CN117396730A - 信号处理装置、振动检测***及信号处理方法 - Google Patents
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Abstract
本公开的目的是，即使在为降低衰落噪声而划分的复用数少、无法完全对各主光频率间的角度差进行校正的情况下，也能去除未校正的角度差的影响。本公开是如下的信号处理装置，其获取通过向光纤重复地入射光频率不同的多个光脉冲、执行DAS‑P(Distributed Acoustic Sensing‑phase)而得到的信号；使用获取的信号，计算施加到所述光纤的区间的振动引起的相位变化；从计算出的所述相位变化中，去除在所述多个光脉冲中相同的光频率重复的周期的成分；使用去除了所述周期的成分的相位变化，计算施加到所述光纤的区间的振动。
Description
技术领域
本公开涉及对通过进行DAS-P而获得的信号进行处理的信号处理装置和信号处理方法、及包括所述信号处理装置的振动检测***。
背景技术
作为在光纤长度方向分布地测量施加在光纤上的物理振动的手段，已知有被称为DAS(Distributed Acoustic Sensing)的方法(非专利文献1)，该方法向被测量光纤入射脉冲试验光，检测瑞利散射引起的后向散射光。
在DAS中，对施加在光纤上的物理振动引起的光纤的光路长度变化进行捕捉，进行振动的传感检测。通过检测振动，可以检测被测量光纤周边的物体的运动等。
作为DAS中的后向散射光的检测方法，有对来自被测量光纤的各地点的散射光强度进行测量，并观测散射光强度的时间变化的方法，被称为DAS-I(DAS-intensity)。DAS-I具有装置结构简便的特征，但由于无法根据散射光强度定量地计算振动引起的光纤的光路长度变化，因此是定性的测量方法(非专利文献2)。
另一方面，也在研究开发DAS-P(DAS-phase)，该方法是对来自被测量光纤的各地点的散射光的相位进行测量而观测相位的时间变化的方法。DAS-P装置结构和信号处理比DAS-I复杂，但由于相位相对于振动引起的光纤的光路长度变化而线性变化，其变化率在光纤长度方向上也相同，因此可以进行振动的定量测量，能够忠实地再现施加在被测量光纤上的振动(例如，非专利文献2)。
在DAS-P的测量中，将脉冲光入射到被测量光纤，在入射脉冲光的时刻t，在光纤的长度方向分布地测量被散射的光的相位。也就是说，设离光纤的入射端的距离l，测量散射光的相位θ(l、t)。通过使脉冲光以时间间隔T重复入射到被测量光纤，从而对于被测量光纤的长度方向的各点，测量在时刻t＝nT被散射的光的相位的时间变化θ(l、nT)，其中n为整数。但实际上，对距离l的地点进行测量的时刻比入射脉冲的时刻只延迟了脉冲光从入射端传播到距离l的时间。另外，要注意的是，用测量器测量的时刻只延迟了散射光返回到入射端所需的时间。已知对从距离l到距离l+δl的区间施加的物理振动在各时刻nT的大小与距离l+δl处的相位θ(l+δl、nT)和距离l处的相位θ(l、nT)之间的差θ(l、nT)成比例。也就是说，若以时刻零为基准，则满足下式。
[数学式1]
作为用于检测散射光的相位的装置结构，有直接用光电二极管等对来自被测量光纤的后向散射光进行检波的直接检波的结构、使用与另外准备的参照光合波而进行检测的相干检波的结构(例如，非专利文献1)。
在进行相干检波并计算相位的机构中，细分为使用希尔伯特变换以软件为基础进行处理的机构和使用90度光混频器以硬件为基础进行处理的机构这两种，但在任何一种方法中，都获取散射光的同相分量l(l、nT)和正交分量Q(l、nT)，通过下式计算相位。
[数学式2]
其中，4象限反正切算子Arctan的输出值以弧度为单位在(-π，π]的范围内，设m为任意的整数，2mπ+θ(l、nT)在xy平面上全部成为相同的矢量方向，因此只有2mπ的不确定性存在于上述计算的θcal(l、nT)中。因此，作为更准确地评估θ(l、nT)的方法，进一步地进行了相位展开等信号处理。在一般相位展开中，若将展开后的相位设为θcal unwrap，则例如在按照时刻从小到大的顺序进行处理的情况下，在相位展开的开始点使θcal unwrap与θcal相同的基础上，如下所述地依次根据θcal unwrap(l，pT)计算θcal unwrap(l，(p+1)T)，其中p为任意的整数。
[数学式2-1]
在上式大于π弧度情况下，选择适当的整数q，使得下式小于π弧度，
[数学式2-2]
并将展开后的相位θcal unwrap(l，(p+1)T)用下式依次进行计算。
[数学式3]
上标unwrap表示展开后的相位。另外，作为实际的分布振动测量中的计算步骤，大多在计算式(1)那样的地点间的相位值的差分后，对计算出的差分实施相位展开处理。
