CN118041106A - 混合器件三电平anpc变换器及其配置优化方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种混合器件三电平ANPC变换器及其配置优化方法，三电平ANPC变换器拓扑结构包括两个直流分压电容和，电源，外管S1和S4，内管S2和S3，钳位管S5和S6；首先假定内管和钳位管采用相同电流等级和相同电流配比的混合器件，收集可用的混合器件组合；然后根据钳位管和内管处的电流有效值比值关系计算钳位管的电流等级；最后根据不同位置混合器件的电流等级及钳位管和内管的损耗特点选择合适的混合器件组合。本发明充分利用钳位管Si IGBT的导通特性优势，降低钳位管功率器件的成本；以较低成本的增加实现较大程度地降低变换器的功率损耗和功率器件的最大结温。

Description

混合器件三电平ANPC变换器及其配置优化方法

技术领域

本发明属于电力电子变频器技术领域，特别是涉及一种混合器件三电平ANPC变换器及其配置优化方法。

背景技术

目前，市场上对中高压大功率变换器的需求越来越大，两电平拓扑已不能满足现有需求。与传统两电平拓扑相比，三电平拓扑以输出波形更接近正弦波形、谐波含量小、电磁干扰能力弱、效率高等优点被广泛运用于中高压大功率领域。三电平ANPC变换器克服了三电平NPC损耗不均的问题，已被广泛应用于各种中压大功率应用领域，如牵引/运动控制、分布式发电***的电网接口、临界负荷电源和电力***调节等领域。

基于Si有源器件的三电平ANPC电路无法满足实际应用领域对于高性能、高效率等日益提高的多重要求。SiC器件可显著提高电力电子变换器的性能，但其成本十分昂贵，三电平ANPC变换器电路若全部采用SiC器件，高昂的成本会限制其大规模的商业应用。因此，综合效率成本最优的三电平ANPC变换器具有重要的应用价值。

传统方法通过在ANPC部分位置将Si器件替换成SiC器件实现器件混合的方法，可在较低成本的情况下提高效率，这种方法使用少量SiC器件实现与全SiC电路相似的性能，将钳位管和内管采用SiC MOSFETs，而外管采用Si IGBTs，在其调制策略下既可减少开关损耗又可减少通态损耗，在不同功率因数条件下均可显著提高变换器的效率。该方法将开关损耗主要聚集于通态损耗很大的内管上，内管的结温将高于其他功率器件的结温，而结温的均衡程度则会影响***的可靠性。

为了在实现高效率的同时进一步降低成本，有学者提出采用Si/SiC混合器件的方法，即三电平ANPC变换器的钳位管和内管采用电流等级及电流配比都相同的Si/SiC混合器件，外管依旧采用Si IGBTs。由于钳位管和内管处的电流有效值存在较大差异，采用相同电流等级时，钳位管和内管处混合器件的电流利用率将会存在差异，钳位管混合器件的电流利用率低，增加了不必要的成本，同时未充分利用钳位管Si IGBT的导通特性优势。此外，由于钳位管和内管处的损耗分布不均衡，采用相同的电流配比，会存在成本高或效率低且结温分布的均衡性差的问题。

专利公开号CN215072188U公开了一种SiC/Si混合型三相三电平ANPC逆变器拓扑结构，其三电平ANPC拓扑结构将外管和内管处的开关器件均替换为SiC MOSFET；但采用的SiC MOSFET数量依旧较多，在大功率应用场合，高昂的成本将限制其广泛应用，且在非单位功率因数条件下，其损耗均衡和效率提升能力下降。专利公告号CN113452256B公开了一种采用混合功率器件的ANPC-DAB变换器、优化方法及***；将三电平ANPC拓扑结构中内管处的开关器件替换为SiC MOSFET；通过ANPC多冗余开关状态进行优化方法的设计，在不同状态之间切换时，开关损耗和二极管反向恢复损耗均聚集于SiC器件，实现高效率；但该方案存在两种较为复杂的调制模式，控制难度较大。专利公告号CN114665735B公开了一种ANPC三电平逆变拓扑电路、控制方法及控制装置，提出将三电平ANPC拓扑结构外管和钳位管处的开关器件均替换为两个串联的共源极的MOS管，外管和钳位管处采用小电流等级的SiC二极管作为其反并联二极管，可减少SiC二极管的成本，对两个共源极的MOS管的开关时序在不同时刻时进行相应的控制，可减少开关管的损耗，提高效率；但MOS管串联导通电流，若采用SiC器件，由于采用的SiC MOSFET数量多且均需单独承担负载电流的导通，SiC器件的成本又随电流等级的增大呈指数形式增加，则成本较高，特别是在三相大功率等级应用中。

