CN117118288A - 一种船舶永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了种永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法，包括：采用跟踪微分器为电机转速给定信号安排过渡过程,得到转速的过渡给定信号和微分信号；根据电机二阶运动方程，将转速环和电流环合并视为二阶被控对象，设计改进三阶扩张状态观测器结构，使用比例积分环节取代原有的单积分环节观测***状态变量，重构扰动观测环节。采用改进二阶自抗扰控制器直接输出参考电压进行电机转速调节，取消q轴电流反馈环节，降低电机控制***对电流传感器的依赖性；在同样采用“带宽法”进行参数配置下，改进观测器能够在保证稳定性的同时显著提升扩张状态观测器的收敛速度，采用该方式能快速补偿外部扰动和内部不确定对***造成的影响，并且有效提升观测器对中高频段扰动的观测能力，从而增强***对于周期性扰动的抑制能力，降低因反馈通道的电流测量误差所引起的电机转速、dq轴电流一、二次谐波影响，提高电机动态响应速度和稳态控制精度，本发明具有提高永磁同步电机调速***抗扰性能和控制精度的优点。

Description

一种船舶永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机控制技术领域，尤其涉及一种船舶永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法。

背景技术

永磁同步电机以其效率高、功率密度高等优点,被广泛应用于工业控制中。然而,永磁同步电机控制***是一个典型的非线性、强耦合的***，很难用准确的数学模型描述，此外，在船舶电力推进工况下永磁同步电机易受到各种负载变化、外部海况变化及自身参数变化的扰动影响，因此采用传统的PI控制器实现矢量控制的方法很难实现很好的抗扰性能和鲁棒性。自抗扰控制器是近年来应用于电机控制的一种新型控制方法，凭借独立于精确***模型的优良抗干扰能力而受到广泛关注。与PI相比，该控制策略在动态和稳态性能上更胜一筹，具有更高的鲁棒性。在电机***中，二阶自抗扰控制器能够实现直接转速控制，在存在内外部扰动和不确定性的情况下准确估计和补偿***状态变量，但是这种结构需要观测器快速、准确地处理掉偏离“标准模型”的集总扰动，而在实际***中传统二阶自抗扰控制器带宽受到限制，原有的积分观测环节难以满足观测环节快速收敛的需求，导致在船舶永磁同步电机中采用二阶自抗扰控制转速时，对于负载突变、参数变化、电流测量误差、逆变器死区等扰动的抑制效果较差，难以满足电机高性能控制的需求。

发明内容

根据现有技术存在的问题，本发明重新构建三阶扩张状态观测器的结构，并且给出了新结构的稳定性证明和参数配置方法，提出一种比例积分型观测结构，提高观测过程的收敛速度，增强控制***的抗扰能力。本发明公开了一种船舶永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法，具体包括如下步骤：

采用跟踪微分器为电机转速给定信号安排过渡过程,得到转速的过渡给定信号和微分信号；

在dq轴同步旋转坐标系下，建立包含集总扰动形式的电机二阶状态方程；

根据电机二阶状态方程，将转速环和电流环合并视为二阶被控对象，设计三阶扩张状态观测器，根据编码器测量的转子位置信息估计电机转速和电机参数变化、负载变化、和未建模动态等带来的集总扰动，进而设计二阶自抗扰控制器；

改进三阶扩张状态观测器结构，将积分型扰动观测项改进为比例积分型扰动观测项，构建二阶自抗扰控制器新型结构。将观测器的输出z₁，z₂分别作为过渡给定信号和过渡微分信号的反馈值，再将两个偏差值加权求和，继续与观测器的扩张观测扰动项z₃/b₀前馈求和作为电机q轴电压的参考值，直接控制电机电压进行电机转速调节，取消q轴电流反馈环节，降低电机控制***对电流传感器的依赖性；

通过改进后观测器的扰动估计作用，将偏离所建立“标准二阶被控对象”的部分视为集总扰动，采用前馈补偿的方式快速调节电机运动状态，实现快速、无超调的“积分型”转速控制效果，同时显著提升电机***的抗扰性能。

