CN117595739A - 电动机控制装置 - Google Patents

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Abstract

实施方式的电动机控制装置具备连接在逆变器电路的直流侧且产生与电流值相对应的信号的电流检测元件，至少根据电动机的相电流决定转子位置，并追随其位置生成二相或者三相的PWM信号。PWM信号生成部生成使电流检测部能在PWM信号的载波周期内固定的2个点的定时检测出两相的电流的、三相的相移PWM信号。根据推断出的电动机的电枢绕组的交链磁通，推断电动机的旋转磁场角度和速度，并输出使PWM信号生成部按照电动机施加电压的调制率的高低生成不同的PWM信号的切换指令。若在生成了二相或者三相的PWM信号图形时在电角度一周期中不能检测出电动机电流，使用在上次的控制周期中推断的速度，并且生成以所述速度为基础运算出的角度。

Description

电动机控制装置
技术领域
本发明的实施方式涉及一种通过对三相桥接的多个开关元件进行PWM控制来经由逆变器电路对电动机进行控制的控制装置，特别是涉及利用单分流器电流检测方式进行的无传感器控制。
背景技术
存在如下技术：在为了控制电动机而检测U、V、W各相的电流的情况下，使用在逆变器电路的直流部***的一个分流电阻来进行电流检测。在该方式中，为了检测三相的全部电流，需要在PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)载波(Career)的一个周期内产生三相的PWM信号图形，以能检测两相以上的电流。
因此，在专利文献1(日本专利第5178799号公报)中提出了一种技术，通过使一周期内的PWM信号的相位移位，而能够在不增大噪音的情况下，在电动机施加电压的调制率低的区域也总是能检测两相以上的电流。另一方面，作为根据推断出的磁通推断电动机速度和角度的方法，例如在非专利文献1(井上、其他三人，井上、其他五人“关于扩大PMSM中的直接转矩控制的运行区域的磁通推断方法的实机验证”日本令和3年电气学会全国大会演讲论文集、电气学会、日本令和3年3月1日5-095)中提出了一种磁通观测器。在磁通观测器方式中，在根据例如从电流传感器得到的二相电流Iα和Iβ、二相电压Vα和Vβ以及电动机绕组电阻R，推断电动机绕组的交链磁通的α轴分量Ψα和β轴分量Ψβ，并且推断电动机的旋转磁场角度、以及转子的相位角度和产生转矩T。
在非专利文献1所示的磁通观测器中，假想对用于磁通的推断的电流应用CT等电流传感器或三分流器电流检测方式。但是，在家电设备中，为了降低逆变器的成本等，大多应用单分流器电流检测方式。当应用单分流器电流检测方式时，在从起动开始到低速时的电动机施加电压的调制率低的情况下不能检测电流，在磁通的推断中有可能产生误差。特别是在将正弦波上变化的α轴、β轴的电流用于磁通推断的运算的情况下，如果在未检测出电流时使用上次值，就会有交链磁通的推断误差变大的问题。
发明内容
因此，提供一种电动机控制装置，在组合了根据推断出的交链磁通推断电动机的旋转磁场的相位角度和速度的磁通观测器方式和单分流器电流检测方式时，抑制从起动开始在低速区可能产生的交链磁通的推断误差，能进行稳定的电动机驱动。
在实施方式的电动机控制装置中，通过按照规定的PWM信号图形，对三相桥接的多个开关元件进行接通断开控制，来经由将直流转换为三相交流的逆变器电路，对电动机进行驱动，具备：
电流检测元件，连接在所述逆变器电路的直流侧，产生与电流值相对应的信号；
PWM信号生成部，至少根据所述电动机的相电流决定转子位置，并以追随所述转子位置的方式生成二相或者三相的PWM信号图形；以及
电流检测部，根据在所述电流检测元件中产生的信号和所述PWM信号图形，检测所述电动机的相电流，
所述PWM信号生成部以使所述电流检测部能在所述PWM信号的载波周期内固定的2个点的定时检测两相的电流的方式，生成三相的PWM信号图形，