可见，目前亟须一种方法来解决三电平ANPC电路的效率成本及热均衡存在的不足。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种三电平混合器件ANPC变换器配置优化方法，以提高混合器件的电流利用率并优化ANPC电路的效率成本与热均衡。

本发明的另一目的是提供一种混合器件三电平ANPC变换器拓扑结构，采用不同电流等级的混合器件，提高混合器件的电流利用率。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是，一种混合器件三电平ANPC变换器配置优化方法，具体步骤为：

步骤1、当内管S2、S3和钳位管S5、S6采用相同电流等级和相同电流配比的混合器件时，收集可用的混合器件组合；当内管S2、S3和钳位管S5、S6电流等级一致时，内管S2、S3和钳位管S5、S6采用相同的混合器件组合；

步骤2、当不同位置的混合器件的电流等级不一致，根据内管S2、S3和钳位管S5、S6的电流有效值比值关系计算钳位管S5、S6的电流等级；

步骤3、基于混合器件的电流等级并根据钳位管和内管处的损耗分布不均衡的特点，选择合适的混合器件组合。

进一步的，所述步骤1具体如下：

假定内管和钳位管采用相同电流等级和相同电流配比的混合器件，收集可用的混合器件组合；

淘汰不能使电路安全可靠运行的组合：判断流过混合器件的电流峰值是否大于其最大脉冲电流限制，若大于则淘汰此组合；通过在热仿真软件判断混合器件的瞬时结温峰值是否超过其限制结温，若超过则淘汰此组合；

根据不同的应用需求，筛选出可用的混合器件组合。

进一步的，所述选择合适的混合器件组合的方法为：按混合器件中SiC MOSFET电流等级从小到大排列得到混合器件组合集，定义/>为增大混合器件SiC/Si电流配比时变换器在一年内的成本回收率，即一年内效率增量带来的经济收益与成本增量之比：

其中，为变换器的额定功率等级，/>为在额定条件时混合ANPC变换器效率随SiC/Si电流配比增大的增量，/>为变换器随SiC/Si电流配比增大而减少的损耗成本，/>为变换器年平均工作时间，/>为混合ANPC变换器功率器件成本随SiC/Si电流配比增大而增加的成本；对于需要控制成本的应用，选择/>较高的混合器件组合；对于需要保证功率和电流密度的应用，选择/>较低的混合器件组合。

进一步的，所述步骤2具体为：

忽略持续时间过渡状态和死区时间，计算内管和钳位管的电流有效值；在非零状态在任一调制波相角对应的占空比/>为：

其中为调制指数；则零状态的占空比为/>，计算流过内管S2的电流有效值/>：

其中为微分算子，/>表示对/>的微分；流过滤波电感的电流为/>，

流过钳位管S5的电流有效值为：

根据钳位管和内管电流有效值的比值，计算钳位管混合器件的电流等级。

进一步的，所述步骤3具体为：

当不同位置的混合器件的电流等级不一致时，根据钳位管和内管通态损耗和开关损耗特点，为钳位管选择SiC MOSFET电流等级最小的混合器件组合，为内管选择SiC/Si电流配比较大的混合器件组合。

上述的一种混合器件三电平ANPC变换器，包括直流分压电容和/>，电源/>，外管S1和S4，内管S2和S3，钳位管S5和S6；其中外管S1和外管S4采用Si IGBT，内管S2、内管S3、钳位管S5、钳位管S6由Si IGBT与SiC MOSFET并联构成。

进一步的，拓扑结构具体为：直流分压电容正极与电源/>正极连接，直流分压电容/>负极与直流分压电容/>正极连接，直流分压电容/>负极与电源/>负极连接；

外管S1的集电极与电源正极、直流分压电容/>正极连接；外管S1的发射极与钳位管S5的漏极和集电极连接，外管S1的发射极还与内管S2的漏极和集电极连接；钳位管S5的源极和发射极与钳位管S6的漏极和集电极连接，钳位管S5的源极和发射极还与直流分压电容/>的负极连接；钳位管S5的源极和发射极还与直流分压电容/>的正极连接；内管S2的源极和发射极与内管S3的漏极和集电极连接；

