CN118266156A - 电动机控制装置、电动机控制方法、混合动力***、升压转换器***、电动助力转向*** - Google Patents

Abstract

本发明的控制交流电动机的驱动的电动机控制装置，所述交流电动机与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器连接来用所述交流功率进行驱动，其包括：生成载波的载波生成部；调节所述载波的频率的载波频率调节部；和PWM控制部，其使用所述载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的PWM脉冲信号；所述载波频率调节部调节所述载波的频率，以使得基于在所述交流电动机的径向上圆环状地产生的电磁激振力的各圆环级数的振动的大小来改变所述电压指令与所述载波的相位差。

Description

电动机控制装置、电动机控制方法、混合动力***、升压转换 器***、电动助力转向***

技术领域

本发明涉及电动机控制装置、电动机控制方法、混合动力***、升压转换器***和电动助力转向***。

背景技术

永磁体同步电动机不需要电刷和换向器这样的机械的电流的整流机构，容易维护且小型轻量，并且效率、功率因数都较高，所以在电动车的驱动/发电等用途中广泛地普及。一般而言，永磁体同步电动机由用电枢线圈等构成的定子以及用永磁体和铁芯等构成的转子构成。用逆变器将从电池等直流电源供给的直流电压转换为交流电压，在永磁体同步电动机的电枢线圈中流动交流电流，由此产生电枢磁通。用因该电枢磁通与永磁体的磁体磁通之间产生的吸引力/斥力而产生的磁转矩、以及为了使透过转子的电枢磁通的磁阻最小化而产生的磁阻转矩，来驱动永磁体同步电动机。

永磁体同步电动机中，在电动机的旋转方向(周向)和相对于电动机的旋转轴垂直的方向(径向)上，分别因电枢磁通和磁体磁通而产生电磁力。上述转矩是对周向的电磁力积分得到的，其中包括电动机的磁路的结构引起的转矩的抖动(转矩脉动)。另一方面，在电动机的径向上产生的电磁力，作为使电动机的定子和壳体变形/振动的激振力(电磁激振力)作用。

电动机低速旋转时，其他振动/噪音因素较少，所以转矩脉动引起的振动/噪音变得显著。特别是，在电动车和混合动力车这样的使用永磁体同步电动机的环保机动车中，存在低速旋转时因电动机的转子和轮胎的二惯性***而发生车体谐振、振动/噪音变得显著的情况。另一方面，在除低速旋转时以外的电动机的转速区间中，径向的电磁力(电磁激振力)与周向的电磁力(转矩脉动)相比，是5～10倍程度的大小。因此，电磁激振力引起的振荡/噪音成为主要的。

另外，电动机中流动的交流电流中，包括用于电动机的驱动控制的、频率与电动机的转速相应地转换的正弦波等基本波电流成分、以及逆变器的开关动作引起的高次谐波电流成分。高次谐波电流的频率由基本波电流的频率和PWM调制中使用的载波的频率确定。因此，取决于电动机的转速，存在因基本波电流而在电动机中产生的电磁激振力或转矩脉动、与因高次谐波电流而在电动机中产生的电磁激振力或转矩脉动重合，而产生较大的振动和噪音的情况。

关于减小电动机的电磁激振力和转矩脉动引起的振动和噪音，本申请人提出了专利文献1中记载的技术。专利文献1中，记载了通过基于转矩指令和交流电动机的旋转速度，以改变电压指令与载波的相位差的方式调节载波的频率而有效地抑制永磁体同步电动机中发生的振动和噪音的方法。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本国特开2021-83276号公报

发明内容

发明要解决的课题

电动机的电磁激振力在径向上圆环状地产生。其中，以圆环0级(0次)为基准模态，存在圆环4级、圆环8级等多个振动模态，取决于转速和转矩等电动机状态，存在基准模态以外的振动模态引起的电动机的振动相对较大而不能忽略的情况。但是，专利文献1中公开的方法中，没有考虑电磁激振力的多个振动模态，所以不能有效地抑制电动机的电磁激振力引起的振动和噪音。

用于解决课题的技术方案

本发明的电动机控制装置控制交流电动机的驱动，其中所述交流电动机与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器连接来用所述交流功率进行驱动，所述电动机控制装置包括：生成载波的载波生成部；调节所述载波的频率的载波频率调节部；和PWM控制部，其使用所述载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的PWM脉冲信号，所述载波频率调节部调节所述载波的频率，以使得基于在所述交流电动机的径向上圆环状地产生的电磁激振力的各圆环级数的振动的大小来改变所述电压指令与所述载波的相位差。

本发明的控制交流电动机的驱动的电动机控制方法，其中所述交流电动机与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器连接来用所述交流功率进行驱动，所述电动机控制方法中，调节载波的频率，以使得基于在所述交流电动机的径向上圆环状地产生的电磁激振力的各圆环级数的振动的大小，来改变相应于对所述交流电动机的转矩指令的电压指令与所述载波的相位差，按调节后的频率生成所述载波，使用所述载波对所述电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的PWM脉冲信号。

本发明的混合动力***包括：所述电动机控制装置；功率转换器，其按照从所述电动机控制装置输出的所述PWM脉冲信号进行动作，进行从直流功率至交流功率的功率转换；用所述交流功率进行驱动的交流电动机；和与所述交流电动机连接的发动机***。

本发明的升压转换器***包括：所述电动机控制装置；升压转换器，其与直流电源连接，与所述电动机控制装置的控制相应地生成对所述直流电源升压得到的直流功率；和功率转换器，其按照从所述电动机控制装置输出的所述PWM脉冲信号进行动作，进行由所述升压转换器升压后的所述直流功率至交流功率的功率转换。

本发明的电动助力转向***包括：所述电动机控制装置；多个功率转换器，其按照从所述电动机控制装置输出的所述PWM脉冲信号进行动作，分别进行从直流功率至交流功率的功率转换；和交流电动机，其具有多个绕组组件，通过在所述多个绕组组件中分别流动由所述多个功率转换器分别生成的交流功率进行驱动，使用所述交流电动机控制车辆的转向。