在DAS的测量中，存在用于检测光的PD(Photo Diode)的热噪声、其后的电路段中的噪声、光引起的散粒噪声等测量器的噪声。因此，测量的散射光的强度和相位也会受到测量器的噪声的影响。
特别是，在测量散射光的相位的情况下，如果测量器的噪声的影响变大，则不仅相位的不确定性增加，而且与没有噪声的情况下的理想相位值相比，获得大不相同的测量值的概率也变大。
例如，在相干检波的情况下，关于以同相分量为横轴、以正交分量为纵轴时所测量的散射光的矢量，没有噪声时的矢量的方向与要测量的相位相对应，但如果噪声的影响大，则矢量的方向朝向相反的方向，与没有噪声的情况下的理想相位值相比，实际测量的相位值取π弧度左右不同的值的概率变大。在这一点中会导致：根据式(1)计算振动的大小时，误认为有大的物理力施加到光纤上。此外，如果噪声的影响变大，则在式(3)所示的展开处理中，错误选择整数q的点增加，在错误选择的点前后会产生2π以上的实际上并不存在的相位值的差异。这样的相位值的差异也会导致：根据式(1)计算振动的大小时，误认为有大的物理力施加到光纤上。
为了准确测量相位，需要降低测量器的噪声的影响。测量器的噪声的影响变大是因为，测量器的噪声在各地点以及各时刻被视为相同程度时，散射光的强度本身变小；因此，如果在各地点以及各时刻使散射光的强度变大，则能够降低测量器的噪声的影响。
散射光强度本身变小的原因不仅仅是因为作为探测的脉冲光在被测量光纤中传播而产生的吸收和散射引起的损失。由于将具有有限的时间宽度的脉冲光入射到被测量光纤，并检测脉冲光的散射，因此，会发生来自分布在被测量光纤上的非常细的多个散射体的散射光的干涉。作为干涉的结果，根据各时刻散射体在被测量光纤的长度方向上的分布，会产生散射光强度变小的地点。该现象被称为衰落(非专利文献3)。
因此，在测量DAS-P中的散射光的相位的情况下，为了降低测量器的噪声的影响，存在着由于衰落而在各时刻产生散射光的强度变小的地点的问题。
作为解决该问题的手段，有单纯地增大入射的光脉冲的峰值强度的方法。但是，若增大峰值强度，则会产生非线性效应，脉冲光的特性会随着被测量光纤的传输而变化。因此，可入射的光脉冲的峰值强度受到限制，有时不能充分解决上述问题。
为了解决上述问题，提出了一种相位测量方法以及信号处理装置(专利文献1)，在测量DAS-P中的散射光的相位时，能够不增大入射的光脉冲的峰值强度而降低测量器的噪声的影响。
为了解决上述问题，在专利文献1中，以能够忽略振动引起的光纤状态的变化的时间间隔，将对不同的光频率成分的脉冲进行排列并波长复用后的脉冲光入射到被测量光纤；创建将来自被测量光纤的各波长的散射光绘制在以同相分量为横轴、以正交分量为纵轴的二维平面上而得到散射光矢量；将创建的散射光矢量在被测量光纤上的各地点处按每个波长进行旋转而使方向一致；将方向一致的矢量彼此相加求平均值，生成新的矢量；使用生成的新的矢量的同相分量和正交分量的值计算相位。
在DAS-P的测量中，还存在着在测量距离和可测量的振动频率的上限之间发生权衡的问题。在使用单一频率的光脉冲的情况下，若测量距离变长，则来自远端的散射光返回的时刻相对于脉冲入射时刻延迟。因此，来自远端的散射光和入射下一光脉冲时来自入射端附近的散射光不会合波干涉，因而入射光脉冲的重复频率存在上限。因此，根据采样定理，关于比重复频率1/2倍的奈奎斯特频率大的振动频率的振动，由于混叠而存在无法正确测量的问题。
非专利文献4作为上述问题的解决方法而被提出。为了解决上述问题，在非专利文献4中，将对不同光频率成分的脉冲在时间上以等间隔排列并进行波长复用而得到的脉冲光入射到被测量光纤；创建将来自被测量光纤的各波长的散射光绘制在以同相分量为横轴、以正交分量为纵轴的二维平面上而得到散射光矢量。使用得到的散射光矢量计算相位。若将在单一光频率的情况下，根据测量距离确定的采样率上限设为fs，则通过N波长复用，能够将采样率上限设为N×fs。另外，波长复用数“N”是任意的自然数。
其中，在进行非专利文献4所记载的频率复用的方法时，若不对各光频率间的角度差进行校正，而是简单地连结在各光频率下得到的散射光矢量的角度来计算相位变化，则会产生计算出的相位变化相对于实际的相位变化失真的问题，无法测量正确的振动波形。为了应对该上述问题，非专利文献4中提出了如下的方法：首先分别计算出各光频率的时间相位差分，然后将计算出的各光频率的所述相位差分连结起来，从而即使是所述单一频率的情况下的振动频率超过奈奎斯特频率fv的信号，也能够正确地推定频率。也就是说，能够无混叠地推定到频率N×fv。但是，在该上述提案中，由于没有求出上述各光频率间的角度差，因此存在无法测量振动波形的问题。