外管S4的集电极与S3的源极和发射极连接，外管S4的集电极还与S6的源极和发射极连接；外管S4的发射极与电源的负极连接，外管S4的发射极还与直流分压电容/>负极连接。

进一步的，所述内管和钳位管根据如上述配置方法对Si IGBT与SiC MOSFET器件进行组合配置。

与现有技术相比，本发明的有益效果如下：

本发明钳位管和内管采用不同电流等级的混合器件，降低钳位管混合器件的电流等级，提高混合器件的电流利用率，充分利用钳位管Si IGBT的导通特性优势，降低钳位管功率器件的成本。本发明钳位管和内管采用不同的电流配比，钳位管采用SiC MOSFET电流等级较小的混合器件组合，开关损耗和通态损耗均更大的内管采用SiC/Si电流配比较大的混合器件组合，以较低成本的增加实现较大程度地降低变换器的功率损耗和功率器件的最大结温。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是单相混合3L-ANPC变换器拓扑结构图；

图2是调制策略示意图；

图3是三电平ANPC特定位置混合器件配置优化框流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明所涉及的三电平ANPC拓扑结构如图1所示，与现有采用混合器件和Si器件混合的其他三电平ANPC相比，其效率更高。所涉及三电平ANPC变换器中钳位管和内管混合器件的电流有效值和开关损耗均存在较大差距，采用本发明方法时效率成本与热均衡综合性能优化的效果较明显。其中，外管S1和S4采用Si IGBT，内管（S2、S3）和钳位管（S5、S6）采用相同的异质混合器件（由Si IGBT与SiC MOSFET并联构成），即所有混合器件的电流等级相同以及Si IGBT与SiC MOSFET的电流配比也相同。目前主要存在以下两种场景：A.对于成本敏感的应用场合，在保证电路安全可靠运行的前提下，选择性价比最高的混合器件组合；B.对于高效率高功率密度的场合，通常选择SiC/Si电流配比较大的混合器件组合。

图1中ANPC拓扑所用到的开关状态如表1所示，调制策略如图2所示。从图1中可发现，钳位管S5仅处于一条电流支路中（Path U）。对于本发明所涉及的三电平ANPC，在其调制策略下，忽略持续时间很短的过渡状态，由于零电平状态时两条电流支路（Path U和PathL）并联导通电流，Path U仅导通约一半负载电流。内管S2存在于两条电流支路中（Path U和Path P），除了在Path U导通约一半负载电流，还在Path P导通负载电流。根据电路的对称性，S2和S3对称，S5和S6对称。综上，流过内管的电流有效值大于流过钳位管的电流有效值，且两者相差较大。因此，若使用相同电流等级的混合器件，钳位管处的混合器件的电流利用率将很低，且SiC MOSFET承担了钳位管混合器件中大部分的导通损耗，没有充分利用SiIGBT的导通特性优势，性价比较低。

表1 ANPC开关状态

对于上述场景A，除了存在钳位管混合器件的电流利用率低等不足外，内管混合器件中小电流等级的SiC MOSFET，不仅会使内管的功率损耗较大，同时由于其热阻大，使散热性能也较差。混合器件采用SiC MOSFET先开后关的传统开关模式，在其调制策略下，开关损耗主要聚集于内管的SiC MOSFET，内管混合器件中的SiC MOSFET的最大结温将远高于其他功率器件的结温，限制变换器的最大输出功率，影响***的可靠性。对于上述场景B，采用更大电流等级的SiC MOSFET，效率更高，结温分布也更均衡，然其成本也更高，特别是对于三相三电平ANPC电路，高昂的成本将限制其广泛应用。

对于场景A和场景B，均存在钳位管混合器件的电流利用率低，未充分利用Si IGBT的导通特性优势的问题，性价比低。此外，场景A存在效率低且结温分布的均衡程度差的问题，现有场景B则存在成本高的问题。由于钳位管和内管的电流有效值和开关损耗均存在较大差距，如果钳位管和内管使用不同电流等级不同电流配比的混合器件，这将提高混合器件的电流利用率，且很有可能有效降低变换器的功率损耗和功率器件的最大结温，实现效率成本与热均衡的综合性能优化。