所述电动机控制装置还具备：
磁通推断部，根据所述电动机的相电流和输出电压指令，推断所述电动机的电枢绕组的交链磁通；
信号切换输出部，根据所述交链磁通，推断所述电动机的旋转磁场角度和速度，并输出切换指令，以使所述PWM信号生成部按照所述电动机施加电压的调制率的高低，生成不同的PWM信号图形；以及
角度修正部，在生成了二相或者三相的PWM信号图形时，在电角度的一周期之中不能检测出所述电动机电流时，使用在上次的控制周期中推断的速度，并且生成根据在上次的控制周期中推断出的速度而运算出的角度。
附图说明
图1是示出第一实施方式中的电动机控制装置的结构的功能框图。
图2是示出使用磁通观测器的矢量控制块的图。
图3是示出位置推断控制部的详细结构的功能框图。
图4是示出在磁通推断部中使用的积分器的结构的功能框图。
图5是示出单分流器电流检测方式中的角度修正处理的流程图。
图6是示出按照PWM输出方式的电流检测率的例子的图。
图7是示出第二实施方式中的电动机控制装置的结构的功能框图。
图8是示出第三实施方式中的、在磁通推断部中使用的积分器的结构的功能框图。
图9是示出第一实施方式中的低速区中的实际角度与推断角度的关系的图。
图10是示出第三实施方式中的低速区中的实际角度与推断角度的关系的图。
图11是示出第四实施方式中的电动机起动时的处理的流程图。
图12是示出各信号波形的图。
图13是放大图12的一部分示出的图。
图14是示出第五实施方式中的电动机控制装置的结构的功能框图。
图15是示出按照调制率的高低切换PWM信号的载波频率和输出图形的处理的流程图。
具体实施方式
因此，提供一种电动机控制装置，在组合了根据推断出的交链磁通推断电动机的旋转磁场的相位角度和速度的磁通观测器方式和单分流器电流检测方式时，抑制从起动开始在低速区可能产生的交链磁通的推断误差，能进行稳定的电动机驱动。
在实施方式的电动机控制装置中，通过按照规定的PWM信号图形，对三相桥接的多个开关元件进行接通断开控制，来经由将直流转换为三相交流的逆变器电路，对电动机进行驱动，具备：
电流检测元件，连接在所述逆变器电路的直流侧，产生与电流值相对应的信号；
PWM信号生成部，至少根据所述电动机的相电流决定转子位置，并以追随所述转子位置的方式生成二相或者三相的PWM信号图形；以及
电流检测部，根据在所述电流检测元件中产生的信号和所述PWM信号图形，检测所述电动机的相电流，
所述PWM信号生成部以使所述电流检测部能在所述PWM信号的载波周期内固定的2个点的定时检测两相的电流的方式，生成三相的PWM信号图形，
所述电动机控制装置还具备：
磁通推断部，根据所述电动机的相电流和输出电压指令，推断所述电动机的电枢绕组的交链磁通；
信号切换输出部，根据所述交链磁通，推断所述电动机的旋转磁场角度和速度，并输出切换指令，以使所述PWM信号生成部按照所述电动机施加电压的调制率的高低，生成不同的PWM信号图形；以及
角度修正部，在生成了二相或者三相的PWM信号图形时，在电角度的一周期之中不能检测出所述电动机电流时，使用在上次的控制周期中推断的速度，并且生成根据在上次的控制周期中推断出的速度而运算出的角度。
(第一实施方式)
图1是示出本实施方式的电动机控制装置的结构的功能框图，在专利文献1的图1中添加了几个功能块。直流电源部1用直流电源的符号表示，但在从商用交流电源生成直流电源的情况下，包括整流电路或平滑电容器等。在直流电源部1上，经由正侧母线2a和负侧母线2b，连接有逆变器电路3，但在负侧母线2b侧***有作为电流检测元件的分流电阻4。将作为开关元件的例如N沟道型功率MOSFET5(U+、V+、W+、U-、V-、W-)进行三相桥接而构成逆变器电路3，各相的输出端子分别与例如由无刷DC电动机构成的电动机6的各相绕组相连接。