作为针对该上述问题的对策，非专利文献5中提出了一种测量方法，通过使用校正频率对所述各光频率间的角度差进行校正，能够在将采样率上限提高到N×fs的条件下测量振动波形。在提案方法中，通过使用与用于提高采样率的主光频率不同的补偿光频率，使用在将主频率的成分和补偿频率的成分视为同一时刻的定时定期地入射到被测量光纤的探测脉冲序列，来校正主频率的成分和补偿频率的成分之间的角度差，从而校正各主光频率之间的所述角度差。
此外，在测量距离与可测量振动频率的上限的权衡中，由于需要正确进行相位展开，因此还要加上更加严格的条件。由于在用相邻的光脉冲进行采样时的相位变化的大小的绝对值变化大于π的情况下，无法唯一地进行相位展开，因此，会导致相位展开的失败(非专利文献6)。
因此，相邻采样点的相位变化大小绝对值的上限产生了π这一限制。因此，即使在奈奎斯特频率以下的范围内，振动频率越高，相邻采样点的相位变化量也越大，若振动振幅变大，则可测量的振动频率的上限就会产生更多的条件。非专利文献5中记载的提案方法能够测量振动波形，因此对这种限制的缓和也有效。
此外，在非专利文献5中，为了同时实施提高所述采样率而在不同时刻入射不同光频率的脉冲的频率复用方法、和为了应对衰落的专利文献1中记载的频率复用方法，还提出了：光频率脉冲的配置方法和接收信号处理方法。
另外，相位变化的大小与因振动而施加在光纤上的应变量的关系，例如在非专利文献7中进行了说明。根据非专利文献7，当全长l的光纤因应变量ε而延伸了Δ1时，因延伸了Δ1的量而引起的光通过时的相位变化的增加量Δφ如下式所示。
[数学式4]
其中，k＝2πn/λ为传播常数，n为光纤有效折射率，μp为泊松比，p11和p12为应变-光张量成分。例如，考虑通常的通信波段附近的λ＝1555nm的情况，由于为n＝1.47、μp＝0.17、p11＝0.121、p12＝0.27l的值，已知将如下式如示(非专利文献8)。
[数学式5]
其中，K＝4.6×106m-1。用该关系式，可将相位变化大小的条件替换为失真量的条件。
在非专利文献5记载的频率复用方式中，将为提高采样率而划分的复用数和为降低衰落噪声而划分的复用数合计的可使用的光频率的总数，能够作为将根据从模拟信号转换为数字信号的A/D(Analog/Digital，模拟/数字)转换器(以下有时称为AD板)的采样率等确定的可使用的总频带宽除以根据各光频率成分的脉冲宽度确定的每个成分的占有带宽的数而进行评价，是有限的。因此，在以下情况中，为降低衰落噪声而划分的复用数会减少：检测高频率振动等情况下，为提高采样率而划分的复用数增加；需要使用采样率小的AD板，可使用的总频带宽受到限制；需要进行空间分辨率高的测量，为了减小各光频率成分的脉冲宽度，而增加了每个成分的占有带宽。
在为降低衰落噪声而划分的复用数减少的情况下，存在以下问题：无法完全对背景中记载的各主光频率间的所述角度差进行校正，导致各主光频率间的所述角度差残留，产生计算出的相位变化相对于实际的相位变化依然失真的地点。在所述残留的各主光频率间的所述角度差较大的情况下，相位连接错误也会增加。此外，通过入射补偿光频率，还存在着产生补偿光频率对主光频率的串扰、伴随着串扰而产生失真的问题，随之而来的相位连接错误也成为问题。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2020-169904号公报
非专利文献
非专利文献1：Ali.Masoudi，T.P.Newson，″Contributed Rview：Distributedoptical fibre dynamic strain sensing.″Review of Scientific Instruments，vol.87，pp011501(2016)。
非专利文献2：西口宪一、李哲贤、古吉夸塔、横山光德、增田欣增，“基于光纤分布式声波传感器的试制及其信号处理”信学技术报，115(202)，pp29-34(2015)。
非专利文献3：G.Yang等，″Long-Range Distributed Vibration Sensing Basedon Phase Extraction from Phase-Sensitive OTDR,″IEEE Photonics Journal，vo1.8，no.3，2016。
非专利文献4：D.Iida，K.Toge，T.Manabe,′Distributed measurement ofacoustic vibration location with frequency multiplexed phase-OTD′，Opt.FiberTechnol.，2017，36，pp19-25，DOI：10.1016/j.yofte.2017.02.005。
