CN117118257A - 一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及电力电子技术及可再生能源并网发电技术领域，具体涉及一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，包括：主电路和控制电路；包括n个直流变换器单元和工频换相电路，n个直流变换器单元包括n个光伏组件、n个解耦电容、n个高频变压器、5n个功率开关管、n个谐振电容和2n个滤波电容；将升压电感与反激原边电感进行耦合，提高了变换器的增益，降低了变压器的匝比和漏感量；升压输出与反激输出串联堆叠，提供了无损吸收电路，降低了电压应力，回收了漏感能量；半工频周期内交替工作于临界升压‑反激模式和断续反激模式，使逆变器还具有零电压开关、零电流开关、降压以及低开关频率特性，以期提高变换效率和实现宽负载范围高效率。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术及可再生能源并网发电技术领域，具体涉及一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器。
背景技术
微型逆变式发电***，能够在组件级实现最大功率点跟踪，大幅度提高整体效率及光伏***发电量同时可以避免传统逆变器具有的“木桶效应”等问题；组件状态可实时侦测，方便组件和***的维护。因此被广泛应用于分布式光伏并网发电领域。
现有的反激微型逆变器，拓扑结构和控制策略简单，但因变压器匝比大、漏感量高，导致逆变器效率难以进一步提升。采用交错并联反激逆变拓扑结构，降低了电流纹波，提高了功率密度，同时，在不降低变压器匝比的前提下，减小了漏感量，因而降低了开关管的电压应力，一定程度上改善了效率，但却存在元器件过多、控制复杂等明显缺点。
采用倍压整流技术，在满足高增益特性的前提下，降低了反激变压器匝比，同时也减小了漏感量，然而还存在逆变器的效率仍然需要提高的问题。
发明内容
为解决现有技术中存在倍压整流技术并非消除而只是降低了漏感量，逆变器的效率仍然需要提高的问题，本发明提供了一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器。
本发明的目的可以通过以下技术方案实现：
一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，包括主电路和控制电路，所述主电路与控制电路连接，包括n个直流变换器单元和工频换相电路；所述n个直流变换器单元包括n个光伏组件、n个解耦电容、n个高频变压器、5n个功率开关管、n个谐振电容和2n个滤波电容，所述n为大于等于1的正整数。
第i解耦电容的第一端连接第i光伏组件的第一端和第i变压器原边绕组的第一输入端，第i解耦电容的第二端与第i光伏组件的第二端、第i1开关管的源极、第i4开关管的源极、第i谐振电容的第二端和第i2滤波电容的第二端连接，构成第i直流变换器单元的第i2输出端，第i变压器原边绕组的第二输入端与第i1开关管的漏极、第i5开关管的漏极和第i3开关管的漏极连接，第i谐振电容的第一端与第i5开关管的源极连接，第i变压器副边绕组第一输出端和第i变压器原边绕组第二输入端构成同名端，第i变压器副边绕组第一输出端与第i2开关管的漏极连接，第i1滤波电容的第一端与第i2开关管的源极连接，构成第i直流变换器单元的第i1输出端，第i3开关管的源极与第i4开关管的漏极、第i1滤波电容的第二端、第i2滤波电容的第一端和第i变压器副边绕组的第二输出端连接，所述i为1到n的正整数。
所述工频换相电路包括4个功率开关管、1个滤波电容和1个滤波电感；第六开关管(S1)的漏极和第七开关管(S2)的漏极连接，构成工频换相电路的第一输入端，第六开关管(S1)的源极与第九开关管(S4)的漏极、第三滤波电容(Cf)的第一端和第一滤波电感(Lf)的输入端连接，第一滤波电感(Lf)的输出端与电网的第一端连接，第七开关管(S2)的源极与第八开关管(S3)的漏极、第三滤波电容(Cf)的第二端和电网的第二端连接，构成工频换相电路的第二输入端。
优选的，当所述n个直流变换器单元进行并联时，第11输出端与第21输出端、以此类推第n1输出端连接，再与所述工频换相电路的第一输入端连接；第12输出端与第22输出端、第32输出端、以此类推第n2输出端连接，再与所述工频换相电路的第二输入端连接，所述n为大于等于1的正整数。