分流电阻4的端子电压由电流检测部7进行检测。电流检测部7根据上述端子电压和输出到逆变器电路3的三相PWM信号图形，检测U、V、W各相的电流Iu、Iv、Iw。电流检测部7检测出的各相电流在被提供给DUTY生成部8而被进行A/D转换后读入时，根据电动机6的控制条件等进行运算。其结果，决定出用于生成各相的PWM信号的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。
例如在进行矢量控制的情况下，当从设定控制条件的微型计算机等向DUTY生成部8提供了电动机6的转速指令ωref时，根据与推断出的电动机6的实际转速之间的差分，生成转矩电流指令Iqref。在从电动机6的各相电流Iu、Iv、Iw决定了电动机6的转子位置θ时，利用使用该转子位置θ的矢量控制运算，计算转矩电流Iq、励磁电流Id。对转矩电流指令Iqref和转矩电流Iq之间的差分进行例如PI控制运算，生成电压指令Vq。关于励磁电流Id侧也同样地进行处理而生成电压指令Vd，并使用上述转子位置θ，将电压指令Vq、Vd转换为三相电压Vu、Vv、Vw。然后，根据这三相电压Vu、Vv、Vw，决定各相占空比U、V、W_DUTY。
各相占空比U、V、W_DUTY被提供给PWM信号生成部9，并通过与载波进行电平比较而生成三相PWM信号。此外，还生成使三相PWM信号反转后的下桥臂侧的信号，并在根据需要附加了死区时间后，将它们输出到驱动电路10。驱动电路10按照被提供的PWM信号，向构成逆变器电路3的六个功率MOSFET5(U+、V+、W+、U-、V-、W-)的各栅极输出栅极信号。再有，关于上桥臂侧，以升压了所需电平之后的电位进行输出。
DC电压检测部11检测直流电源1的电压，并将检测结果输出到电动机施加电压调制率计算部12。电动机施加电压调制率计算部12根据从DUTY生成部8输入的占空比信息等，计算经由逆变器电路3施加给电动机6的电压的调制率。计算出的调制率被输出到PWM输出方式选择部13。作为信号切换输出部的PWM输出方式选择部13按照输入的调制率，输出对PWM信号生成部9的PWM信号的输出方式进行切换的切换信号。
图2示出使用了磁通观测器的矢量控制块。在图2中，电流检测部7检测出的各相电流，在DUTY生成部8的abc/αβ转换部21中被转换为电动机电流的作为α轴分量和β轴分量的Iα和Iβ。通过该转换得到的电流Iα和Iβ被提供给位置推断控制部23。位置推断控制部23根据电流Iα和Iβ、以及从后述的dq/αβ转换部26输入的电压指令Vα、Vβ，进行磁通的推断。
位置推断控制部23具备磁通推断部23a和速度位置推断部23b。磁通推断部23a按照下述式(1)和式(2)，推断交链磁通的α轴和β轴分量φα和φβ。L使用互感。也可以用自感或d轴电感Ld、q轴电感Lq替代。
φα＝∫(Vα－R×Iα)dt－LIα…(1)
φβ＝∫(Vβ－R×Iβ)dt－LIβ…(2)
速度位置推断部23b首先根据推断出的磁通φα和φβ，分别按照下述式(3)、(4)，推断以α轴为基准的旋转磁场的相位θ和转矩T。
θ＝ATAN(φβ/φα)…(3)
T＝3/2×(极对数)×(φα×Iβ－φβ×Iα)…(4)
式(1)和式(2)中的各自右边的积分器使用具有如式(5)的传递函数所示的截止角频率ωc的LPF(Low Pass Filter：低通滤波器)的不完全积分方式，如图4所示地对磁通进行积分。“s”是微分运算符。
G(S)＝1/(s+ωc)…(5)
在磁通的频率充分大于截止角频率ωc的情况下，能够得到良好的推断结果。通过对由式(3)推断出的θ进行微分来推断ω。对于LPF，除了通用的LPF以外，还可以应用IIR(Infinite Impulse Response：无限冲激响应)滤波器或FIR(Finite Impulse Response：有限冲激响应)滤波器等。
图3是与上述运算相对应地，更详细地示出位置推断控制部23的内部结构的功能框图。图3所示的磁通推断部23a的积分器29实际上如图4所示地，由积分器29a和低通滤波器LPF29b的组合构成，采用了所谓的不完全积分方式。积分器29a的输出信号中包含有偏移。通过用LPF29b对其输出信号进行滤波来提取偏移分量，并通过用后级的减法器减去偏移分量，来消除偏移分量。再有，也可以用HPF(High Pass Filter：高通滤波器)构成LPF29b和后级的减法器的部分。为了进行速度控制，需要电动机6的转子速度的信息。在矢量控制的结构中使用磁通观测器时，利用电动机6的旋转磁场速度与转子速度恒定地一致的情况。