非专利文献5：Y.Wakisaka，D.Iida和H.Oshida，“Distortion-SuppressedSampling Rate Enhancement in Phase-OTDR Vibration Sensing with Newly DesignedFDM Pulse Sequence for Correctly Monitoring Various Waveforms，”2020OpticalFiber Communications Conference and Exhibition(OFC)，SanDiego，CA，USA，2020，PP.1-3。
非专利文献6：Maria Rosario Fernandez-Ruiz，Hugo F.Martins，″Steady-Sensitivity Distributed Acoustic Sensors,″J.Lightwave Technol.36，5690-5696(2018)
非专利文献7：C.D.Butter和G.B.Hocker，″Fiber optics strain gauge，″Appl.Opt.17，2867-2869(1978)
非专利文献8：A E Alekseev等.，″Fidelity ofthe dual-pulse phase-OTDRresponse to spatially distributed extema lperturbation,″LaserPhys.29，055106(2019)
发明内容
发明要解决的问题
本公开的目的是，即使在为降低衰落噪声而划分的复用数较少、无法完全对各主光频率间的角度差进行校正的情况下，也能够去除未校正的角度差的影响。
解决问题所采用的手段
本公开提出一种方法，在无法完全对各主光频率间的所述角度差进行校正、各主光频率间的所述角度差残留的情况下，通过信号处理去除所述残留的所述角度差的影响，并减少相位连接错误等，从而使计算出的相位变化更接近实际的相位变化。
具体地，本公开在频率复用相位OTDR中，对于在离入射端的距离为l到l+δl的区间产生的相位变化δθ0(l，mTN)进行了相位连接处理后的δθ0 unwrap(l，mTN)，从δθ0(l，mTN)中减去使用多带通滤波器提取的周期NTN的成分D(l，mTN)。
具体地，本公开的信号处理装置及信号处理方法，
获取通过向光纤重复地入射光频率不同的多个光脉冲、执行DAS-P而得到的信号；
使用获取的信号，计算施加到所述光纤的区间的振动引起的相位变化；
从计算出的所述相位变化中，去除在所述多个光脉冲中相同的光频率重复的周期的成分；
使用去除了所述周期的成分的相位变化，计算施加到所述光纤的区间的振动。
具体地，本公开的振动检测***具备：
测量器，将光频率不同的多个光脉冲入射到光纤的一端，接收返回到所述光纤的所述一端的各波长的散射光；和，
本公开的信号处理装置，使用来自所述测量器的信号，计算施加到所述光纤的区间的振动。
本公开的程序是用于使计算机实现本公开的信号处理装置所具备的各功能部的程序，且是用于使计算机执行本公开的信号处理装置执行的信号处理方法所具备的各步骤的程序。
发明效果
根据本公开，即使在为降低衰落噪声而划分的复用数较少、无法完全对各主光频率间的角度差进行校正的情况下，也能够去除未校正的角度差的影响。
附图说明
图1是说明本实施方式的用DAS-P进行振动检测的振动检测装置的图。
图2表示脉冲模式的结构例。
图3是表示相位变化的失真的校正方法的一例。
图4是表示串扰所伴随的失真的校正方法的一例。
具体实施方式
以下，将参照附图详细地说明本公开的实施方式。另外，本公开不限于以下所示的实施方式。这些实施的例子仅仅是示例，本公开能够基于本领域技术人员的知识，以实施各种改变、改良的方式来实施。另外，在本说明书以及附图中，附图标记相同的构成要素表示彼此相同的构成要素。
此外，本公开不仅在执行本公开提出的信号处理之前而使用非专利文献5记载的补偿光频率预先执行了去除失真的处理的情况下是有效的，而且在不使用补偿光频率、各主光频率间的角度差完全残留的情况下，作为去除所述角度差的处理也是有效的。此外，本公开还提出了一种方法，在使用如非专利文献5记载的补偿光频率的情况下，也能降低由补偿光频率引起的串扰所伴随的失真。
(实施方式一)
图1是说明本实施方式的用DAS-P进行振动检测的振动检测***的图。本振动检测***具备：光源，将频率复用后的光脉冲序列入射到被测量光纤的一端；受光器，接收返回到所述被测量光纤的所述一端的各波长的散射光；和，信号处理部，将所述被测量光纤的振动作为所述散射光的相位成分的时间变化进行观测。
CW光源1、耦合器2以及光调制器3相当于所述光源。90度光混频器7以及平衡检测器(13、14)相当于所述受光器。所述受光器使用90度光混频器7进行相干检波。信号处理装置17相当于所述信号处理部。但是，接收***不一定需要使用90度光混频器，只要能够测量散射光的同相分量和正交分量，也可以使用其他装置和信号处理。此外，本公开的信号处理装置能够通过计算机或程序实现，既可以将程序存储于存储介质中，也可以通过网络提供。