优选的，当所述n个直流变换器单元进行串联时，第11输出端与所述工频换相电路的第一输入端连接，第12输出端与第21输出端连接、第22输出端与第31输出端连接、第32输出端与第41输出端连接、以此类推第(n-1)2与第n1输出端连接，第n2输出端与所述工频换相电路的第二输入端连接，所述n为大于等于1的正整数。
优选的，当n等于1时，所述主电路包括一个光伏组件(pv)、一个解耦电容(Ci)、一个高频变压器(T)、九个功率开关管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、S1、S2、S3和S4)、一个谐振电容(Cs)、三个滤波电容(C1、C2和Cf)和一个滤波电感(Lf)。
优选的，所述控制电路包括采样电路、工频换相驱动电路、驱动电路和数字控制器，所述数字控制器分别与采样电路、驱动电路和工频换相驱动电路连接。
优选的，所述采样电路需分别增加(n-1)个光伏组件(pv)电压采样电路和(n-1)个光伏组件(pv)电流采样电路，所述驱动电路需增加5(n-1)个相应功率开关管的驱动电路，所述数字控制器需增加产生5(n-1)个相应功率开关管的驱动信号，所述n为大于等于1的正整数。
优选的，所述耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，半工频周期内交替工作于临升反和断反模式；所述临升反和断反模式通过两种模式下峰值电流的比较实现平滑过渡；所述两种模式下的峰值电流，由最大功率点追踪算法基于光伏组件的电压、电流采样值获得的电流I、光伏组件电压采样值vi、电网电压的采样绝对值v0和电网电压通过锁相回路产生的相角θ，通过各自的峰值电流算法获得。
优选的，所述耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，采用OTC前馈控制器结合自适应迭代学习控制器的复合控制策略；所述OTC前馈控制器，由模式判别模块生成的最大峰值电流ip.max与光伏组件电压采样值vi，通过导通时间算法获得。
优选的，对所述电网电压的采样值通过锁相回路处理，分别产生第六开关管(S1)、第七开关管(S2)、第八开关管(S3)的和第九开关管(S4)的工频驱动信号；同步整流控制器通过采样漏源极电压信号，获取开关管体二极管导通和副边电流过零的信息，分别产生第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的高频驱动信号。
优选的，基于产生的所述高频驱动信号，半工频周期内的工作状态为：当逆变器工作于临升反模式时，第五开关管(Q5)长通，第四开关管(Q4)长断，第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)都工作在高频状态；当逆变器工作于断反模式时，第五开关管(Q5)和第三开关管(Q3)都长断，第四开关管(Q4)长通，第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)都工作在高频状态。
本发明的有益效果为：将升压电感与反激原边电感进行耦合，提高了变换器的增益，降低了变压器的匝比和漏感量，提高了变换器的效率；两变换器输出堆叠，固有地提供了无损吸收电路，降低了电压应力，回收了漏感能量；升压输出与反激输出串联堆叠，固有地提供了无损吸收电路，降低了电压应力，回收了漏感能量；半工频周期内交替工作于临界升压-反激(临升反)模式和断续反激(断反)模式，使逆变器还具有零电压开关、零电流开关、降压以及低开关频率等特性，以期实现高的变换效率和宽负载范围的高效率。
附图说明
为了便于本领域技术人员理解，下面结合附图对本发明作进一步的说明。
图1-图2为本发明提供的耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器的主电路图和数字控制器结构图；
图3为耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器的复合控制器框图；
图4为耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器的半工频周期内的主要工作波形图；
图5为耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器的临升反模式高频工作波形图；
图6-图10为耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器在工作于临升反模式时一个开关周期内的五个模态图；
图11为一托n并联式耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器的拓扑图；
