- 1} + Σ_{i = 2}^{m - 1} (q_{i} + {q^{'}}_{i - 2}) z^{- i}

m为奇数 (18)

这样，必须计算P’(z)和Q’(z)的零点以得到线谱频率。因为P’(z)和Q’(z)有复数极点，需要通过很大的计算量去求它们。由于所有的零点都在单位圆上，所以可用e^jω代替z来求这些零点。通过使用欧拉公式(coskω=(e^jkω+e^-jkω)/2),P’(z)和Q’(z)可以写为：

P^{'} (e^{jω}) = 2 e^{- jω m_{p}} {\cos (m_{p} ω) + {p^{'}}_{1} \cos ((m_{p} - 1) ω) + \cdot \cdot \cdot + \frac{1}{2} p^{'} m_{p}} 2 e - - - - (19)

和

Q^{'} (e^{jω}) = 2 e^{- jω m_{q}} {\cos (m_{q} ω) + q_{1} \cos ((m_{q} - 1) ω) + \cdot \cdot \cdot . + \frac{1}{2} q m_{q}} = 2 e^{- jω m_{p}} \tilde{Q} (ω)

(20)

在式(19)和(20)中，如果m是偶数，m_p和m_q等于m/2。如果m是奇数，m_p=(m+1)/2,m_q=(m-1)/2。这样就得到具有实数零点的多项式

和。搜索这些零点必须在0到π的范围内以很小的步长逐步进行。这需要计算很多次

和。因为

和

包含余弦分量，所以计算量相当大。不过，使用切比雪夫多项式可以大大简化

和

的计算。通过使用映射x=cos(ω),cos(mω)可以写为：cos(mω)=T_m(x) (21)

在式(21)中，T_m是由下式定义的第m级切比雪夫多项式：

T₀(x)=1

T₁(x)=x (22)T_m(x)=2xT_m-1(x)-T_m-2(x)

使用上面提到的映射，和

可以写为：

\tilde{P} (x) = T_{m_{p}} (x) + {p^{'}}_{1} T_{m_{p} - 1} (x) + {p^{'}}_{2} T_{m_{p} - 2} (x) + \cdot \cdot \cdot + p_{m_{p} - 1} T_{1} (x) + p m_{p} - - - - (23)

\tilde{Q} (x) = T_{m_{q}} (x) + q_{1} T_{m_{q} - 1} (x) + q_{2} T_{m_{q} - 2} (x) + \cdot \cdot \cdot + q_{m_{q} - 1} T_{1} (x) + q m_{q} - - - - (24)

使用式(22),(23)和(24)，可以迅速计算出任何x值下的

和

。如果找到

和的零点，线谱频率ω_k可以通过下式得到：ω_k=arccos(x_k) (25)

继续前面的说明，在指令72中使用以下步骤计算LSF●根据式(13)和(14)确定P(z)和Q(z)。●使用式(17)和(18)计算P’(z)和Q’(z)。●通过在从-1到1的范围内以很小的步长逐步迭代求

和

的根。如果发现符号变化，通过逐次地近似可以找到很精确的零点。使用式(23),(24)和(25)计算每个x值下的和

。使用式(25)计算零点ω_k。

在指令74中，根据下式计算内插线谱频率：

ω_{k} [i] [m] = \frac{M - m}{M} ω_{k - 1} [i] + \frac{m}{M} ω_{k} [i]; 0 \leq i \leq P - 1; 1 \leq m \leq M - 1 - - - - (26)

在指令76中，ω_k[i][m]的内插值被转换为a参数。ω_k的每个值会影响1-2cos(ω_i)z^-1+z^-2形式中的二次项系数。通过使用来自对应多项式的LSF以使这些系数相乘，得到多项式P’(z)和Q’(z)。这样P’(z)和Q’(z)可以写为：

P^{'} (z) = Π_{i = 0}^{m_{p} - 1} (1 - 2 \cos (ω_{2 i}) z^{- 1} + z^{- 2})

Q^{'} (z) = Π_{i = 0}^{m_{p} - 1} (1 - 2 \cos (ω_{2 i + 1}) z^{- 1} + z^{- 2})

(27)通过令P’(z)和Q’(z)与附加零点z=-1和z=+1相乘可计算多项式P(z)和Q(z)。最后，使用下一特性确定a系数：

A_{m} (z) = \frac{P (z) + Q (z)}{2} - - - - (28)

通过令式(11)和(12)相加很容易验证该特性。

Claims

1．一种传输***，包括一个带有语音编码器的发射机，编码器包含用于从输入信号中获取一个符号序列的装置，该符号序列包括多个预测系数的表示和一个激励信号的表示，所述发射机通过传输媒质与带有语音译码器的接收机相连接，该***的特征在于，该语音译码器包括用于获取更适于内插的所述多个预测系数的变换表示的变换装置，该语音译码器包括用于从预测参数的变换表示中获取内插预测系数的内插装置，以及该译码器根据内插预测系数重建语音信号。

2．根据权利要求1的传输***，其特征在于内插装置用于根据控制信号从预测系数的表示中获取内插预测系数或从预测系数的变换表示中获取内插预测系数。

3．根据权利要求1或2的传输***，其特征在于所述预测参数的变换表示是建立在线谱频率的基础上的。

4．一种用于接收代表语音信号的符号序列的接收机，该序列包括一组预测系数的表示和一个激励信号的表示，所述接收机包括一个用于从符号序列中获取重建语音信号的语音译码器，其特征在于，语音译码器包括用于获取更适于内插的所述反射系数的变换表示的变换装置，语音译码器包括用于从预测参数的变换表示中获取内插预测系数的内插装置，以及该译码器根据内插预测系数重建语音信号。

5．根据权利要求4的接收机，其特征在于内插装置用于根据控制信号从预测系数的表示中获取内插预测系数或从预测系数的变换表示中获取内插预测系数。

6．根据权利要求4或5的接收机，其特征在于所述预测参数的变换表示以线谱频率为基础。

7．一种用于从包括多个组预测系数的表示和一个激励信号的表示的符号序列中获取重建语音信号的语音译码器，其特征在于，语音译码器包括用来获取更适于内插的所述反射系数的变换表示的变换装置，语音译码器包括用于从预测参数的变换表示中获取内插预测系数的内插装置，以及该译码器根据内插预测系数重建语音信号。

8．根据权利要求7的语音译码器，其特征在于内插装置用于根据控制信号从预测系数的表示中获取内插预测系数或从预测系数的变换表示中获取内插预测系数。

9．根据权利要求7或8的语音译码器，其特征在于所述预测参数的变换形式以线谱频率为基础。

10．一种用于从包括多个预测系数的表示和一个激励信号的表示的符号序列中获取重建语音信号的方法，其特征在于，该方法包括获取更适于内插的所述反射系数的变换表示，从预测参数的变换表示中获取内插预测系数，以及根据内插预测系数重建语音信号。