进一步地，所述跟踪微分器的数学模型表示为：

其中ω_ref是参考输入转速，r₁是参考转速的跟踪信号，r₂是跟踪信号的微分，x为速度因子，l是控制步长，fhan(x₁,x₂,x,l)是最优跟踪函数，表示为：

对于fhan函数，x和l的选取影响了跟踪微分器的性能，微分信号有助于提高电机转速调节的快速性。

进一步地，根据电机运动方程设计三阶扩张状态观测器，进而设计二阶自抗扰控制器。假设在保证性能的前提下忽略磁芯饱和、涡流和磁滞损耗，假设三相绕组对称，同步旋转dq坐标下PMSM运动方程和电压方程数学模型表示如下:

其中，T_e和T_L分别为电磁转矩和负载转矩；J为转动惯量；ω_m为机械角速度；B为摩擦系数；K_t为扭矩系数；i_d和i_q分别是d轴和q轴电流；u_d和u_q分别是d轴和q轴电压；L_s和R_s分别是定子电感和电阻；n_p是PMSM的极对数；λ_r是永磁体磁通量。从式(3)可知，PMSM中的i_d、i_q和ω_m之间存在很强的耦合关系。

进一步地，PMSM中机械角速度的二阶方程可以从式(3)得到：

令：

那么，(4)式可以改写如下：

其中f(ω_m,i_q,T_L)表示PMSM的总扰动。通过估计和补偿f(ω_m,i_q,T_L)可以有效地抑制各种扰动和非理想因素对***带来的影响，将原本复杂的永磁同步电机***控制问题转变为一个标准二阶对象的控制问题，采用比例控制方法即可取得良好的控制性能，提高PMSM控制***的鲁棒性。根据式(7)，PMSM的状态方程可表示如下：

ESO是ADRC的核心，用于估计***的状态变量和总扰动f(ω_m,i_q,T_L)。因此，ESO的运行特性对ADRC的控制性能起到关键作用。

进一步地，根据电机的状态方程(8)，传统三阶扩张状态观测器设计如下：

其中控制律u设计如下：

进一步地，改进三阶扩张状态观测器结构，将积分型扰动观测项改进为比例积分型扰动观测项，采用改进二阶自抗扰控制器直接输出参考电压进行电机转速调节，取消q轴电流反馈环节，降低电机控制***对电流传感器的依赖性；改进后的三阶扩张状态观测器状态方程如下：

其中，s是拉普拉斯算子。观测器状态方程可写为：

即：

联立式(8)、(12)、(13)，误差方程可写为：

其中E＝[001]^T。特征方程为：

当特征方程的根位于复平面左侧时，***是稳定的，令s³+β₁s²+β₂s+β₃＝(s+ω_o)³，则ω_o＞0时观测器稳定且具有较好的收敛速度，即证明观测器仍可以采用“带宽法”配置。此外，观测器内部结构的改进加快了观测器z₂、z₃项的收敛速度。

本发明提供了一种船舶永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法以及该方法的稳定性证明，该方法借助改进的三阶扩张状态观测器加快了状态变量的估计速度，提高了电机自抗扰直接转速控制方法的动态性能。使用比例积分环节取代原有的单积分环节观测***状态变量，重构扰动观测环节，在同样采用“带宽法”进行参数配置下，改进观测器能够在保证稳定性的同时显著提升三阶扩张状态观测器的收敛速度，采用该方式能快速补偿外部扰动和内部不确定对***造成的影响，并且有效提升观测器对中高频段扰动的观测能力，从而增强***对于周期性扰动的抑制能力，降低因反馈通道的电流测量误差所引起的电机转速、dq轴电流一、二次谐波影响，提高电机动态响应速度和稳态控制精度，本发明具有提高船舶永磁同步电机调速***抗扰性能和控制精度的优点。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明一种永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法总体框图；