发明的效果

根据本发明，能够有效地抑制电动机的电磁激振力引起的振动和噪音。

附图说明

图1是本发明的一个实施方式的具有电动机控制装置的电动机驱动***的整体结构图。

图2是表示本发明的第一实施方式的电动机控制装置的功能结构的框图。

图3是本发明的第一实施方式的载波频率调节部的框图。

图4是本发明的第一实施方式的电压相位误差运算部的框图。

图5是本发明的基准电压相位运算的概念图。

图6是表示各圆环级数的频率和电动机振动的大小的例子的图。

图7是本发明的第二实施方式中的机电一体单元的外观立体图。

图8是本发明的第三实施方式中的混合动力***的结构图。

图9是本发明的第四实施方式的升压转换器***的结构图。

图10是本发明的第五实施方式的电动助力转向***的结构图。

图11是本发明的第五实施方式的电动助力转向***中的驱动控制***的结构图。

具体实施方式

以下，对于本发明的实施方式参考附图详细进行说明。本实施方式中，对于应用于在电动车或混合动力车中搭载使用的电动机驱动***的例子进行说明。

(第一实施方式)

图1是本发明的一个实施方式的具有电动机控制装置的电动机驱动***的整体结构图。图1中，电动机驱动***100包括电动机控制装置1、永磁体同步电动机(以下简称为“电动机”)2、逆变器3、旋转位置检测器4、高压电池5。

电动机控制装置1基于与从车辆对电动机2要求的目标转矩相应的转矩指令T*来控制逆变器3的动作，由此生成用于控制电动机2的驱动的PWM脉冲信号。然后，将生成的PWM脉冲信号输出至逆变器3。另外，关于电动机控制装置1的详情，在后文中说明。

逆变器3具有逆变器电路31、栅极驱动电路32和平滑电容器33。栅极驱动电路32基于从电动机控制装置1输入的PWM脉冲信号，生成用于控制逆变器电路31所具有的各开关元件的栅极驱动信号，并输出至逆变器电路31。逆变器电路31具有与U相、V相、W相的上臂和下臂分别对应的开关元件。通过按照从栅极驱动电路32输入的栅极驱动信号分别控制这些开关元件，而将从高压电池5供给的直流功率转换为交流功率，并输出至电动机2。平滑电容器33使从高压电池5对逆变器电路31供给的直流功率平滑化。

电动机2是用从逆变器3供给的交流功率进行旋转驱动的同步电动机，具有定子和转子。对定子中设置的电枢线圈Lu、Lv、Lw施加从逆变器3输入的交流功率时，电动机2中三相交流电路Iu、Iv、Iw导通，在各电枢线圈中产生电枢磁通。该各电枢线圈的电枢磁通与转子中配置的永磁体的磁体磁通之间产生吸引力/斥力，由此在转子中产生转矩，对转子进行旋转驱动。

电动机2中安装了用于检测转子的旋转位置θ的旋转位置传感器8。旋转位置检测器4根据旋转位置传感器8的输入信号运算旋转位置θ。旋转位置检测器4得到的旋转位置θ的运算结果被输入至电动机控制装置1，用于通过电动机控制装置1与电动机2的感应电压的相位相应地生成PWM脉冲信号而进行的交流功率的相位控制。

此处，旋转位置传感器8优选是由铁芯和绕组构成的同步分解器，但即使是GMR传感器等使用磁阻元件或霍尔元件的传感器也没有问题。另外，旋转位置检测器4也可以不使用来自旋转位置传感器8的输入信号，而是使用电动机2中流动的三相交流电流Iu、Iv、Iw、和从逆变器3对电动机2施加的三相交流电压Vu、Vv、Vw推算旋转位置θ。

在逆变器3与电动机2之间配置有电流检测部7。电流检测部7检测对电动机2通电的三相交流电流Iu、Iv、Iw(U相交流电流Iu、V相交流电流Iv和W相交流电流Iw)。电流检测部7例如使用霍尔电流传感器构成。电流检测部7得到的三相交流电流Iu、Iv、Iw的检测结果被输入至电动机控制装置1，用于电动机控制装置1进行的PWM脉冲信号的生成。另外，图2中示出了电流检测器7由3个电流检测器构成的例子，但也可以使电流检测器成为2个，根据三相交流电流Iu、Iv、Iw的和为零计算出其余1相的交流电流。另外，也可以对于从高压电池5对逆变器3流入的脉冲状的直流电流，用在平滑电容器33与逆变器3之间***的分流电阻等进行检测，基于该直流电流和从逆变器3对电动机2施加的三相交流电压Vu、Vv、Vw求出三相交流电流Iu、Iv、Iw。

接着，对于电动机控制装置1的详情进行说明。图2是表示本发明的第一实施方式的电动机控制装置1的功能结构的框图。图2中，电动机控制装置1具有电流指令生成部11、速度计算部12、三相/dq电流转换部13、电流控制部14、dq/三相电压转换部15、载波频率调节部16、载波生成部17、PWM控制部18的各功能模块。电动机控制装置1例如由微型计算机构成，通过在微型计算机中执行规定的程序，能够实现这些功能模块。或者，也可以使用逻辑IC和FPGA等硬件电路实现这些功能模块的一部分或全部。

电流指令生成部11基于输入的转矩指令T*和电源电压Hvdc，运算d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*。此处，例如使用预先设定的电流指令映射和数学式等，求出与转矩指令T*相应的d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*。

速度计算部12根据旋转位置θ的时间变化，运算表示电动机2的旋转速度(转速)的电动机旋转速度ωr。另外，电动机旋转速度ωr可以是用角速度(rad/s)或转速(rpm)中的任一者表达的值。另外，也可以相互转换地使用这些值。

三相/dq电流转换部13对于电流检测部7检测出的三相交流电流Iu、Iv、Iw，进行基于旋转位置检测器4求出的旋转位置θ的dq转换，运算d轴电流值Id和q轴电流值Iq。

电流控制部14基于从电流指令生成部11输出的d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*、与从三相/dq电流转换部13输出的d轴电流值Id和q轴电流指令值Iq的偏差，以使这些值分别一致的方式，运算与转矩指令T*相应的d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*。此处，例如用PI控制等控制方式，求出与d轴电流指令Id*与d轴电流值Id的偏差相应的d轴电压指令Vd*、以及与q轴电流指令Iq*与q轴电流值Iq的偏差相应的q轴电压指令Vq*。

dq/三相电压转换部15对于电流控制部14运算得到的d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*，进行基于旋转位置检测器4求出的旋转位置θ的三相转换，运算三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*(U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*)。由此，生成与转矩指令T*相应的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。

载波频率调节部16基于电流控制部14求出的d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*、旋转位置检测器4求出的旋转位置θ、速度计算部12求出的旋转速度ωr、转矩指令T*和电源电压Hvdc，运算表示用于生成PWM脉冲信号的载波的频率的载波频率fc。载波生成部17按照该载波频率fc生成载波，由此以能够抑制电动机2中产生的振动和噪音的方式，调节载波的频率。另外，关于载波频率调节部16的载波频率fc的运算方法的详情在后文中叙述。