测量器31如下地测量来自被测量光纤6的散射光。从CW光源1射出光频率为f0的单一波长的连续光，通过耦合器2分支为参考光和探测光。探测光通过光调制器3被整形为波长复用的光脉冲4。光脉冲4可以用如使用了非专利文献5记载的补偿光频率的多重脉冲。光脉冲4只要能够实现非专利文献5记载的补偿方法即可，其结构例在图2中示出。
设主脉冲中使用的光频率成分为f1至fNM共N×M个，准备N+1个按顺序排列的集团(201)。整体排列如202所示，按每M个(M为任意自然数)进行划分，生成N(N+1)个脉冲对。对于所述202，针对每N+1个脉冲对增加补偿光频率fNM+1，以生成脉冲对203。基于脉冲对203，将实际入射的光脉冲对序列如204所示地配置。由此，生成了以一定时间周期排列了N(N+1)个脉冲对的脉冲模式。
此处，由于将所述补偿光频率fNM+1追加到脉冲对编号为1+k(N+1)(k＝0，1，…，(N-1))的脉冲对中，因此例如在N＝3且M＝1的情况下，光频率f1，f2，f3的脉冲对被重复入射到被测量光纤6。该情况下，当k＝0时，补偿光频率f4被追加到具有光频率f1的脉冲对中，当k＝1时，光频率f4被追加到具有光频率f2的脉冲对中，当k＝2时，光频率f4被追加到具有光频率f3的脉冲对中。
如果将脉冲对彼此的间隔设为TN，则脉冲模式的周期为N(N+1)TN。与使用单一频率脉冲的情况相比，与被测量光纤6的长度引起的TN能够缩小到什么程度的最小值相关的限制缓和了1/N倍。此外，在图2的结构中，能够使用各脉冲对内存在的M个脉冲来降低衰落噪声。另外，尽管在所述脉冲对203中，补偿光频率为对应于一个的情况，但是关于补偿光频率，也可以为了抑制衰落而复用多个。
在图1中，光调制器3的种类只要能够生成光脉冲4就没有具体限定，有时数量是多个。例如，可以使用SSB(Single Side Band，单边带)调制器或频率可变的AO(Acousto-Optics，声光)调制器等，为了进一步增大脉冲化中的消光比，也可以执行SOA(Semiconductor Optical Amplifier，半导体光放大器)等的强度调制。另外，虽然204所示的各光频率成分的脉冲为矩形波形状，但是也可以使用矩形波以外的波形。
光脉冲4经由循环器5入射到被测量光纤6。在被测量光纤6的长度方向的各点被散射的光作为后向散射光返回循环器5，入射到90度光混频器7的一个输入部。由耦合器2分支后的参考光入射到90度光混频器7的另一个输入部。
90度光混频器7的内部结构只要具备90度光混频器的功能即可，可以是任意的。结构例在图1中示出。后向散射光入射到50∶50分支比的耦合器8中，2分支后的散射光入射到50∶50分支比的耦合器12和50∶50的耦合器11的输入部中。参考光入射到50：50的分支比的耦合器9，2分支后的参考光中的一个入射到耦合器11的输入部，另一个由移相器10将相位偏移π/2并入射到耦合器12的输入部。
耦合器11的2个输出由平衡检测器13检测，输出模拟的同相分量Ianalog即电信号15。耦合器12的2个输出由平衡检测器14检测，输出模拟的正交分量Qanalog即电信号16。
电信号15和电信号16被发送到具备能够无混叠地对信号的光频带进行采样的AD转换元件17a和AD转换元件17b的信号处理装置17。在信号处理装置17中，对于从AD转换元件17a和AD转换元件17b输出的数字化的同相分量Idigital和正交分量Qdigital的信号，由信号处理部17c分离构成光脉冲4的各光频率f0+fi(i＝1，2，…，NM+1)的频带的信号。具体的信号处理的方法，只要能够从Idigital和Qdigital正确地分离出各频带的信号即Ii measure(i＝1，2，…，NM+1)和Qi measure(i＝1，2，…，NM+1)即可，可以使用任何方法。例如，可以考虑使Idigital和Qdigital通过中心频率为f0+fi的带通滤波器来补偿相位延迟的计算方法等。若将各光频率成分的脉冲宽度设为W，则可以将通带设定为2/W。或者，在通过模拟电滤波器将处于模拟电信号状态的同相分量和正交分量分离为各光频率成分之后，可以用AD转换元件17a以及AD转换元件17b进行AD转换等。
信号处理部17d基于通过信号处理部17c获得的Ii measure和Qi measure来计算相位。首先，创建以同相分量为x轴(实轴)、正交分量为y轴(虚轴)的xy平面上的复数向量ri。
[数学式1-1]