图2为本发明实施例中采用二阶自抗扰控制器的电机***数学模型框图；

图3为本发明实施例中传统二阶自抗扰控制器和改进二阶自抗扰控制器拓扑结构图。

图4为本发明实施例中分别采用PI控制器、传统二阶自抗扰控制器和改进二阶自抗扰控制器的二阶***跟踪性能和抗扰性能的幅频特性对比示意图。

图5为本发明实例中结构改进前后的扰动观测频域特性图；

图6为本发明实例中PI控制和结构改进前后的电机转速动态响应示意图；

图7为本发明实例中PI控制和结构改进前后电机三相电流对比示意图；

图8为本发明实例中***参数变化时(以转动惯量变为五倍为例)PI控制和结构改进前后电机动态响应对比图。

其中：

图3(a)为传统自抗扰控制器、图3(b)为改进自抗扰控制器的拓朴结构图；图4(a)为***跟踪性能的伯德图，其中输入端为转速给定跟踪信号，输出端为***输出(转速输出)；图4(b)为电流环前馈通道抗扰性能的伯德图，其中输入端为电流环前馈通道扰动输入，输出端为***输出(转速输出)；图4(c)为转速环前馈通道抗扰性能的伯德图，其中输入端为转速环前馈通道扰动输入，输出端为***输出(转速输出)；图5为观测器带宽ω_o分别取100、250、400时结构改进前后的扰动观测频域特性，图6、图7、图8均为A、B相偏移误差分别为0.01A、-0.015A，A、B相增益误差系数分别为1.05、0.97，2.5s时加阶跃负载的三种方法控制效果对比图；图8(a)为转速对比图，图8(b)为三相电流对比图。

具体实施方式

为使本发明的技术方案和优点更加清楚，下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚完整的描述：

在一个实施案例中，传统二阶自抗扰控制器仅采用积分环节作为扰动观测项处理模型中所有扰动信息，存在收敛速度慢，抗扰性能不佳的问题，故需重新设计三阶扩张状态观测器，重构二阶自抗扰控制器。

如图1和图2所示的一种永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法，具体步骤包括：

在一个实施案例中，采用跟踪微分器为电机转速给定信号安排过渡过程,得到转速的过渡给定信号和微分信号；根据电机二阶运动方程，将转速环和电流环合并视为二阶被控对象，设计三阶扩张状态观测器，进而设计二阶自抗扰控制器；改进三阶扩张状态观测器结构，将积分型扰动观测项改进为比例积分型扰动观测项，构建二阶自抗扰控制器新型结构，见图3。将观测器的输出z₁，z₂分别作为过渡给定信号和过渡微分信号的反馈值作差，再将两个偏差值加权求和，继续与观测器的扩张观测扰动项z₃/b₀前馈求和作为电机q轴电压的参考值，直接控制电机电压进行电机转速调节，取消q轴电流反馈环节，降低电机控制***对电流传感器的依赖性；经过观测器扰动估计作用，将偏离所建立标准二阶被控对象的部分视为集总扰动，通过前馈补偿快速调节电机运动状态，采用比例微分调节器控制补偿后的“标准二阶对象”，实现快速、无超调的“积分型”转速控制效果，同时显著提升电机***的抗扰性能，见图6。设计流程具体如下：

所述跟踪微分器的数学模型表示为：

其中ω_ref是参考输入转速，r₁是参考转速的跟踪信号，r₂是跟踪信号的微分，x为速度因子，l是控制步长，fhan(x₁,x₂,x,l)是最速跟踪函数，表示为：

对于fhan函数，x和l的选取影响了跟踪微分器的性能，微分信号有助于提高电机转速调节的快速性。

根据电机运动方程设计三阶扩张状态观测器，进而设计二阶自抗扰控制器。假设在保证性能的前提下忽略磁芯饱和、涡流和磁滞损耗，假设三相绕组对称，同步旋转dq坐标下PMSM运动方程和电压方程数学模型表示如下:

其中，T_e和T_L分别为电磁转矩和负载转矩；J为转动惯量；ω_m为机械角速度；B为摩擦系数；K_t为扭矩系数；i_d和i_q分别是d轴和q轴电流；u_d和u_q分别是d轴和q轴电压；L_s和R_s分别是定子电感和电阻；n_p是PMSM的极对数；λ_r是永磁体磁通量。从式(3)可知，PMSM中的i_d、i_q和ω_m之间存在很强的耦合关系。

PMSM中机械角速度的二阶方程可以从式(3)得到：

令：

那么，(4)式可以改写如下：

其中f(ω_m,i_q,T_L)表示PMSM的总扰动。通过估计和补偿f(ω_m,i_q,T_L)可以有效地抑制各种扰动和非理想因素对***带来的影响，将原本复杂的永磁同步电机***控制问题转变为一个标准二阶对象的控制问题，采用比例控制方法即可取得良好的控制性能，提高PMSM控制***的鲁棒性。根据式(7)，PMSM的状态方程可表示如下：

ESO是ADRC的核心，用于估计***的状态变量和总扰动f(ω_m,i_q,T_L)。因此，ESO的运行特性对ADRC的控制性能起到关键作用。

根据电机的状态方程(8)，传统三阶扩张状态观测器设计如下：

其中控制律u设计如下：

改进三阶扩张状态观测器结构，将积分型扰动观测项改进为比例积分型扰动观测项，采用改进二阶自抗扰控制器直接输出参考电压进行电机转速调节，取消q轴电流反馈环节，降低电机控制***对电流传感器的依赖性；改进后的三阶扩张状态观测器状态方程如下：

其中，s是拉普拉斯算子。观测器状态方程可写为：

即：

联立式(8)、(12)、(13)，误差方程可写为：

其中E＝[001]^T。特征方程为：

当特征方程的根位于复平面左侧时，***是稳定的，令s³+β₁s²+β₂s+β₃＝(s+ω_o)³，则ω_o＞0时观测器稳定且具有较好的收敛速度，即证明观测器仍可以采用“带宽法”配置。但是观测器内部结构的改进加快了观测器z₂、z₃项的收敛速度。

在一个实施案例中，将电机转速与电压间的状态方程视为标准二阶被控对象，不符合标准模型的部分视为集总扰动，由三阶扩张状态观测器进行估计和补偿，原有的控制问题变为扰动的估计问题。

在一个实施案例中，观测器的观测和前馈补偿是一个动态过程，需要调节观测器带宽参数来获取最优的动态性能，当电机工况发生变化时，观测器经过若干周期的调节收敛于观测值，观测转速z₁作为***反馈转速，观测扰动z₃作为前馈补偿项输入到***控制环节，形成***闭环。

与现有技术相比，本发明的有益效果是借助改进的三阶扩张状态观测器加快了对阶跃直流扰动的观测和补偿速度，同时提高了***对于周期性扰动的抑制能力，改善存在电流测量误差等非理想因素时电机转速的稳态控制精度。图4给出了结构改进前后***的跟踪性能和抗扰性能的伯德图，表明改进后结构对于电机***存在的周期性扰动有更强的抑制能力。图5表明改进结构能够扩展扰动观测环节带宽，扰动估计结果更加准确，相位滞后更小，估计误差收敛速度快，在电机电感和转动惯量滤波的共同作用下能实现很好的周期性扰动抑制效果。图6给出了存在电流测量误差时给定转速300rpm空载启动，2.5s时突加阶跃负载时电机转速的动态响应，结果显示同样参数配置下改进后的自抗扰控制器对于直流扰动的估计与补偿能力显著提升，电机抗扰能力和鲁棒性提升；同时，存在电流测量误差时电机转速的稳态波形表明，相比于PI控制，二阶自抗扰控制器对于电流传感器依赖性降低，受到电流测量误差影响明显减小，改进后的自抗扰控制器进一步提升了对周期性扰动的抑制能力。图7(a)、(b)、(c)为分别PI、传统自抗扰控制器、改进自抗扰控制器时的电机三相电流波形，相较于PI控制，二阶自抗扰控制能够明显改善相电流不平衡现象。图8为5倍转动惯量下的电机转速波形，其中PI控制的相电流不平衡现象由于惯性滤波加深而改善，改进自抗扰控制器仍能实现很好的控制效果，具有较好的参数鲁棒性。