载波生成部17基于载波频率调节部16运算得到的载波频率fc，生成载波信号(三角波信号)Tr。

PWM控制部18使用从载波生成部17输出的载波信号Tr，对从dq/三相电压转换部15输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*分别进行脉冲宽度调制，生成用于控制逆变器3的动作的PWM脉冲信号。具体而言，基于从dq/三相电压转换部15输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*、与从载波生成部17输出的载波信号Tr的比较结果，对于U相、V相、W相各相生成脉冲状的电压。然后，基于所生成的脉冲状的电压，生成对于逆变器3的各相的开关元件的PWM脉冲信号。此时，使各相的上臂的PWM脉冲信号Gup、Gvp、Gwp分别求逻辑非，生成下臂的PWM脉冲信号Gun、Gvn、Gwn。PWM控制部18生成的PWM脉冲信号被从电动机控制装置1输出至逆变器3的栅极驱动电路32，被栅极驱动电路32转换为栅极驱动信号。由此，对逆变器电路31的各开关元件进行通/断控制，调节逆变器3的输出电压。

接着，对于电动机控制装置1中的载波频率调节部16的动作进行说明。载波频率调节部16如上所述，基于d轴电压指令Vd*和q轴电压指定Vq*、旋转位置θ、旋转速度ωr、转矩指令T*和电源电压Hvdc，运算载波频率fc。通过按照该载波频率fc逐次地控制载波生成部17生成的载波信号Tr的频率，而以相对于与转矩指令T*相应的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的电压波形、载波信号Tr的周期和相位分别成为要求的关系的方式进行调节。另外，此处的要求的关系例如指的是抑制在电动机2的径向上产生的电磁激振力的任意的振动模态的关系。

图3是本发明的第一实施方式的载波频率调节部16的框图。载波频率调节部16具有同步PWM载波数选择部161、电压相位运算部162、电压相位误差运算部164、同步载波频率运算部165、载波频率设定部166。

同步PWM载波数选择部161基于旋转速度ωr，选择表示与同步PWM控制中的电压波形的1个周期相对的载波的数量的同步PWM载波数Nc。同步PWM载波数选择部161例如在3的倍数中选择Nc＝3×(2×n-1)的条件式的数作为同步PWM载波数Nc。该条件式中，n表示任意自然数，例如大多选择n＝1(Nc＝3)、n＝2(Nc＝9)、n＝3(Nc＝15)等。另外，通过使用特殊的载波，也能够选定例如Nc＝6或Nc＝12等、虽然是3的倍数但不满足上述条件式的数作为同步PWM载波数Nc。另外，同步PWM载波数选择部161也可以不仅基于旋转速度ωr、也基于转矩指令T*进行同步PWM载波数Nc的选择。另外，例如也可以设定迟滞等，在旋转速度ωr上升时和下降时改变同步PWM载波数Nc的选择基准。

电压相位运算部162基于d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*、旋转位置θ、旋转速度ωr和载波频率fc，用以下式(1)～(4)运算电压相位θv。

θv＝θ+φv+φdqv+0.5π…(1)

φv＝ωr·1.5Tc…(2)

Tc＝1/fc…(3)

φdqv＝atan(Vq/Vd)…(4)

此处，φv表示电压相位的运算延迟补偿值，Tc表示载波周期，φdqv表示与d轴相比的电压相位。运算延迟补偿值φv是对于在从旋转位置检测器4取得旋转位置θ直到电动机控制装置1对逆变器3输出PWM脉冲信号的期间中、发生相当于1.5个控制周期的运算延迟进行补偿的值。另外，本实施方式中，在式(1)右侧的第四项加上了0.5π。这是因为用式(1)右侧的第一项～第三项运算的电压相位是cos波，所以将其视点转换为sin波用的运算。

电压相位误差运算部164基于由同步PWM载波数选择部161选择的同步PWM载波数Nc、由电压相位运算部162运算得到的电压相位θv、旋转速度ωr、电源电压Hvdc和转矩指令T*，运算电压相位误差Δθv。电压相位误差Δθv表示对于逆变器3的电压指令即三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*、与脉冲宽度调制中使用的载波信号Tr的相位差。电压相位误差运算部164按每个规定的运算周期运算电压相位误差Δθv，由此在载波频率调节部16中，改变对于逆变器3的电压指令与脉冲宽度调制中使用的载波的相位差，由此能够以抑制电动机2中产生的振动和噪音的方式，进行载波信号Tr的频率调节。

同步载波频率运算部165按照以下式(5)，基于由电压相位误差运算部164运算得到的电压相位误差Δθv、旋转速度ωr和由同步PWM载波数选择部161选择的同步PWM载波数Nc，运算同步载波频率fcs。

fcs＝ωr·Nc·(1+Δθv·K)/(2π)…(5)

同步载波频率运算部165例如能够用PLL(Phase Locked Loop)控制，运算基于式(5)的同步载波频率fcs。另外，式(5)中增益K可以设为一定值，也可以根据条件可变。

载波频率设定部166基于旋转速度ωr，选择由同步载波频率运算部165运算得到的同步载波频率fcs和非同步载波频率fcns中的任一者作为载波频率fc输出。非同步载波频率fcns是在载波频率设定部166中预先设定的一定值。另外，也可以预先准备多个非同步载波频率fcns，与旋转速度ωr相应地从其中选择任一个。例如，能够以旋转速度ωr的值越大则非同步载波频率fcns的值越大的方式，在载波频率设定部166中选择非同步载波频率fcns，作为载波频率fc输出。

接着，对于载波频率调节部16中的、电压相位误差运算部164中的电压相位误差Δθv的运算方法的详情进行说明。

图4是本发明的第一实施方式的电压相位误差运算部164的框图。电压相位误差运算部164具有基准电压相位运算部1641、电动机圆环振动映射1642、圆环级数频率计算部1643、机械谐振信息1644、机械谐振一致圆环级数确定部1645、圆环级数选择部1646、切换部1647、加法部1648、减法部1649。

基准电压相位运算部1641基于同步PWM载波数Nc和电压相位θv，运算用于使同步PWM控制中的载波的相位固定的基准电压相位θvb。

图5是基准电压相位运算部1641实施的基准电压相位运算的概念图。基准电压相位运算部1641例如如图5所示，运算在0到2π之间按与同步PWM载波数Nc相应的阶数阶梯状地变化的基准电压相位θvb。另外，图5中为了使说明易于理解而示出了同步PWM载波数Nc是3时的例子，但实际上同步PWM载波数Nc如上所述优选设为Nc＝3、9或15。或者，也可以设为Nc＝6或12。