将入射脉冲对k的开头的时刻设为k×TN+n×N×TN(n为任意整数)。将各脉冲对的开头的光频率作为基准波长，根据专利文献1记载的方法，对在除了构成脉冲对的补偿光频率以外的M个不同光频率的频带中的用式(1-1)计算出的矢量进行平均处理，从而计算离入射端的距离z的位置处的相位。在离被测量光纤6上的长度方向的入射端的距离Z的位置处的被测量光纤6的状态，考虑光脉冲的传播时间而在时刻k×TN+n×N×TN+z/v(n为任意整数)进行测量。其中，v是被测量光纤6中的光速。另外，考虑到被散射的散射光传播并返回到入射端的时间，测量器的测量时刻为k×TN+n×N×TN+2z/v(n为任意整数)。因此，将距离z的地点计算出的相位，以测量器的测量时刻为阳，设为：
[数学式1-2]
在本实施方式中，使用满足mTN+2z/v＝kTN+nNTN+2z/v的k和n，如下地计算测量时刻mTN+2z/ν(m为整数)的相位θ(z，mTN+2z/v)。
[数学式1-3]
然后，将被测量光纤6上的从距离z1到距离z2的区间所施加的振动引起的相位变化，作为数学式(1-3a)和数学式(1-3b)的差分、即数学式(1-3c)来计算。
[数学式1-3a]
另外，由于对被测量光纤6的状态进行测量的瞬间的时刻如上所述地不包含散射光返回入射端所需的时间，因此，在距离z1的地点、时刻mTN+z1/v，在距离z2的地点、时刻mTN+z2/v，只有时间差(z1-z2)/v是不同的。但是，由于z1和z2的距离之差与空间分辨率为同等程度，通常设定为几m到几十m左右，因此，时间差(z1-z2)/v为几十到几百ns，相对于作为测量对象的通常的振动的时间变化的标度非常短，从而能够忽略对被测量光纤6的状态进行测量的时刻之差。因此，可以正确测量施加在该区间的振动。
但是，θ(z，mTN+2z/v)中含有各脉冲对的开头的光频率间的角度差引起的失真项。非专利文献5提出了对使用了补偿光频率的所述角度差引起的所述失真项进行校正的方法。为了无遗漏地对不同光频率间的所述角度差引起的所述失真项进行校正，需要对任意两个脉冲对的开头的光频率进行角度差校正。当任意地选择满足i＜j的正整数i和j时，若将脉冲对j的开头的光频率设为fj pf，将脉冲对i的光频率设为fi pf，则能够使用fNM+1展开角度差φ(z，fj pf，fi pf)，如下。
[数学式1-4]
i，j是任意正整数；其中，i＜j。
在作为示例使用的脉冲对的光频率的组合203中，由于将光频率fNM+1追加到脉冲对编号为1+k(N+1)(k＝0，1，…，(N-1)的脉冲对，因此光频率fNM+1和其他光频率在周期N(N+1)TN中一定存在于同一脉冲对中一次。例如，在N＝3且M＝1的情况下，构成脉冲模式的脉冲对的数量为12个。在该情况下，第1脉冲对中包含光频率f1和光频率f4，第5脉冲对中包含光频率f2和光频率f4，第9脉冲对中包含光频率f3和光频率f4。因此，在脉冲模式中，光频率f4和其他频率f1、f2、f3的每一个必定存在于同一脉冲对中1次。因此，能够以与专利文献1方法相同的原理来计算数学式(1-4)的右边的各项。使用得到的φ(z，fj pf，fi pf)的值，根据θ(z，mTN+2z/v)来计算相位。例如，在计算从时刻m’TN+2z/v到mTN+2z/ν的相位的变化的情况下，使用数学式(1-5)即可。
[数学式1-5]
其中，选定整数i(m’)，使得m’-i(m’)是N的整数倍，选定整数i(m)，使得m-i(m)是N的整数倍。作为实际的计算步骤，为了通过计算两个地点的相位的差分来计算两个地点之间的区间产生的相位变化，对于离入射端的距离为l和l+δl之间的区间产生的相位变化，如式(1-3c)所示，若以时刻零为例如基准，则可以使用式(1-6)。在式(1-6)的左边，δθ取2个地点之间的差分，因此标注了增量δ的符号，下标0表示以时刻零为基准。此外，在左边，以不向阳的形式简化表示被测量光纤6中的光传播所伴随的延迟。
[数学式1-6]
到此为止是信号处理部17d执行的信号处理。
信号处理部17e计算最终的相位。在本公开中，信号处理部17e的步骤与以往的方法不同。
在以往的方法中，对上述δθ0(l，mTN)进行相位连接处理，作为最终的振动变化。即，将对δθ0(l，mTN)进行相位连接处理得到的δθ0 unwrap(l，mTN)，作为最终的振动波形。上标的unwrap表示相位连接处理后。但是，在检测高频振动等情况下，为了提高采样率而划分的复用数会增加。需要使用采样率小的AD板，可使用的总频带宽受到限制。需要进行空间分辨率高的测量，为了减小各频率成分的脉冲宽度，每个成分的占有带宽会增加。在这些情形下，为了降低衰落噪声而划分的复用数减少的情况下，由于不能充分地降低衰落噪声，因此存在以下问题：所述角度差φ(z，fj pf，fi pf)的推定精度劣化，无法完全对背景中记载的各主光频率之间的所述角度差进行校正，各主光频率间的所述角度差引起的所述失真残留，产生计算出的相位变化相对于实际的相位变化仍然失真的地点。