再次参照图2。电动机6的旋转速度指令ωref由设定控制条件的微型计算机等上位控制装置提供。速度控制部24根据旋转速度指令ωref和在位置推断部23中推断出的旋转速度ω之间的差分，生成转矩电流指令Iqref。αβ/dq转换部22利用使用了转子位置θ的矢量控制运算，对电流Iα和Iβ计算出转矩电流Iq、励磁电流Id。
在电流控制部25中，对转矩电流指令Iqref和转矩电流Iq之间的差分进行例如PI控制运算，生成电压指令Vq。关于励磁电流Id侧也同样地进行处理，生成电压指令Vd。空间矢量生成部27使用转子位置θ，将电压指令Vq、Vd转换为三相电压Vu、Vv、Vw。然后，根据三相电压Vu、Vv、Vw，决定用于生成各相的PWM信号的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。
各相占空比U、V、W_DUTY被提供给PWM形成部28，通过与载波进行电平比较而生成二相或者三相PWM信号。此外，还生成使二相或者三相PWM信号反转后的下桥臂侧的信号，并在根据需要附加了死区时间后，将它们输出到驱动电路10。关于PWM形成部28生成使相位移位后的三相的PWM信号的方式，例如使用专利文献1中公开的第四实施方式的方式。
图1所示的电动机施加电压调制率计算部12根据在DUTY生成部8中运算出的Vα、Vβ，如式(6)所示地计算每个载波周期的电动机施加电压的调制率。
(调制率)＝100×Vdc/(√3×√(Vq2+Vd2))…(6)
其计算结果被输出到PWM输出方式选择部13。PWM输出方式选择部13根据这些信息，对PWM信号生成部9输出用于切换PWM输出信号的信号。此外，从PWM信号生成部9对电流检测部7输出电流检测定时信号。再有，电动机施加电压的调制率也可以简单地用电动机旋转速度等替代。
由于电流Iα和Iβ在时间序列中在正弦波上进行变化，因此，在单分流器电流检测方式中不能检测出电动机6的相电流的情况下，若使用在上次的控制周期中推断出的电流Iα和Iβ来推断磁通，则有推断精度变差的可能。此外，由于角度在锯齿波上进行变化，因此，在不能检测出电动机6的相电流的情况下，若使用在上次的控制周期中推断出的角度，则在矢量控制***的运算中产生误差。
图5中示出使用了磁通观测器的单分流器电流检测方式中的角度修正处理的流程图。在能检测出相电流的情况下(S1；OK)成为正常的控制，运算α轴、β轴的电流和电压(S2)，进行磁通观测器控制(S3)。然后，依次进行推断角度θ、负载转矩T和速度ω的运算(S4～S6)。另一方面，在不能检测出相电流的情况下(S1；NG)，使用在上次的控制周期中推断出的速度ω(S7)，且使用对该速度ω积分而求出的角度θ(S8)。该处理在还作为角度修正部的磁通推断部23a中进行。
图6示出每个PWM输出方式的电流检测率的例子。电动机的转速、负载转矩越大，电动机施加电压的调制率越接近于100％。PWM输出方式选择部13在调制率处于低的区域的情况下，生成通过与以往不同的专利文献1的方式使各相的PWM信号脉冲的输出相位移位后的三相的PWM信号图形。另一方面，在调制率处于高的区域的情况下例如专利文献1的图7所示，输出切换指令，使得生成二相或者三相的相对于PWM周期的中点对称的脉冲信号的PWM信号图形。
如上所述，根据本实施方式，PWM信号生成部9至少根据电动机6的相电流决定转子位置，并以追随转子位置的方式生成二相或者三相的PWM信号图形。电流检测部7根据在分流电阻4中产生的信号和PWM信号图形，检测电动机6的相电流。PWM信号生成部9以使电流检测部7能在PWM信号的载波周期内固定的2个点的定时检测两相的电流的方式生成三相的相移PWM信号图形。此时，三相中的一相以载波周期的任意相位为基准，在滞后侧、超前侧这两个方向上使占空比增减，另一相在滞后侧、超前侧的一个方向上使占空比增减，剩余的一相在与上述方向相反的方向上使占空比增减。