本实施方式中为了减小处理负荷，例如如图5所示，仅在三角载波从最小值(谷)上升至最大值(峰)的区间即上升区间中，载波频率调节部16能够调节载波的频率。该情况下，在同步载波频率运算部165中，在载波的上升区间中，根据电压相位误差Δθv逐次地运算同步载波频率fcs，由此实施同步PWM控制。基准电压相位运算部1641将该电压相位误差Δθv的运算中使用的基准电压相位θvb计算为如图5所示地按π/3间隔变化的离散值。另外，该基准电压相位θvb的间隔与同步PWM载波数Nc相应地变化。同步PWM载波数Nc越大，则基准电压相位θvb的间隔越小。

具体而言，基准电压相位运算部1641按照以下式(6)～(7)，基于电压相位θv、同步PWM载波数Nc运算基准电压相位θvb。

θvb＝int(θv/θs)·θs+0.5θs…(6)

θs＝2π/Nc…(7)

此处，θs表示每个载波的电压相位θv的变化幅度，int表示小数点以下舍去的运算。

另外，本实施方式中，以在三角载波从最大值(峰)下降至最小值(谷)的区间即下降区间中基准电压相位θvb是0rad的方式，在基准电压相位运算部1641中按照式(6)～(7)运算基准电压相位θvb。但是，基准电压相位θvb是0rad的期间不限于下降区间。只要能够使用电压相位θv，运算在0到2π之间按与同步PWM载波数Nc相应的阶数阶梯状地变化的基准电压相位θvb，就可以用式(6)～(7)以外的运算方法，由基准电压相位运算部1641进行基准电压相位θvb的运算。

电动机圆环振动映射1642是关于电动机2中在径向上圆环状地产生的电磁激振力引起的振动的信息。此处，在使用永磁体的同步电动机即电动机2中，在电动机2的旋转方向(周向)和相对于电动机2的旋转轴垂直的方向(径向)上，分别产生电枢磁通和磁体磁通引起的电磁力。其中，径向的电磁力以电动机2的旋转轴为中心地圆环状地产生，作为使电动机2的定子和壳体变形/振动的电磁激振力作用。该电磁激振力引起的振动中，以圆环0级为基准模态，存在与圆环4级、圆环8级等多个圆环级数分别对应的振动模态，各振动模态下的振动的大小与旋转速度ωr、转矩指令T*、电源电压Hvdc各参数值相应地分别变化。于是，本实施方式中，将表示旋转速度ωr、转矩指令T*、电源电压Hvdc各参数值、与电动机2中在径向上发生的电磁激振力引起的振动的大小的关系的信息，按每个圆环级数作为电动机圆环振动映射1642保存在电压相位误差运算部164中。电压相位误差运算部164中，通过参照该电动机圆环振动映射1642，能够按每个圆环级数计算出与当前的旋转速度ωr、转矩指令T*、电源电压Hvdc相应的电动机2的振动的大小NVn。此处，振动的大小NVn中，n表示圆环级数，例如n＝0、4、8等整数。

进而，电动机圆环振动映射1642中，在上述各圆环级数的振动的大小的信息之外，也包括表示用于减小该振动的电压指令与载波的相位差的相位差偏移量的信息。另外，本申请人已经提出了通过以使电压指令与载波的相位差成为规定值的方式调节载波的频率，来使电动机的基本波电流引起的振动与高次谐波成分引起的振动相互抵消，由此减小电动机2的振动的技术(参考专利文献1)。本实施方式中，应用该现有技术，对于各振动模态预先取得旋转速度ωr、转矩指令T*、电源电压Hvdc各参数值、与为了减小在电动机2的径向上产生的电磁激振力引起的振动最优的相位偏移量的关系，按每个圆环级数作为电动机圆环振动映射1642保存在电压相位误差运算部164中。电压相位误差运算部164中，通过参照该电动机圆环振动映射1642，能够按每个圆环级数计算出与当前的旋转速度ωr、转矩指令T*、电源电压Hvdc相应的相位偏移量Δθn。此处，相位偏移量Δθn中，n与振动的大小NVn的情况同样表示圆环级数，例如n＝0、4、8等整数。

用电动机圆环振动映射1642计算出的各圆环级数的振动的大小NVn和相位偏移量Δθn，被分别输出至圆环级数选择部1646、切换部1647。另外，图4中示出了对于圆环0级、4级、8级分别定义了电动机圆环振动映射1642、根据这些映射计算振动的大小NV0、NV4、NV8和相位偏移量Δθ0、Δθ4、Δθ8的例子，但也可以对于其他圆环级数(例如12级、16级等)分别计算振动的大小NVn和相位偏移量Δθn。

电动机圆环振动映射1642中的各圆环级数的振动的大小和相位偏移量的值，能够基于事前实施的电动机2的磁场分析和振动测定试验的结果等，在电动机驱动***100的开发时和设计时等预先确定。即，电压相位误差运算部164具备对于多个圆环级数中的各个，按电动机2的每个旋转速度ωr、每个转矩指令T*和每个电源电压Hvdc分别定义了振动的大小NVn和相位偏移量Δθn的电动机圆环振动映射1642。另外，载波频率调节部16能够基于当前的旋转速度ωr、转矩指令T*和电源电压Hvdc、和电压相位误差运算部164中的电动机圆环振动映射1642，按每个圆环级数分别计算振动的大小NVn和相位偏移量Δθn。

圆环级数频率计算部1643根据旋转速度ωr运算各圆环级数的频率。此处，对于用机械角定义的电动机2的旋转速度ωr[rpm]，例如能够用以下式(8)按每个圆环级数运算频率fvn。

fvn＝(ωr/60)·(Nr·Pm±n)…(8)

此处，n与上述振动的大小NVn和相位偏移量Δθn的情况同样，表示圆环级数。另外，Nr表示相对于基本波电流的电磁激振力的级数，具体而言是6的倍数(6、12、18、24、…)。圆环级数频率计算部1643中，能够与作为抑制对象的电磁激振力的级数相应地设定Nr的值。进而，Pm表示电动机2的极对数。

根据上式(8)，例如Nr＝12、Pm＝4的情况下，能够求出圆环4级的振动模态的频率(n＝4)是fv4＝ωr/60·44(电角的旋转44次)、ωr/60·52(电角的旋转52次)。对于其他圆环级数，也能够同样地根据式(8)求出其频率。