图12为一托n串联式耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器的拓扑图。
具体实施方式
为更进一步阐述本发明为实现预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明的具体实施方式、结构、特征及其功效，详细说明如下。
参见图1、图2，本发明基于虚拟直流母线结构，将升压电感与反激原边电感进行耦合，升压输出与反激输出串联堆叠，并增加工作模式过渡网络，采用OTC前馈控制器加自适应迭代学习控制器的复合控制策略以及同步整流控制策略，提供了一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，包括主电路和控制电路，其中，主电路包括一个光伏组件、一个解耦电容、一个高频变压器，九个功率开关管，一个谐振电容、三个滤波电容和一个滤波电感。解耦电容Ci的第一端连接光伏组件pv的第一端和变压器T原边绕组的第一输入端，输出端与光伏组件pv的第二端、第一开关管Q1的源极、第四开关管Q4的源极、第八开关管S3的源极、第九开关管S4的源极、谐振电容Cs的第二端、第二滤波电容C2的第二端连接，变压器T原边绕组的第二输入端与第五开关管Q5的漏极、第一开关管Q1的漏极和第三开关管Q3的漏极连接，谐振电容Cs第一端与第五开关管Q5的源极连接，变压器T副边绕组第一输出端，和变压器T原边绕组第二输入端构成同名端，与第二开关管Q2的漏极连接，第一滤波电容C1的第一端与第二开关管Q2的源极、第六开关管S1的漏极和第七开关管S2的漏极连接，第三开关管Q3的源极与第四开关管Q4的漏极、第一滤波电容C1的第二端、第二滤波电容C2的第一端和变压器T副边绕组的第二输出端连接，第六开关管S1的源极与第九开关管S4的漏极、第三滤波电容Cf的第一端和滤波电感Lf的输入端连接，滤波电感Lf的输出端与电网的第一端连接，第七开关管S2的源极与第八开关管S3的漏极、第三滤波电容Cf的第二端和电网的第二端连接。采用耦合电感技术，提高了变换器的增益，降低了变压器的匝比和漏感量，提升了变换器的效率。
所述耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其控制电路包括采样电路、工频换相驱动电路、驱动电路和数字控制器：采样电路包括电网电压采样电路、电网电流采样电路、光伏组件电压采样电路和光伏组件电流采样电路；工频换相驱动电路包括第六开关管S1的驱动电路、第七开关管S2的驱动电路、第八开关管S3的驱动电路和第九开关管S4的驱动电路；驱动电路包括第一开关管Q1的驱动电路、第二开关管Q2的驱动电路、第三开关管Q3的驱动电路、第四开关管Q4的驱动电路和第五开关管Q5的驱动电路；数字控制器包括电网电压与电流采样模块、光伏组件电压与电流采样模块、自适应迭代学习控制器模块、OTC前馈控制器模块、模式判别(临升反/断反)模块、双模式峰值电流计算模块、临界/断续模式控制器模块、最大功率点追踪算法模块、同步整流控制器模块、工频换相PWM模块、绝对值模块和锁相回路模块。
为了更好地理解本发明的技术方案，下面将结合图1-图12，对所述耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器的工作原理进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
参见图2，所述耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，半工频周期内交替工作于临升反和断反模式，通过比较两种模式下的峰值电流，实现了临升反和断反模式的平滑过渡，其中，临升反模式的峰值电流表达式为
断反模式的峰值电流表达式为
当i临升反＞i断反时，产生第五开关管Q5的长通驱动信号，第四开关管Q4的长断驱动信号以及解除第三开关管Q3的长断驱动信号，逆变器工作于临升反模式，反之，产生第五开关管Q5的长断驱动信号，第四开关管Q4的长通驱动信号以及第三开关管Q3的长断驱动信号，则工作于断反模式。对电网电压的采样值通过锁相回路处理，分别产生第六开关管S1、第七开关管S2、第八开关管S3的和第九开关管S4的工频驱动信号。同步整流控制器通过采样漏源极电压信号，获取开关管体二极管导通和副边电流过零的信息，分别产生第二开关管Q2和第三开关管Q3的高频驱动信号。通过两模式的峰值电流比较，平滑地实现了临升反和断反模式的过渡，确保了高的并网电流质量。