如图3，本发明三电平ANPC特定位置混合器件配置优化方法主要分为四个部分，第一部分是根据不同位置处的混合器件采用相同的电流等级和相同的电流配比，根据应用需求选取最优的混合器件组合；第二部分是分析混合ANPC在其调制策略下钳位管和内管处的电流有效值和开关损耗的差距，为后续操作提供依据；第三部分是计算钳位管和内管处的电流有效值，推出钳位管的电流等级；第四部分是根据钳位管和内管处的损耗分布不均衡的特点，为钳位管和内管分别选取合适的混合器件组合。本发明优化流程具体如下：

1、采用相同的电流等级和相同的电流配比，根据应用需求选取最优的混合器件组合。

首先，内管和钳位管采用相同电流等级和相同电流配比的混合器件，收集可用的混合器件组合。为了限制成本，SiC MOSFET的电流等级小于等于Si IGBT的电流等级。

其次，淘汰不能使电路安全可靠运行的组合。判断流过功率器件的电流峰值是否小于其最大脉冲电流限制，若大于则淘汰此组合。之后，通过在热仿真软件如PLECS中仿真判断混合器件的瞬时结温峰值是否超过其限制结温，若超过则淘汰此组合。

最后，根据不同的应用需求，选择合适的混合器件组合。此时，按混合器件中SiCMOSFET电流等级从小到大排列得到混合器件组合集，定义/>为增大混合器件SiC/Si电流配比时变换器运行一年的成本回收率即一年内效率增量带来的经济收益与成本增量之比，如下式。/>值大证明增加SiC MOSFET电流等级时可在短时间内收回因增大SiC/Si电流配比而增加的成本；/>值小证明增大SiC MOSFET电流等级时在短时间内无法收回增加的成本，性价比较低。对于成本敏感的应用，根据/>判断其性价比，选择性价比最高的混合器件组合/>；对于高效率高功率密度应用，选择SiC/Si电流配比较大的混合器件组合/>，判断不同位置的混合器件的电流等级是否一致，若一致，则混合器件全部采用组合A或全部采用组合/>，若不一致则进入步骤2。

其中，为变换器的额定功率等级，/>为在额定条件时混合ANPC变换器效率随SiC/Si电流配比增大的增量，/>为变换器随SiC/Si电流配比增大而减少的损耗成本，/>为变换器年平均工作时间，/>为混合ANPC变换器功率器件成本随SiC/Si电流配比增大而增加的成本。

2、分析钳位管和内管的电流有效值和开关损耗的差异。

钳位管S5仅在零电平状态时与内管S2串联导通电流，即此时钳位管S5和内管S2处于相同的电流支路，忽略过渡状态和死区时间，导通的电流值约为负载电流的一半。内管S2不仅在零电平状态时导通电流，还在P状态时导通负载电流。可推出，流过内管的电流有效值大于流过钳位管的电流有效值，且两者相差较大，即钳位管和内管处的混合器件可采用不同的电流等级。

混合器件采用SiC MOSFET先开后关的开关模式，使Si IGBT产生软开关。混合ANPC在其调制策略下，在状态和OL状态之间切换时，内管产生开关损耗，此时电流为负载电流。在OL1状态和OUL状态之间切换时，电流值约为负载电流的一半，产生的开关损耗较小；在逆变模式下，内管S2产生开关损耗；在整流模式下，钳位管S5产生开关损耗。由于电路具有对称性，易推出，开关损耗主要聚集于内管的SiC MOSFET上。

由于钳位管和内管的电流有效值差距大，可降低钳位管处混合器件的电流等级，来提高混合器件的电流利用率。此外，由于内管具有更大的通态损耗和开关损耗，可增大内管混合器件的SiC/Si电流配比，来较大程度地提升效率以及降低功率器件的最大结温。

3、根据钳位管和内管处的电流有效值比值关系计算钳位管的电流等级。

忽略持续时间很小的过渡状态和死区时间，计算内管和钳位管的电流有效值。由于S1、S2、S5分别和S4、S3、S6的工作状态对称，S2的电流有效值等于S3的，S5的电流有效值等于S6的，仅给出内管S2和钳位管S5的电流有效值计算公式。非零状态的占空比为（/>为调制指数，/>为调制波函数的相角），则零状态OUL的占空比为。负载电流为/>，可计算流过内管S2的电流有效值/>为

其中为微分算子，/>表示对/>的微分。

流过钳位管S5的电流有效值为

为了增大钳位管功率器件的电流利用率，需减小钳位管混合器件的电流等级。内管混合器件的电流等级不变，根据钳位管和内管电流有效值的比值，可计算出钳位管混合器件的电流等级。