机械谐振信息1644是表示电动机2的机械谐振的频率的信息。例如，能够基于电动机2的设计值和锤击试验中的分析值等，按规定的带宽预先设定与电动机2的固有频率相应的机械谐振的频带fm，作为机械谐振信息1644保存在电压相位误差运算部164中。另外，也可以包括电动机2以外的对象地设定机械谐振信息1644。例如，将逆变器3或未图示的减速机机械地固定在电动机2上的情况、和将电动机2安装在车辆中的情况下，优选包括它们地将机械谐振的频率设定为机械谐振信息1644。另外，电动机2的机械谐振点存在多个的情况下，优选对于各个谐振点设定机械谐振信息1644。

机械谐振一致圆环级数确定部1645基于由圆环级数频率计算部1643运算得到的各圆环级数的频率fvn和机械谐振信息1644表示的机械谐振的频率，将频率与电动机2的机械谐振一致的圆环级数确定为机械谐振一致圆环级数Nm。此处，确认各圆环级数的频率fvn中是否存在包括在机械谐振信息1644表示的机械谐振的频带fm内的频率，存在包括在机械谐振的频带fm内的频率fvn的情况下，将与该频率fvn对应的圆环级数n确定为机械谐振一致圆环级数Nm。由机械谐振一致圆环级数确定部1645确定的机械谐振一致圆环级数Nm被输出至圆环级数选择部1646。

另外，各圆环级数的频率fvn中，不存在任何包括在机械谐振的频带fm的范围内的频率的情况下，机械谐振一致圆环级数确定部1645对圆环级数选择部1646通知不存在机械谐振一致圆环级数Nm即可。另外，各圆环级数的频率fvn中，存在两个以上包括在机械谐振的频带fm的范围内的频率的情况下，机械谐振一致圆环级数确定部1645可以将与其分别对应的圆环级数n作为机械谐振一致圆环级数Nm对圆环级数选择部1646通知。或者，也可以与分别预想的谐振振动的大小等相应地，选择任一者，作为机械谐振一致圆环级数Nm对圆环级数选择部1646通知。

图6是表示各圆环级数的频率和电动机振动的大小的例子的图。图6的(a)是表示电动机2的机械谐振与各圆环级数的频率fvn的关系的图的一例，横轴表示电动机2的转速(旋转速度)ωr，纵轴表示频率。图6的(b)是表示电动机转速ωr与各圆环级数的振动的大小的关系的图的一例，横轴表示电动机2的转速(旋转速度)ωr，纵轴表示振动加速度[G]。

图6的(a)中，直线图401表示圆环0级(旋转48次)的电动机转速ωr与频率fvn的关系。另外，直线图402、403表示圆环4级(旋转44次、52次)的电动机转速ωr与频率fvn的关系，直线图404、405表示圆环8级(旋转40次、56次)的电动机转速ωr与频率fvn的关系。

此处，例如如图6的(a)所示，在机械谐振信息1644中，将5000～6000[Hz]的频带400设定为机械谐振的频带fm。该情况下，在电动机转速ωr是5000～9000[rpm]的范围中，直线图401～405中的至少任一者存在于频带400内，可以认为在该图表示的圆环级数的振动模态下电动机2的振动因机械谐振而增大。特别是，在圆环4级和圆环8级等振动模态下，与基准模态即圆环0级相比电动机2的定子和壳体中更容易发生变形，因此更容易受到机械谐振的影响。

图6的(b)中，曲线图421表示圆环0级(旋转48次)的电动机转速ωr与电动机振动的大小的关系。另外，曲线图422、423表示圆环4级(旋转44次、52次)的电动机转速ωr与电动机振动的大小的关系。

图6的(a)中，分别确定频带400中的与直线图401～403的各中心点411、412、413对应的电动机转速ωr时，这些电动机转速ωr下的各圆环级数的电动机振动的大小可以根据图6的(b)的曲线图421～423求出。具体而言，根据曲线图421求出圆环0级(旋转48次)的电动机振动的大小是0.07[G]，根据曲线图422求出圆环4级(旋转44次)的电动机振动的大小是0.40[G]，根据曲线图423求出圆环4级(旋转52次)的电动机振动的大小是0.24[G]。根据这些电动机振动的大小，能够确认圆环4级时与圆环0级相比受到更强的机械谐振的影响。

圆环级数选择部1646基于用电动机圆环振动映射1642计算出的各圆环级数的振动的大小NVn、和由机械谐振一致圆环级数确定部1645确定的机械谐振一致圆环级数Nm，选择圆环级数中的任一者。此处，对各圆环级数的振动的大小NVn之间进行比较，基于其比较结果和机械谐振一致圆环级数Nm，选择圆环级数。具体而言，各圆环级数的振动的大小NVn是相同程度(例如相互之间的差在0.05[G]以内)的情况下，优先选择机械谐振一致圆环级数Nm。另一方面，难以受到机械谐振的影响的振动模态的圆环级数(例如圆环0级)的振动的大小NVn比机械谐振一致圆环级数Mn(例如圆环4级)的振动的大小NVn显著更大(例如差在0.05[G]以上)的情况下，不选择机械谐振一致圆环级数Mn，而是选择该圆环级数。除此以外，也能够基于各圆环级数的振动的大小NVn和机械谐振一致圆环级数Nm，用任意方法选择圆环级数。

圆环级数选择部1646得到的圆环级数的选择结果被作为选择圆环级数Ns输出至切换部1647。

切换部1647具有与用电动机圆环振动映射1642计算出的各圆环级数的相位偏移量Δθn分别对应的多个输入端子和输出端子，与来自圆环级数选择部1646的选择圆环级数Ns相应地，将输出端子的连接目标切换为某个输入端子。具体而言，以使与选择圆环级数Ns对应的相位偏移量Δθn的输入端子与输出端子连接的方式，切换多个输入端子与输出端子之间的连接状态。由此，基于选择圆环级数Ns选择各圆环级数的相位偏移量Δθn中的任一者，作为表示对于基准电压相位θvb的载波的相位差的载波相位差Δθcarr，输出至加法部1648。结果，例如如果选择圆环级数Ns是圆环4级，则与圆环4级对应的相位偏移量Δθ4被作为载波相位差Δθcarr从切换部1647输出至加法部1648。

加法部1648对于用基准电压相位运算部1641运算得到的基准电压相位θvb，加上从切换部1647输出的载波相位差Δθcarr，由此运算减小电容器电压纹波的对象级数成分Nr的电压振幅用的修正基准电压相位θvb2。