参见图3，所述耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，采用OTC前馈控制器加自适应迭代学习控制器的复合控制策略：OTC前馈控制器对导通时间预调节，增强了***的抗干扰能力，缓解了自适应迭代学习控制器的控制压力；自适应迭代学习控制器，根据负载处于稳态或者动态，适时工作于迭代学习控制或者比例谐振控制，实时修正导通时间，提高了***的控制精度，确保了***的动态特性。所述自适应迭代学习控制器从输出进行电网电流采样y(s)，并与补偿后的参考电流i*ref(s)进行比较，获得的误差值e(s)送入自适应迭代学习控制器，产生的输出值与OTC前馈控制器的输出值uf(s)相加，得到的x(s)送入控制对象，也即通过临界/断续模式控制器产生第一开关管Q1的驱动信号。需要说明的是，参考电流iref(s)的表达式为
iref(s)＝I·sinθ
鉴于滤波电容Cf会使并网电流的相位滞后于电网电压的相位，引入补偿电流为
ic(s)＝Vo·ωCf·cosθ
得到补偿后的参考电流i*ref(s)为
i* ref(s)＝I·sinθ+Vo·ωCf·cosθ
OTC前馈控制器的表达式为
自适应迭代学习控制器由迭代学习控制器与比例谐振控制器组成，迭代学习控制器的离散表达式为
ui+1(k)＝ui(k)+klei(k+λn)
其中，kl是学习控制器的增益，λn表示相位超前阶，实际应用中，还会引入低通滤波器和遗忘因子，以提高控制器的抗干扰性和稳定性；比例谐振控制器的传递函数表达式为
其中，Kp为比例系数，Kr为基波谐振系数，ω0为基波角频率，ωi为考虑-3dB要求的带宽，即在ω0+ωi处谐振项的增益为0.707Kr。采用OTC前馈控制器加自适应学习控制器，增强了***的抗干扰能力和动态响应能力，同时确保了***的稳定性。
参见图4，基于前述产生的驱动信号，所述耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器半工频周期内的工作状态描述如下：
当逆变器工作于临升反模式时，第五开关管Q5长通，第四开关管Q4长断，第一开关管Q1、第二开关管Q2和第三开关管Q3都工作在高频状态；当逆变器工作于断反模式时，第五开关管Q5和第三开关管Q3都长断，第四开关管Q4长通，第一开关管Q1和第二开关管Q2都工作在高频状态。视交流电网半工频周期的正或者负，第六开关管S1和第九开关管S4长通或者长断，第七开关管S2和第八开关管S3长断或者长通。随着功率的改变，工作于两种模式的区间不固定，满载时，逆变器大部分时间段工作于临升反模式，仅小部分时间段工作于断反模式，随着功率的降低，工作于临升反模式的时间段逐渐减小，而工作于断反模式的时间段逐渐增大，直到降为某一临界功率时，临升反模式消失，逆变器在半个工频周期内都工作在断反模式，值得说明的是，临升反和断反两种模式之间的过渡是平滑实现的，能够确保高的并网电流质量。
参见图5，当所述耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器工作于临升反模式时，一个完整的开关周期包含五个工作模态：
为了表述简洁及符合本领域的惯常表述，以下描述中涉及的元器件的数字或字母标记与前述标记代表相同的含义，在不影响本领域技术人员理解的情况下，个别地方仅用标记而不给出部件全称；此外，参见图6-图10，为方便描述工作原理，将图1中的工频换相电路和电网等效为一个直流正弦全波(馒头波)源。
t0～t1：t0时刻，主开关管Q1处于通态，输入电源开始向励磁电感Lm和漏感Ls充电，原边电流i1以斜率vi/(Lm+Ls)从零开始线性上升，直到t1时刻Q1关断，对应的模态图如图6所示。
t1～t2：t1时刻，主开关管Q1关断，励磁电感Lm、漏感Ls和谐振电容Cs三者发生谐振，一次电流i1几乎保持不变，主开关管Q1漏源极电压缓缓线性上升，对应的模态图如图7所示，谐振频率为
Cs减缓了开关管Q1漏源极电压的上升斜率为
由上式可以看出，谐振电容Cs的引入降低了Q1漏源极电压vds的上升斜率，使Q1具有“零电压关断”特性，有效降低了关断损耗。
t2～t3：t2时刻，开关管Q3和Q2导通，储存在励磁电感Lm和漏感Ls的能量向输出端释放。若忽略漏感Ls，经过开关管Q3和Q2的电流同时以相同的斜率vc1/(N2Lm)从i临升反/(N+1)线性下降，直到t3时刻，经过开关管Q3和Q2的电流降为0，Q3和Q2关断；如图5中的高频振荡波形所示，事实上在该时间区间的开始阶段，漏感Ls与谐振电容Cs和输出电容C2会发生高频谐振，漏感能量随之回收利用到输出端，如图8所示,同时vds的尖峰电压也得到了有效抑制。