4、为钳位管选取高性价比的混合器件组合。为钳位管收集可用的混合器件组合，并淘汰掉不能使电路安全可靠运行的组合。根据钳位管通态损耗和开关损耗均很低的特点，为钳位管选择SiC MOSFET电流等级最小的混合器件组合M。

其次，为内管选取合适的混合器件组合。由于内管通态损耗和开关损耗均更大，在步骤1选出的组合和/>中，选择SiC/Si电流配比较大的组合/>，可较大程度地降低功率器件的损耗和内管功率器件的最大结温，提高效率，均衡结温分布。

最终得到的混合器件配置方案为：钳位管混合器件采用小电流等级的组合，内管混合器件采用SiC/Si电流配比较大的组合/>。

本发明实施例内管采用1200V/40A的混合器件，按照本发明优化方法确定混合器件的配置方案，并与现有的两种方案进行对比，证明本发明专利的有效性与正确性。

其中，所用的电路参数：额定功率为11.6kW，直流电压为800V，调制指数为0.78，开关频率为40kHz，全电流Si IGBT为IHW40N120R5，/>，年平均工作时间/>为1600h，节约损耗成本/>为/>。

本发明改善结温性能主要是通过使开关损耗和通态损耗均较大的内管采用SiC/Si配比较大的混合器件组合来降低变换器的最高结温来实现的。 本发明使用不同电流等级和不同电流配比的混合器件，损耗大的内管采用SiC/Si电流配比大的混合器件提高效率降低结温，损耗小且电流有效值小的钳位管使用小电流等级且SiC/Si电流配比小的混合器件降低成本。重点主要在于根据变换器自身特点为其配置混合器件，使混合器件得到充分利用。

实施例：采用相同的电流等级和相同的电流配比，选择合适的混合器件组合：

为了忽略不同系列功率器件的差异，更好地选出最优的电流配比，混合器件组合中Si IGBT和SiC MOSFET分别采用相同系列的功率器件。首先，收集可用的混合器件组合，如表2所示。

表2 Si/SiC混合器件组合

其次，淘汰不能使电路安全可靠运行的组合。内管混合器件中SiC MOSFET存在单独导通负载电流的情况，因此，其脉冲漏极电流（）应大于/>，可淘汰组合1。

最后，选择合适的组合。在PLECS中对混合器件分别采用组合2（组合）和组合3（组合/>）的三相混合ANPC进行仿真，可得到在额定条件下两种情况的效率。则/>为

由可知，与组合2相比，采用组合3时在一年内仅能收回所增成本的1.8%。对于成本敏感的应用，此时性价比不高，选择组合2较为合适；对于高效率高功率密度应用，选择组合3较为合适。

根据钳位管和内管电流有效值的比值推出钳位管混合器件的电流等级：根据工作条件，可计算内管和钳位管的电流有效值为

由此，根据内管和钳位管电流有效值的比值，可推出钳位管的电流等级为。

为钳位管选取最优的混合器件组合：由于商用功率器件的离散性，所找的混合器件组合只能尽可能地接近18A，电压等级1200V的C2M^TM系列电流等级最小为7.5A即C2M0280120D，类似地，IGBT选择采用系列相近的IHW15N120R3。此时，混合器件的电流等级约为22.5A，钳位管采用此组合时可安全可靠地运行，再继续选择电流等级更大的SiCMOSFET将使混合器件的电流等级更加偏离18A，与本发明初衷不符。

因而，对于钳位管混合器件，C2M0280120D和IHW15N120R3为其最优的混合器件组合M。

确定混合器件配置方案：钳位管混合器件采用组合M（C2M0280120D和IHW15N120R3）；在组合A和组合B中，内管混合器件采用SiC/Si电流配比较大的组合B（C2M0080120D和IHW20N120R5）。

如表3，本发明优化方法的优势是效率高且结温分布更均衡，在不显著增加成本的前提下（成本增加了约18%），效率提高了0.10%，热应力最大的功率器件（内管混合器件的SiC MOSFET）的结温得到降低；与场景2相比，本发明的优势是成本低，本发明成本降低了约22%，效率仅降低了0.05%，功率器件的最大结温相近即最大输出功率相近。与现有的两种方案相比，本发明方案可实现效率成本与热均衡的综合性能优化，具有极高的性价比。