减法部1649对电压相位θv减去修正基准电压相位θvb2，运算电压相位误差Δθv。

电压相位误差运算部164中，如以上所说明，运算电压相位误差Δθv。由此，能够基于旋转速度ωr、电源电压Hvdc、转矩指令T*，确定减小在电动机2的径向上产生的电磁激振力的任意的振动模态用的相位偏移量，以按照确定的相位偏移量改变三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与载波信号Tr的相位差的方式，确定电压相位误差Δθv。结果，能够以有效地抑制电动机2的电磁激振力引起的振动和噪音的方式，改变对于逆变器3的电压指令与脉冲宽度调制中使用的载波的相位差，设定载波频率fc。

另外，载波频率调节部16中，上述处理可以在电动机2的动力运行驱动时、再生驱动时的任一方进行。动力运行驱动时转矩指令T*是正值，再生驱动时转矩指令T*是负值。从而，载波频率调节部16中，根据转矩指令T*的值实施电动机2处于动力运行驱动或再生驱动中的哪一方的判断，基于该判断的结果在电压相位误差运算部164中进行如上所述的运算处理，由此能够以有效地抑制电动机2的电磁激振力引起的振动和噪音的方式，改变电压相位误差Δθv地设定载波频率fc。

根据以上说明的本发明的第一实施方式，可以发挥以下作用效果。

(1)电动机控制装置1控制与进行从直流功率至交流功率的功率转换的逆变器3连接而使用该交流功率驱动的电动机2的驱动，包括：生成载波信号Tr的载波生成部17；调节表示载波信号Tr的频率的载波频率fc的载波频率调节部16；使用载波信号Tr对三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*进行脉冲宽度调制，生成用于控制逆变器3的动作的PWM脉冲信号的PWM控制部18。载波频率调节部16调节载波频率fc，以使得基于在电动机2的径向上圆环状地产生的电磁激振力的各圆环级数的振动的大小来改变表示三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与载波信号Tr的相位差的电压相位误差Δθv。因为这样，所以能够有效地抑制电动机2的电磁激振力引起的振动和噪音。

(2)载波频率调节部16用电动机圆环振动映射1642，基于电动机2的旋转速度ωr、转矩指令T*和直流功率的电压Hvdc，确定各圆环级数的振动的大小NVn。因为这样，所以能够准确地确定与旋转速度ωr、转矩指令T*、电源电压Hvdc各参数值相应地分别变化的各圆环级数的振动的大小NVn。

(3)电动机控制装置1具有基于各圆环级数的振动的大小NVn来选择多个圆环级数中的任一个的圆环级数选择部1646。载波频率调节部16将与表示由圆环级数选择部1646所选择的圆环级数的选择圆环级数Ns相应的相位偏移量Δθn确定为载波相位差Δθcarr，调节载波频率fc以按照所确定的载波相位差Δθcarr来改变电压相位误差Δθv。因为这样，所以能够减小在电动机2的径向上产生的电磁激振力的任意的振动模态，有效地抑制振动和噪音。

(4)电动机控制装置1具有对多个圆环级数的每一个，按电动机2的旋转速度ωr、转矩指令T*和电源电压Hvdc分别定义了振动的大小NVn和相位偏移量Δθn的电动机圆环振动映射1642。载波频率调节部16基于当前的电动机2的旋转速度ωr、转矩指令T*和电源电压Hvdc、以及电动机圆环振动映射1642，来按每个圆环级数分别计算振动的大小NVn和相位偏移量Δθn。因为这样，所以能够分别准确且容易地计算与当前的电动机2的驱动状态相应的各圆环级数的振动的大小NVn和相位偏移量Δθn。

(5)电动机控制装置1具有将频率与电动机2的机械谐振一致的圆环级数确定为机械谐振一致圆环级数Nm的机械谐振一致圆环级数确定部1645。圆环级数选择部1646基于各圆环级数的振动的大小NVn和机械谐振一致圆环级数Nm，选择多个圆环级数中的任一个。因为这样，所以能够考虑电动机2的机械谐振地，将适合有效地抑制振动和噪音的圆环级数的振动模态选择为电磁激振力的减小对象。

(第二实施方式)

接着，对于本发明的第二实施方式使用附图进行说明。

图7是本发明的第二实施方式中的机电一体单元71的外观立体图。机电一体电源71构成为包括第一实施方式中说明的电动机驱动***100(电动机控制装置1、电动机2和逆变器3)。电动机2与逆变器3经由汇流条712用结合部713连接。电动机2的输出被经由齿轮711传递至省略图示的差动齿轮，传递至车轴。另外，图7中省略了电动机控制装置1的图示，但电动机控制装置1能够配置在任意位置。

该机电一体单元71的特征是电动机2与逆变器3与齿轮711成为一体的结构。机电一体单元71中，因为这样的一体结构，而存在电动机2中在径向上产生的激振力引起的各圆环级数的振动引发机械谐振、振动/噪音增大的情况。但是，通过使用第一实施方式中说明的电动机控制装置1控制电动机2的驱动，能够有效地抑制电动机2的电磁激振力引起的振动和噪音，所以能够实现低振动/低噪音的机电一体单元。

(第三实施方式)

接着，对于本发明的第三实施方式使用附图进行说明。

图8是本发明的第三实施方式中的混合动力***72的结构图。

如图8所示，混合动力***72构成为包括第一实施方式中说明的电动机驱动***100(电动机控制装置1、电动机2、逆变器3、旋转位置检测器4、高压电池5、电流检测部7)、以及与其同样的电动机驱动***101(电动机控制装置1、电动机2a、逆变器3a、旋转位置检测器4a、高压电池5、电流检测部7a)。电动机驱动***100、101共用电动机控制装置1和高压电池5。

在电动机2a中，安装有用于检测转子的旋转位置θa的旋转位置传感器8a。旋转位置检测器4a根据旋转位置传感器8a的输入信号运算旋转位置θa，并输出至电动机控制装置1。在逆变器3a与电动机2a之间配置有电流检测部7a。电动机2a的转子中发生的转矩被从转子上固定的旋转轴传递至电动机驱动***101的外部。

逆变器3a具有逆变器电路31a、栅极驱动电路32a和平滑电容器33a。栅极驱动电路32a连接至与逆变器3的栅极驱动电路32共通的电动机控制装置1，基于从电动机控制装置1输入的PWM脉冲信号，生成用于控制逆变器电路31a具有的各开关元件的栅极驱动信号，并输出至逆变器电路31a。逆变器电路31a和平滑电容器33a连接至与逆变器电路31和平滑电容器33共通的高压电池5。