磁通推断部23a根据电动机6的相电流和输出电压指令，推断电动机6的电枢绕组的交链磁通，并根据该交链磁通推断电动机6的旋转磁场角度和速度。PWM输出方式选择部13输出切换指令，以使PWM信号生成部9在电动机施加电压的调制率处于高的区域时生成二相或者三相的对称的PWM信号图形，在调制率处于低的区域时生成相移PWM信号图形。磁通推断部23a在不能检测出电动机电流时，使用上次推断的速度，并且生成以上次的速度为基础运算出的角度。
在此，不能检测出电动机电流的条件是，在生成了二相或者三相的PWM信号图形时，在电角度的一周期之中，检测电流的对象的PWM信号的持续时间比考虑了电流的波动或A/D转换时间等的情况下能检测出电流的时间、例如5～10μsec短的情况等。因此，即使“以使得能在固定的2个点的定时检测出两相的电流的方式生成三相的相移PWM信号图形”，也并不是检测率总为100％，实质的检测率大致为70％～100％的范围。
根据这样的结构，即使在应用了单分流器电流检测方式的情况下，从电动机施加电压的调制率低的状态到高的状态能够检测出三相的电流Iu、Iv、Iw，并且能够根据α轴电流和β轴电流以及电压指令矢量来进行磁通的推断。加之，即使在不能检测电动机6的相电流的情况下，也能够通过使用上次推断的速度值来防止位置推断精度变差。
(第二实施方式)
以下，对与第一实施方式相同的部分标注相同的符号并省略说明，对不同的部分进行说明。在第一实施方式中，对根据推断出的磁通来推断电动机6的角度θ和速度ω并应用于矢量控制的情况进行了叙述。在第二实施方式中示出对直接转矩控制应用磁通观测器控制的情况。
如图7所示，在使用了磁通观测器的直接转矩控制中，替换αβ/dq转换部22、速度推断部24～空间矢量形成部27，使用UVW/αβ转换部31、作为直接转矩控制执行部的转矩运算部32、二值电平输出部33和切换表34。替换旋转速度指令ωref，从上位的控制装置输入目标转矩指令Tref和目标磁通指令φref。然后，参照切换表34，生成三相的PWM信号图形。由于直接转矩控制是已知的技术，因此省略详细的说明。再有，作为电动机，除了永磁电动机以外，还可以应用于同步磁阻电动机或感应电动机。
(第三实施方式)
在第一实施方式中，在式(1)和(2)中的各自右边的积分器中采用了不完全积分方式。在第二实施方式中，在相同情形的磁通的积分中使用如图8和式(7)所示的传递函数的二次广义积分方式。
G(S)＝kω’/(s2+Kω’S+ω’2)…(7)
ω’是二阶类滤波器中的固有角频率，k是决定衰减的系数。
在磁通频率充分大于ωc的情况下，利用不完全积分方式的磁通的推断能良好地推断磁通，但通过使用LPF29b，在图9中标注双向箭头而示出的低速区中，精度会降低。与此相对地，在图10所示的二次广义积分方式中，由于低速区中的频率特性得到改善，因此能扩大可运行范围。
如上所述，根据第三实施方式，在电动机施加电压的调制率处于低的区域的情况下，在用专利文献1的方式使各相的PWM信号脉冲的输出相位移位而生成三相的PWM信号图形来进行无传感器运行时，通过使用二次广义积分方式对磁通进行积分，即使在更低速的区域中，也能够保持电动机磁通的推断精度，因此就能进行无传感器控制。
(第四实施方式)
根据第三实施方式，即使在低速时也能维持电动机磁通的推断精度。但是，在电动机6起动时，无法以足够的精度推断电动机磁通。因此考虑，在起动时，以与指令速度相应的角度进行施加d轴电流的强制换流，在使电动机6的转速上升之后，切换为无传感器运行。但是，在电动机6的负载转矩过大的情况下，有失调的危险。如果在强制换流时施加足够大小的d轴电流，则能应对起动时的负载，但起动时的功率变大。