t3～t4：t3时刻，与模态2类似，如图9所示,谐振电容Cs与励磁电感Lm和漏感Ls发生谐振，主开关管Q1漏源极电压vds逐渐衰减，若v0与vi满足
v0>(N+2)vi
vds可在t4时刻衰减为0，该时间区间，t34可表示为
为确保零电压软开关的实现，延迟时间应大于t34。
t4～t5：t4时刻之后，如图10所示,一次电流i1反向流过主开关管Q1的体二极管，vds被箝位为0，此时加入驱动信号，就可实现Q1的零电压开通，t5时刻，逆变器进入下一个开关周期。
图11所示的一托n并联式耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，图12所示的一托n串联式耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其采取的控制策略及基本工作原理与图1-图2～图6-图10所示的实施例类似过程。
采用耦合电感技术，提高了变换器的增益，降低了变压器的匝比和漏感量，提升了变换器的效率；两变换器输出堆叠，固有地提供了无损吸收电路，降低了电压应力，回收了漏感能量；采用临升反模式，提供了零电压软开关、零电流软开关，降低了逆变器的开关损耗；增加断反模式，使变换器具备降压功能，实现了微型逆变器的虚拟直流母线结构，此外，当(瞬时)功率较低时，开关频率被固定为某一低的恒定的频率，消除了临升反模式带来的极高开关频率，优化了宽负载范围的高效率。通过两模式的峰值电流比较，平滑地实现了临升反和断反模式的过渡，确保了高的并网电流质量。临界/断续模式控制器基于导通时间控制实现，取消了峰值电流控制所固有的高频电流互感器，降低了控制信号的信噪比，节约了成本。采用OTC前馈控制器加自适应学习控制器，增强了***的抗干扰能力和动态响应能力，同时确保了***的稳定性。采用了同步整流技术，实现了能量的双向流动，适应未来智能电网的发展要求。采用的一托n并联式或者串联式拓扑结构，突破了传统虚拟直流母线的技术瓶颈，实现了逆变器功率的自由拓展，进一步提高了逆变器的效率，降低了单位功率的造价成本。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然而并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容做出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简介修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。
Claims (10)
1.一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其特征在于，包括主电路和控制电路，所述主电路与控制电路连接，包括n个直流变换器单元和工频换相电路；所述n个直流变换器单元包括n个光伏组件、n个解耦电容、n个高频变压器、5n个功率开关管、n个谐振电容和2n个滤波电容，所述n为大于等于1的正整数；第i解耦电容的第一端连接第i光伏组件的第一端和第i变压器原边绕组的第一输入端，第i解耦电容的第二端与第i光伏组件的第二端、第i1开关管的源极、第i4开关管的源极、第i谐振电容的第二端和第i2滤波电容的第二端连接，构成第i直流变换器单元的第i2输出端，第i变压器原边绕组的第二输入端与第i1开关管的漏极、第i5开关管的漏极和第i3开关管的漏极连接，第i谐振电容的第一端与第i5开关管的源极连接，第i变压器副边绕组第一输出端和第i变压器原边绕组第二输入端构成同名端，第i变压器副边绕组第一输出端与第i2开关管的漏极连接，第i1滤波电容的第一端与第i2开关管的源极连接，构成第i直流变换器单元的第i1输出端，第i3开关管的源极与第i4开关管的漏极、第i1滤波电容的第二端、第i2滤波电容的第一端和第i变压器副边绕组的第二输出端连接，所述i为1到n的正整数；
所述工频换相电路包括4个功率开关管、1个滤波电容和1个滤波电感；第六开关管(S1)的漏极和第七开关管(S2)的漏极连接，构成工频换相电路的第一输入端，第六开关管(S1)的源极与第九开关管(S4)的漏极、第三滤波电容(Cf)的第一端和第一滤波电感(Lf)的输入端连接，第一滤波电感(Lf)的输出端与电网的第一端连接，第七开关管(S2)的源极与第八开关管(S3)的漏极、第三滤波电容(Cf)的第二端和电网的第二端连接，构成工频换相电路的第二输入端。
2.根据权利要求1所述的一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其特征在于，当所述n个直流变换器单元进行并联时，第11输出端与第21输出端、以此类推第n1输出端连接，再与所述工频换相电路的第一输入端连接；第12输出端与第22输出端、第32输出端、以此类推第n2输出端连接，再与所述工频换相电路的第二输入端连接。