对于电动机控制装置1，输入对于电动机2的转矩指令T*和对于电动机2a的转矩指令Ta*。电动机控制装置1基于这些转矩指令，用如第一实施方式所说明的方法分别生成用于控制电动机2、2a的驱动的PWM脉冲信号，并分别输出至逆变器3、3a。即，用电动机控制装置1具有的载波频率调节部16的电压相位误差运算部164，以在电动机驱动***100、101中能够分别抑制在电动机2、2a的径向上产生的电磁激振力引起的振动和噪音的方式，运算电压相位误差Δθv而调节载波信号Tr的频率。另外，在电压相位误差运算部164中，圆环级数选择部1646可以对于逆变器3、3a分别选择不同的圆环级数，设定载波相位差Δθcarr。

对于电动机2连接了发动机***721和发动机控制部722。发动机***721按照发动机控制部722的控制进行驱动，使电动机2旋转驱动。电动机2通过被发动机***721旋转驱动而作为发电机进行动作，产生交流功率。电动机2产生的交流功率被逆变器3转换为直流功率，对高压电池5充电。由此，能够使混合动力***72作为串联混合动力***发挥功能。另外，发动机***721和发动机控制部722也可以能够与电动机2a连接。

根据本实施方式，通过使用第一实施方式中说明的电动机控制装置1实现图8的混合动力***72，能够对于电动机驱动***100和电动机驱动***101分别有效地抑制电动机2、2a的电磁激振力引起的振动和噪音。

(第四实施方式)

接着，对于本发明的第四实施方式进行说明。本实施方式中，说明应用于升压转换器***的例子。

图9是表示本发明的第四实施方式的升压转换器***的结构的图。升压转换器***73具有第一实施方式中说明的电动机控制装置1、电动机2、逆变器3、旋转位置检测器4和高压电池5，并且具有升压转换器74。

升压转换器74中，使开关元件743、744串联连接，对于串联连接的开关元件743、744的中间连接点经由电抗器742连接高压电池5。另外，与高压电池5并联地连接电容器741。

对于升压转换器74，用电动机控制装置1给出指令，开关元件743、744分别进行开关动作，使从高压电池5供给的直流电压升压至升压转换器***73的效率最优的直流电压。由此，生成使高压电池5升压的直流功率，并供给至逆变器3。逆变器3基于从电动机控制装置1输出的栅极信号进行动作，进行从由升压转换器74升压后的直流功率向交流功率的功率转换。

本实施方式中，在电压相位误差运算部164中，基于旋转速度ωr和转矩指令T*以及升压后的电源电压Hvdc＇，通过参照电动机圆环振动映射1642，来计算各圆环级数的振动的大小NVn和相位偏移量Δθn。由此，以能够分别抑制在电动机2的径向上产生的电磁激振力引起的振动和噪音的方式，运算电压相位误差Δθv而调节载波信号Tr的频率。

(第五实施方式)

接着，对于本发明的第五实施方式进行说明。本实施方式中，说明应用于电动助力转向***的例子。

图10是表示本发明的第五实施方式的电动助力转向***的结构的图。电动助力转向***61具有包括第一实施方式中说明的电动机控制装置1和冗余化的驱动***102A、102B的驱动控制***75。电动助力转向***61用转矩传感器63检测方向盘62的旋转转矩，基于该旋转转矩使驱动控制***75进行动作。由此，发生与方向盘62的输入相应的辅助转矩，经由转向辅助机构64输出至转向机构65，由此对转向力进行辅助。结果，用转向机构65使轮胎66转向，控制车辆的行进方向。

一般而言，车辆的电动助力转向***经由方向盘与驾驶员直接连接，所以振动和噪音易于传递至驾驶员，对于振动和噪音的要求规格较高。特别是，在驾驶员高速旋转方向盘的状态下，与其他发生因素相比，电动机的动作成为振动和噪音的主要原因。对此，本实施方式的电动助力转向***61能够有效地减小驾驶员高速旋转方向盘62的状态下的振动，所以能够实现低振动且低噪音的电动助力转向***。

图11是表示本发明的第五实施方式的电动助力转向***61中的驱动控制***75的结构的图。驱动控制***75中，对于冗余化的驱动***102A、102B，共通地连接电动机控制装置1、电动机2和高压电池5。本实施方式中，电动机2具有2个绕组组件21、22，一个绕组组件21构成驱动***102A，另一个绕组组件22构成驱动***102B。

驱动***102A具有逆变器3和旋转位置检测器4，在电动机2中安装有用于检测与绕组组件21对应的转子的旋转位置θ的旋转位置传感器8。由逆变器3生成的交流功率在电动机2的绕组组件21中流动而使电动机2旋转驱动。驱动***102A中，在逆变器3与电动机2之间配置了电流检测部7。

驱动***102B具有逆变器3a和旋转位置检测器4a，在电动机2中安装有用于检测与绕组组件22对应的转子的旋转位置θa的旋转位置传感器8a。由逆变器3a生成的交流功率在电动机2的绕组组件22中流动而使电动机2旋转驱动。驱动***102B中，在逆变器3a与电动机2之间配置了电流检测部7a。另外，逆变器3a、旋转位置检测器4a、旋转位置传感器8a和电流检测部7a与第三实施方式中说明的图8的分别相同。

对于电动机控制装置1，输入对于电动机2的转矩指令T*。电动机控制装置1基于输入的转矩指令T*，用如第一实施方式所说明的方法生成用于控制电动机2的驱动的PWM脉冲信号，并分别输出至逆变器3、3a。即，用电压相位误差运算部164，以能够分别抑制驱动***102A、102B中产生的振动和噪音的方式，运算电压相位误差Δθv而调节载波信号Tr的频率。另外，该运算中参照的电动机圆环振动映射1642例如设为能够在驱动***102A、102B中分别最有效地减小在电动机2、2a的径向上产生的电磁激振力引起的振动和噪音的值即可。或者，也可以设为虽然不是能够在驱动***102A、102B中分别最有效地减小电磁激振力引起的振动和噪音的值、但将驱动***102A、102B的电磁激振力相加时是能够最有效地减小振动和噪音的值。

根据本实施方式，通过使用第一实施方式中说明的电动机控制装置1实现图11的驱动控制***75，能够对于驱动***102A和驱动***102B分别有效地抑制电动机2、2a的电磁激振力引起的振动和噪音。