因此，在第四实施方式中，在电动机6起动时，按照推断的电动机磁通的角度，实施对d轴电流进行施加的强制换流。加之，根据指令旋转速度和推断的电动机6的旋转速度之间的差分，施加转矩电流指令Iqref。其结果，在起动时的强制换流时，在电动机负载小的情况下施加d轴电流，在电动机负载变大时施加q轴电流。由此，即使在起动时的强制换流中，也能对应于负载来使电动机电流进行变化，从而不消耗多余的电力而进行电动机6的起动。
在图11所示的起动时的控制顺序中，首先进行定位控制(S11)。在此，励磁电流指令Idref设为预定的规定值，转矩电流指令Iqref设为零，角度设为目标角度。接着，进行“强制换流控制1”(S12)。电流指令Idref和Iqref以及角度设为与步骤S11相同。之后，使转速指令ωref上升，在步骤S13中，当转速指令ωref超过转速阈值1时，转移到“强制换流控制2”(S14)。
在“强制换流控制2”中，励磁电流指令Idref设为例如“强制换流控制1”中的规定值的一半左右。转矩电流指令Iqref使用矢量控制中的速度控制的结果，角度设为由磁通观测器推断出的值。接着，在步骤S15中，当转速指令ωref超过转速阈值2时，转移到无传感器控制(S16)。在此，励磁电流指令Idref设为零。之后，进行与步骤S15同样的判断(S17)，当转速指令ωref超过转速阈值2时，结束起动处理，若转速阈值在2以下，则返回到步骤S14。
图12是按照推断出的电动机磁通的角度进行了强制换流时的电动机的工作波形，图13是放大了作为图12的负载施加区间内的一部分的、由矩形包围的部分而示出的图。在强制换流时负载增大的时候，转矩电流分量Iq也增大。因此可知，即使在强制换流时，也能够按照负载转矩而使电动机输出转矩可变。
如上所述，根据第四实施方式，在使电动机6起动的时候，通过按照推断出的电动机磁通的角度实施对d轴电流进行施加的强制换流，并且根据推断的电动机6的旋转速度和指令旋转速度之间的差分还施加转矩电流指令Iqref，由此，即使在强制换流时，也能够按照负载转矩而使电动机6的输出转矩可变。由此，能不浪费电力地起动电动机6。
(第五实施方式)
在如上述的实施方式所述地使各相的PWM信号脉冲的输出相位移位时，当载波的频率处于例如4kHz这样的人的可听区内时，有时会有噪音的问题。另一方面，当针对电动机驱动的整个区域提高载波频率时，会有逆变器电路3的开关损耗增加而综合效率下降之虞。因此，在第五实施方式中，在图14所示的PWM频率变更部41中，按照调制率区域来变更PWM载波的频率。此外，在PWM输出方式选择部13中，还与频率的变更同步地变更PWM信号的输出图形。
如图15所示，若调制率不足阈值(S21：是)，则将载波频率设定为例如8k～16kHz以上(S22)，输出使相位移位后的PWM信号(S23)。另一方面，若调制率在阈值以上(S21：否)，则生成二相或者三相的对称的PWM信号图形(S24)，并较低地设定载波频率，例如4kHz(S25)。在该输出图形的情况下，与使输出相位移位后的情况相比，由载波频率引起的噪音变小。再有，PWM信号的输出图形和载波频率的变更先进行哪一个都行。此外，载波频率的变更可以阶段性地进行，也可以一次进行。加之，电动机施加电压的调制率也可以简单地用电动机旋转速度等替代。
(其他实施方式)
决定各相占空脉冲的配置的方式也可以应用专利文献1的第一～第三实施方式。
磁通φα和φβ的推断也可以如式(8)、(9)这样地运算。
φα＝∫(Vα－R×Iα)dt…(8)
φβ＝∫(Vβ－R×Iβ)dt…(9)
以上说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提出的，并不是想限定发明范围。这些新的实施方式可以以其他各种各样的方式实施，可以在不脱离发明主旨的范围内进行各种各样的省略、置换和变更。这些实施方式或其变形包含在发明范围或主旨内，并且也包含在权利要求记载的发明及其等同范围内。

Claims (10)