3.根据权利要求1所述的一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其特征在于，当所述n个直流变换器单元进行串联时，第11输出端与所述工频换相电路的第一输入端连接，第12输出端与第21输出端连接、第22输出端与第31输出端连接、第32输出端与第41输出端连接、以此类推第(n-1)2与第n1输出端连接，第n2输出端与所述工频换相电路的第二输入端连接。
4.根据权利要求1所述的一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其特征在于，当n等于1时，所述主电路包括一个光伏组件(pv)、一个解耦电容(Ci)、一个高频变压器(T)、九个功率开关管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、S1、S2、S3和S4)、一个谐振电容(Cs)、三个滤波电容(C1、C2和Cf)和一个滤波电感(Lf)。
5.根据权利要求1所述的一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其特征在于，所述控制电路包括采样电路、工频换相驱动电路、驱动电路和数字控制器，所述数字控制器分别与采样电路、驱动电路和工频换相驱动电路连接。
6.根据权利要求5所述的一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其特征在于，所述采样电路需分别增加(n-1)个光伏组件(pv)电压采样电路和(n-1)个光伏组件(pv)电流采样电路，所述驱动电路需增加5(n-1)个相应功率开关管的驱动电路，所述数字控制器需增加产生5(n-1)个相应功率开关管的驱动信号。
7.根据权利要求1所述的一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其特征在于，所述耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，半工频周期内交替工作于临升反和断反模式；所述临升反和断反模式通过两种模式下峰值电流的比较实现平滑过渡；所述两种模式下的峰值电流，由最大功率点追踪算法基于光伏组件的电压、电流采样值获得的电流I、光伏组件电压采样值vi、电网电压的采样绝对值v0和电网电压通过锁相回路产生的相角θ，通过各自的峰值电流算法获得。
8.根据权利要求1所述的一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其特征在于，所述耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，采用OTC前馈控制器结合自适应迭代学习控制器的复合控制策略；所述OTC前馈控制器，由模式判别模块生成的最大峰值电流ip.max与光伏组件电压采样值vi，通过导通时间算法获得。
9.根据权利要求7所述的一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其特征在于，对所述电网电压的采样值通过锁相回路处理，分别产生第六开关管(S1)、第七开关管(S2)、第八开关管(S3)的和第九开关管(S4)的工频驱动信号；同步整流控制器通过采样漏源极电压信号，获取开关管体二极管导通和副边电流过零的信息，分别产生第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的高频驱动信号。
10.根据权利要求9所述的一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器，其特征在于，基于产生的所述高频驱动信号，半工频周期内的工作状态为：当逆变器工作于临升反模式时，第五开关管(Q5)长通，第四开关管(Q4)长断，第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)都工作在高频状态；当逆变器工作于断反模式时，第五开关管(Q5)和第三开关管(Q3)都长断，第四开关管(Q4)长通，第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)都工作在高频状态。
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