另外，以上说明的各实施方式中，电动机控制装置1内的各结构(图2、图3、图4等)也可以不依赖于硬件结构，而是用CPU和程序实现各结构的功能。用CPU和程序实现电动机控制装置1内的各结构的情况下，因为硬件的个数减少所以具有能够低成本化的优点。另外，该程序能够预先保存在电动机控制装置的存储介质中提供。或者，也能够在独立的存储介质中保存并提供，或者用网络线路将程序记录保存在电动机控制装置的存储介质中。也可以作为数据信号(载波)等各种方式的计算机可读取的计算机程序产品供给。

另外，本发明不限定于上述实施方式，能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行各种变更。

附图标记说明

1…电动机控制装置，2、2a…电动机，3、3a…逆变器，4、4a…旋转位置检测器，5…高压电池，7、7a…电流检测部，8、8a…旋转位置传感器，11…电流指令生成部，12…速度计算部，13…三相/dq电流转换部，14…电流控制部，15…dq/三相电压转换部，16…载波频率调节部，17…载波生成部，18…PWM控制部，31…逆变器电路，32…栅极驱动电路，33…平滑电容器，61…电动助力转向***，71…机电一体单元，72…混合动力***，73…升压转换器***，74…升压转换器，75…驱动控制***，100、101…电动机驱动***，102A、102B…驱动***，161…同步PWM载波数选择部，162…电压相位运算部，164…电压相位误差运算部，165…同步载波频率运算部，166…载波频率设定部，711…齿轮，712…汇流条，713…结合部，721…发动机***，722…发动机控制部，1641…基准电压相位运算部，1642…电动机圆环振动映射，1643…圆环级数频率计算部，1644…机械谐振信息，1645…机械谐振一致圆环级数确定部，1646…圆环级数选择部，1647…切换部，1648…加法部，1649…减法部。

Claims (13)

1.一种控制交流电动机的驱动的电动机控制装置，所述交流电动机与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器连接来用所述交流功率进行驱动，所述电动机控制装置的特征在于，包括：

生成载波的载波生成部；

调节所述载波的频率的载波频率调节部；和

PWM控制部，其使用所述载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的PWM脉冲信号，

所述载波频率调节部调节所述载波的频率，以使得基于在所述交流电动机的径向上圆环状地产生的电磁激振力的各圆环级数的振动的大小来改变所述电压指令与所述载波的相位差。

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述载波频率调节部基于所述交流电动机的旋转速度、所述转矩指令和所述直流功率的电压来确定各所述圆环级数的所述振动的大小。

3.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：

具有圆环级数选择部，其基于各所述圆环级数的所述振动的大小来选择多个所述圆环级数中的任一个，

所述载波频率调节部确定与由所述圆环级数选择部所选择的圆环级数相应的相位偏移量，调节所述载波的频率以按照所确定的所述相位偏移量来改变所述电压指令与所述载波的相位差。

4.如权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于：

具有圆环振动映射，其对于多个所述圆环级数的每一个，按所述交流电动机的旋转速度、所述转矩指令和所述直流功率的电压分别定义了所述振动的大小和所述相位偏移量，

所述载波频率调节部基于当前的所述交流电动机的旋转速度、所述转矩指令和所述直流功率的电压、以及所述圆环振动映射，来按每个所述圆环级数分别计算所述振动的大小和所述相位偏移量。

5.如权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于：

具有机械谐振一致圆环级数确定部，其将频率与所述交流电动机的机械谐振一致的圆环级数确定为机械谐振一致圆环级数，

所述圆环级数选择部基于各所述圆环级数的振动的大小和所述机械谐振一致圆环级数，来选择多个所述圆环级数中的任一个。

6.一种控制交流电动机的驱动的电动机控制方法，其中所述交流电动机与进行从直流功率至交流功率的功率转换的功率转换器连接来用所述交流功率进行驱动，所述电动机控制方法的特征在于：

调节载波的频率，以使得基于在所述交流电动机的径向上圆环状地产生的电磁激振力的各圆环级数的振动的大小，来改变相应于对所述交流电动机的转矩指令的电压指令与所述载波的相位差，

按调节后的频率生成所述载波，

使用所述载波对所述电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的PWM脉冲信号。

7.如权利要求6所述的电动机控制方法，其特征在于：

基于所述交流电动机的旋转速度、所述转矩指令和所述直流功率的电压来确定各所述圆环级数的所述振动的大小。

8.如权利要求6所述的电动机控制方法，其特征在于：

基于各所述圆环级数的所述振动的大小来选择多个所述圆环级数中的任一个，

确定与所选择的圆环级数相应的相位偏移量，

调节所述载波的频率以按照所确定的所述相位偏移量来改变所述电压指令与所述载波的相位差。

9.如权利要求8所述的电动机控制方法，其特征在于：

参照圆环振动映射，该圆环振动映射对于多个所述圆环级数的每一个，按所述交流电动机的旋转速度、所述转矩指令和作为所述直流功率的电压的直流电压分别定义了所述振动的大小和所述相位偏移量，

基于当前的所述旋转速度、所述转矩指令和所述直流电压、以及所述圆环振动映射，按每个所述圆环级数分别计算所述振动的大小和所述相位偏移量。

10.如权利要求8所述的电动机控制方法，其特征在于：

将频率与所述交流电动机的机械谐振一致的圆环级数选择为机械谐振一致圆环级数，

基于各所述圆环级数的振动的大小和所述机械谐振一致圆环级数，来选择多个所述圆环级数中的任一个。

11.一种混合动力***，其特征在于，包括：

权利要求1～5中任一项所述的电动机控制装置；

功率转换器，其按照从所述电动机控制装置输出的所述PWM脉冲信号进行动作，进行从直流功率至交流功率的功率转换；

用所述交流功率进行驱动的交流电动机；和

与所述交流电动机连接的发动机***。

12.一种升压转换器***，其特征在于，包括：

权利要求1～5中任一项所述的电动机控制装置；

升压转换器，其与直流电源连接，与所述电动机控制装置的控制相应地生成对所述直流电源升压得到的直流功率；和

功率转换器，其按照从所述电动机控制装置输出的所述PWM脉冲信号进行动作，进行由所述升压转换器升压后的所述直流功率至交流功率的功率转换。

13.一种电动助力转向***，其特征在于，包括：

权利要求1～5中任一项所述的电动机控制装置；

多个功率转换器，其按照从所述电动机控制装置输出的所述PWM脉冲信号进行动作，分别进行从直流功率至交流功率的功率转换；和

交流电动机，其具有多个绕组组件，通过在所述多个绕组组件中分别流动由所述多个功率转换器分别生成的交流功率进行驱动，

使用所述交流电动机控制车辆的转向。