表3 技术方案对比

本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于***实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种混合器件三电平ANPC变换器，其特征在于，包括直流分压电容和/>，电源/>，外管S1和S4，内管S2和S3，钳位管S5和S6；其中外管S1和外管S4采用Si IGBT，内管S2、内管S3、钳位管S5、钳位管S6由Si IGBT与SiC MOSFET并联构成；

具体拓扑结构为：直流分压电容正极与电源/>正极连接，直流分压电容/>负极与直流分压电容/>正极连接，直流分压电容/>负极与电源/>负极连接；

外管S1的集电极与电源正极、直流分压电容/>正极连接；外管S1的发射极与钳位管S5的漏极和集电极连接，外管S1的发射极还与内管S2的漏极和集电极连接；钳位管S5的源极和发射极与钳位管S6的漏极和集电极连接，钳位管S5的源极和发射极还与直流分压电容的负极连接；钳位管S5的源极和发射极还与直流分压电容/>的正极连接；内管S2的源极和发射极与内管S3的漏极和集电极连接；

外管S4的集电极与S3的源极和发射极连接，外管S4的集电极还与S6的源极和发射极连接；外管S4的发射极与电源的负极连接，外管S4的发射极还与直流分压电容/>负极连接。

2.一种混合器件三电平ANPC变换器配置优化方法，应用于如权利要求1所述的混合器件三电平ANPC变换器其特征在于，具体步骤为：

步骤1、当内管S2、S3和钳位管S5、S6采用相同电流等级和相同电流配比的混合器件时，收集可用的混合器件组合；当内管S2、S3和钳位管S5、S6电流等级一致时，内管S2、S3和钳位管S5、S6采用相同的混合器件组合；

步骤2、当不同位置的混合器件的电流等级不一致，根据内管S2、S3和钳位管S5、S6的电流有效值比值关系计算钳位管S5、S6的电流等级；

步骤3、基于混合器件的电流等级并根据钳位管和内管处的损耗分布不均衡的特点，选择合适的混合器件组合。

3.根据权利要求2所述的一种混合器件三电平ANPC变换器配置优化方法，其特征在于，所述步骤1具体如下：

当内管S2、S3和钳位管S5、S6采用相同电流等级和相同电流配比的混合器件时，收集可用的混合器件组合；

淘汰不能使电路安全可靠运行的组合：判断流过混合器件的电流峰值是否大于其最大脉冲电流限制，若大于则淘汰此组合；通过在热仿真软件判断混合器件的瞬时结温峰值是否超过其限制结温，若超过则淘汰此组合；

根据不同的应用需求，筛选出可用的混合器件组合。

4.根据权利要求2所述的一种混合器件三电平ANPC变换器配置优化方法，其特征在于，所述选择合适的混合器件组合的方法为：按混合器件中SiC MOSFET电流等级从小到大排列得到混合器件组合集，定义/>为增大混合器件SiC/Si电流配比时变换器在一年内的成本回收率，即一年内效率增量带来的经济收益与成本增量之比：

其中，/>为变换器的额定功率等级，/>为在额定条件时混合ANPC变换器效率随SiC/Si电流配比增大的增量，/>为变换器随SiC/Si电流配比增大而减少的损耗成本，/>为变换器年平均工作时间，/>为混合ANPC变换器功率器件成本随SiC/Si电流配比增大而增加的成本；对于需要控制成本的应用，选择/>较高的混合器件组合；对于需要保证功率和电流密度的应用，选择/>较低的混合器件组合。

5.根据权利要求2所述的一种混合器件三电平ANPC变换器配置优化方法，其特征在于，所述步骤2具体为：

忽略持续时间过渡状态和死区时间，计算内管和钳位管的电流有效值；在非零状态在任一调制波相角对应的占空比/>为：

其中/>为调制指数；则零状态的占空比为/>，计算流过内管S2的电流有效值/>：

其中/>为微分算子，/>表示对的微分；流过滤波电感的电流为/>，

流过钳位管S5的电流有效值为：

根据钳位管和内管电流有效值的比值，计算钳位管混合器件的电流等级。

6.根据权利要求2所述的一种混合器件三电平ANPC变换器配置优化方法，其特征在于，所述步骤3具体为：

当不同位置的混合器件的电流等级不一致时，根据钳位管和内管通态损耗和开关损耗特点，为钳位管选择SiC MOSFET电流等级最小的混合器件组合，为内管选择SiC/Si电流配比较大的混合器件组合。