1.一种电动机控制装置，通过按照规定的PWM信号图形，对三相桥接的多个开关元件进行接通断开控制，来经由将直流转换为三相交流的逆变器电路，对电动机进行驱动，其中，具备：
电流检测元件，连接在所述逆变器电路的直流侧，产生与电流值相对应的信号；
PWM信号生成部，至少根据所述电动机的相电流决定转子位置，并以追随所述转子位置的方式生成二相或者三相的PWM信号图形；以及
电流检测部，根据在所述电流检测元件中产生的信号和所述PWM信号图形，检测所述电动机的相电流，
所述PWM信号生成部以使所述电流检测部能在所述PWM信号的载波周期内固定的2个点的定时检测两相的电流的方式，生成三相的相移PWM信号图形，
所述电动机控制装置还具备：
磁通推断部，根据所述电动机的相电流和输出电压指令，推断所述电动机的电枢绕组的交链磁通；
信号切换输出部，根据所述交链磁通，推断所述电动机的旋转磁场角度和速度，并输出切换指令，以使所述PWM信号生成部按照所述电动机施加电压的调制率的高低，生成不同的PWM信号图形；以及
角度修正部，在生成了二相或者三相的PWM信号图形时，在电角度的一周期之中不能检测出所述电动机电流时，使用在上次的控制周期中推断出的速度，并且生成根据在上次的控制周期中推断出的速度而运算出的角度。
2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其中，所述PWM信号生成部将所述相移PWM信号图形生成为：三相的PWM信号中的一相以所述载波周期的任意相位为基准而在滞后侧、超前侧这两个方向上使占空比增减，另一相以所述载波周期的任意相位为基准而在滞后侧、超前侧中的一个方向上使占空比增减，剩余的一相以所述载波周期的任意相位为基准而在与所述一个方向相反的方向上使占空比增减。
3.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其中，信号切换输出部输出切换指令，以使所述PWM信号生成部在所述电动机施加电压的调制率处于高的区域的情况下，生成二相或者三相的对称的PWM信号图形，在所述电动机施加电压的调制率处于低的区域的情况下，生成所述相移PWM信号图形。
4.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其中，所述磁通推断部通过根据所述电动机电流和所述αβ坐标上的输出电压指令进行时间积分，来推断所述交链磁通。
5.根据权利要求4所述的电动机控制装置，其中，所述磁通推断部通过利用双重积分器，对根据αβ坐标上的输出电压指令和所述电动机的相电流以及所述电动机的绕组电阻值而运算出的值进行时间积分，来推断所述交链磁通。
6.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其中，所述信号切换输出部与调制率区域相应地使PWM载波的频率变化。
7.根据权利要求1～6的任一项所述的电动机控制装置，其中，具备强制换流执行部，所述强制换流执行部在使所述电动机起动时，使用推断的电动机角度，进行强制换流，所述强制换流用于施加作为励磁电流分量的d轴电流。
8.根据权利要求7所述的电动机控制装置，其中，所述强制换流执行部在进行所述强制换流时，还使用速度控制的结果施加作为转矩电流分量的q轴电流。
9.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其中，具备矢量控制执行部，所述矢量控制执行部使用根据所述磁通推断部推断出的磁通而运算出的电动机角度和电动机速度，在所述电动机的控制中进行矢量控制。
10.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其中，具备直接转矩控制执行部，所述直接转矩控制执行部使用根据所述磁通推断部推断出的磁通而运算出的电动机角度和电动机速度，进行所述电动机的直接转矩控制。
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