因此，本发明具有提高永磁同步电机二阶自抗扰直接转速控制方法抗扰性能和鲁棒性的优点。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同改进或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种船舶永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法，其特征在于包括：

采用跟踪微分器为电机转速给定信号设置过渡过程，获得转速的过渡给定信号和微分信号；

在dq轴同步旋转坐标系下，建立包含集总扰动形式的电机二阶状态方程；

根据电机二阶状态方程，将转速环和电流环合并视为二阶被控对象，设计三阶扩张状态观测器，根据编码器测量的转子位置信息估计电机转速和电机参数变化、负载变化以及未建模动态带来的集总扰动，进而设计二阶自抗扰控制器；

改进三阶扩张状态观测器结构，将积分型扰动观测项改进为比例积分型扰动观测项，构建二阶自抗扰控制器新型结构，采用改进二阶自抗扰控制器直接输出参考电压进行电机转速调节，取消q轴电流反馈环节；

通过对改进后的观测器进行扰动估计和补偿作用，将被控对象补偿为积分串联的形式，采用比例微分控制器对可调节电机的运动状态及转速进行调节控制、同时提升电机***的抗扰性能。

2.根据权利要求1所述的一种船舶永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法，其特征在于：所述跟踪微分器的数学模型表示为：

其中ω_ref是参考输入转速，r₁是参考转速的跟踪信号，r₂是跟踪信号的微分，x为速度因子，l是控制步长，fhan(x₁,x₂,x,l)是最优跟踪函数，表示为：

对于fhan函数，x和l的选取影响跟踪微分器的性能，微分信号有助于提高电机转速调节的快速性。

3.根据权利要求2所述的一种船舶永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法，其特征在于：根据电机运动方程设计三阶扩张状态观测器，进而设计二阶自抗扰控制器；

假设在保证性能的前提下忽略磁芯饱和、涡流和磁滞损耗，假设三相绕组对称，同步旋转dq坐标下PMSM运动方程和电压方程数学模型表示如下:

其中，T_e和T_L分别为电磁转矩和负载转矩，J为转动惯量，ω_m为机械角速度，B为摩擦系数，K_t为扭矩系数，i_d和i_q分别是d轴和q轴电流，u_d和u_q分别是d轴和q轴电压，L_s和R_s分别是定子电感和电阻，n_p是PMSM的极对数，λ_r是永磁体磁通量，PMSM中的i_d、i_q和ω_m之间存在耦合关系；

PMSM中机械角速度的二阶方程从式(3)得到：

令：

那么，(4)式改写如下：

其中f(ω_m,i_q,T_L)表示PMSM的集总扰动，通过估计和补偿f(ω_m,i_q,T_L)抑制各种扰动和非理想因素对***带来的影响。

4.根据权利要求3所述的一种船舶永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法，其特征在于：根据式(7)，PMSM的状态方程表示如下：

扩张状态观测器ESO是自抗扰控制器ADRC的核心，用于估计***的状态变量和总扰动f(ω_m,i_q,T_L)；

根据电机的状态方程，传统三阶扩张状态观测器设计如下：

其中控制律u设计如下：

5.根据权利要求4所述的一种船舶永磁同步电机改进二阶自抗扰直接转速控制方法，其特征在于：改进后的三阶扩张状态观测器状态方程如下：

其中，s是拉普拉斯算子，观测器状态方程如下：

即：

联立式(8)、(12)、(13)，误差方程表示为：

其中E＝[001]^T，特征方程为：

当特征方程的根位于复平面左侧时，***是稳定的，令s³+β₁s²+β₂s+β₃＝(s+ω_o)³，则β₁＝3ω_o，ω_o>0时观测器稳定且具有较快的收敛速度，即证明观测器仍采用带宽法配置。