本公开中，作为上述问题的对策，实施了去除在信号处理部17d的处理中残留的所述失真的计算。步骤记载在图3中。
对离入射端的距离为l至l+δl的区间中产生的相位变化δθ0(l，mTN)进行相位连接处理，计算δθ0 unwrap(l，mTN)(S101)。
使用带通滤波器，对δθ0 unwrap(l，mTN)提取周期NTN的成分，作为D(l，mTN)(S102)。
将相位连接前的δθ0(l，mTN)减去D(l，mTN)后的δθ0(l，mTN)-D(l，mTN)，更新为新的δθ0(l，mTN)(S103)。
对新的δθ0(l，mTN)进行相位连接处理(S101)。
在未充分去除所述失真的情况下(S104)，重复所述步骤。
通过这样的步骤去除残留的所述失真。
作为使用带通滤波器并利用周期NTN的成分D(l，mTN)去除失真的理由，是因为所述失真以周期NTN发生变化。周期NTN是在多个光脉冲中相同的光频率重复的周期，例如是脉冲对i(m)的开头的频率fi(m) pf切换的周期。如果将信号处理部17d中φ(z，fj pf，fi pf)的推定值与实际值的差分表示为δφ(z，fj pf，fi pf)，则根据式(1-6)，在信号处理部17d中计算出的δθ0(l，mTN)中残留的所述失真为：
[数学式7]
虽然式(7)所示的失真依赖于脉冲对i(m)的开头的频率fi(m) pf，但脉冲对i(m)的开头的频率fi(m) pf以周期NTN切换。因此，由于式(7)所示的失真为以周期NTN变化的成分，因此通过从δθ0 unwrap(l，mTN)中提取以周期NTN变化的成分，能够估计式(7)所示的失真。
需要注意的是，由于失真项不一定以正弦波形变化，因此，应通过带通滤波器的所有成分都是频率为1/NTN的整数倍的高次谐波成分。即使对于超过奈奎斯特频率的成分，也应该考虑到混叠而在返回到奈奎斯特频率范围以下的频率轴上的成分位置处带通，但是由于在不引起混叠的频率范围内的1/NTN的高次谐波成分和频率轴上的位置重叠，因此，使用在实质上不引起混叠的频率范围内对1/NTN的高次谐波成分全部进行带通的多带通滤波器即可。
通过带通滤波器对于相位连接后的δθ0 unwrap(l，mTN)而不是相位连接前的δθ0(l，mTN)提取以周期NTN变化的成分的理由是，因为相位连接前的δθ0(l，mTN)与从-π到+π的相位值卷积。由于在实际的振动变化中加上式(7)所示的失真并进行卷积，因此，无法通过带通滤波器提取式(7)所示的失真。
此外，对于由信号处理部17d计算出的δθ0(l，mTN)来计算D(l，mTN)并取得差分的作业有时仅1次无法充分去除所述失真，这是因为：在因式(7)所示的失真大而在δθ0 unwrap(l，mTN)中发生了多个相位连接错误的地点，因相位连接错误造成的陡峭的相位变化也具有周期NTN的成分，因此即使通过带通滤波器对δθ0 unwrap(l，mTN)提取周期NTN的成分，也不能正确地推定由式(7)所示的失真。因此，基于以下原理，即，通过如图3所示的步骤那样循环计算，能够减少在δθ0 unwrap(l，mTN)中发生的相位连接错误，并且能够提高由式(7)所示的失真的推定精度。
在步骤S104中，关于所述失真是否被充分去除的判断，在能够计数相位连接错误的数量的情况下，可以选择相位连接错误的数量通过所述步骤而不再变化的时间点。在不能实现的情况下，由于相位连接错误引起的陡峭的相位变化使测量频带的低频侧的噪声增大，因此也可以选择通过所述步骤无法看到低频侧的噪声降低的时间点。作为从验证实验中评价的具体数值，将循环数设定为10左右就足够了。
在上述实施方式中，示出了在利用补偿光频率的情况下应用本公开的例子，但是即使在不使用补偿光频率的情况下，也能够根据同样的原理而应用本公开。在不使用补偿光频率的情况下，关于对使用补偿光频率的信号实施失真校正之前的θ(z，mTN+2z/v)而计算了2个地点之间的差分的相位变化，使用本公开。
在使用了补偿光频率进行测量的情况下，虽然也会发生补偿光频率对于主光频率的串扰所伴随的失真，但是也能够同样地考虑其去除。关于去除补偿光频率与主光频率的串扰所伴随的失真，实施的情况下的步骤在图4中示出。
对离入射端的距离为l至l+δl的区间中产生的相位变化δθ0(l，mTN)进行相位连接处理，计算δθ0 unwrap(l，mTN)(S201)。
使用带通滤波器，对δθ0 unwrap(l，mTN)提取周期NTN的成分，作为D1(l，mTN)(S202)。另外，使用带通滤波器，从δθ0 unwrap(l，mTN)-D1(l，mTN)中提取周期N(N+1)TN的成分，作为D2(l，mTN)(S202)。
将相位连接前的δθo(l，mTN)减去D1(l，mTN)和D2(l，mTN)后的δθ0(l，mTN)-D1(l，mTN)-D2(l，mTN)，更新为新的δθ0(l，mTN)(S203)。
对新的δθ0(l，mTN)进行相位连接处理，计算δθ0 unwrap(l，mTN)(S201)。
在未充分去除所述失真的情况下(S204)，重复所述步骤。
通过这些步骤，也能够同时去除补偿光频率对主光频率的串扰所伴随的失真。
在使用了D1(l，mTN)的处理中，与使用了所述D(l，mTN)的处理的原理相同，使用了所述D(l，mTN)的处理用于去除在信号处理部17d的处理中未被去除而残留的各主光频率间的所述角度差导致的所述失真。另一方面，使用了D2(l，mTN)的处理对应于去除补偿光频率对主光频率的串扰所伴随的失真。关于补偿光频率对主光频率的串扰所伴随的失真，以使用的脉冲模式的周期发生。由于脉冲模式的周期如图2所示为N(N+1)TN，因此通过使用带通滤波器对δθ0 unwrap(l，mTN)提取周期N(N+1)TN的成分，能够推定所述串扰所伴随的所述失真。
另外，由于所述串扰所伴随的所述失真也不是正弦波形，因此在实际的带通滤波处理中，需要使用将与频率为1/{N(N+1)TN}的整数倍相对应的高次谐波成分全部通过的多带通滤波器。其中，关于与1/{N(N+1)TN}的整数倍对应的高次谐波成分，因为包含1/(NTN)的高次谐波成分，因此实际上需要使用多带通滤波器计算D2(l，mTN)，以将与1/{N(N+1)TN}的整数倍相对应的高次谐波成分中的除去了1/(NTN)的高次谐波成分的所有成分带通。因此，在上述步骤中，使用带通滤波器，从δθ0 unwrap(l，mTN)-D1(l，mTN)中提取周期N(N+1)TN的成分，作为D2(l，mTN)。或者，由于在图4所示步骤中不单独使用D1(l，mTN)和D2(l，mTN)，因此能够用将与1/{N(N+1)TN}的整数倍相对应的所有高次谐波成分带通的多带通滤波器，提取为D1(l，mTN)+D2(l，mTN)，在实际的信号处理中是更简便的方法。
关于对δθ0 unwrap(l，mTN)进行带通滤波处理的理由和循环计算的理由，与图3记载的步骤相同。
另外，本公开并不限定为上述实施方式的原样，在实施阶段能够在不脱离其宗旨的范围内对配置要素进行变更并具体化。
产业上的可应用性
本公开能够应用于信息通信产业。
附图标记说明
l：CW光源
2：耦合器
3：光调制器
4：光脉冲
5：循环器
6：被测量光纤
7：90度光混频器
8、9：耦合器
10：移相器
11、12：耦合器
13、14：平衡检测器
15：模拟的同相分量的电信号
16：模拟的正交分量的电信号
17：信号处理装置
17a、17b：AD转换元件
17c、17d：信号处理部
31：测量器。
Claims (5)
1.信号处理装置，
获取通过向光纤重复地入射光频率不同的多个光脉冲、执行DAS-P(DistributedAcoustic Sensing-phase)而得到的信号；
使用获取的信号，计算施加到所述光纤的区间的振动引起的相位变化；
从计算出的所述相位变化中，去除在所述多个光脉冲中相同的光频率重复的周期的成分；
使用去除了所述周期的成分的相位变化，计算施加到所述光纤的区间的振动。
2.根据权利要求1所述的信号处理装置，所述多个光脉冲由包括主光频率的成分和补偿光频率的成分的多个脉冲对构成；
使用在所述多个脉冲对中包括的主光频率下测量出的光相位，计算所述光纤的区间中的相位变化；
从计算出的所述相位变化中，去除在所述多个光脉冲中相同的光频率重复的周期的成分；
将去除了在所述多个光脉冲中相同的光频率重复的周期的成分的所述主光频率的成分与所述补偿光频率的成分之间的角度差，校正为去除了在所述多个光脉冲中相同的光频率重复的周期的成分的所述主光频率的成分。
3.根据权利要求2所述的信号处理装置，
从计算出的所述相位变化中，去除所述脉冲对的脉冲模式的周期的成分；
将去除了所述脉冲对的脉冲模式的周期的成分的所述主光频率的成分与所述补偿光频率的成分之间的角度差，校正为去除了所述脉冲对的脉冲模式的周期的成分的所述主光频率的成分。
4.振动检测***，具备：
测量器，将光频率不同的多个光脉冲入射到光纤的一端，接收返回到所述光纤的所述一端的各波长的散射光；和，
权利要求1至3中任一项所述的信号处理装置，使用来自所述测量器的信号，计算施加到所述光纤的区间的振动。
5.信号处理方法，
获取通过向光纤重复地入射光频率不同的多个光脉冲、执行DAS-P(DistributedAcoustic Sensing-phase)而得到的信号；
使用获取的信号，计算施加到所述光纤的区间的振动引起的相位变化；
从计算出的所述相位变化中，去除在所述多个光脉冲中相同的光频率重复的周期的成分；
使用去除了所述周期的成分的相位变化，计算施加到所述光纤的区间的振动。
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