CN210469122U - 一种双环全谐振型软开关变换器 - Google Patents

一种双环全谐振型软开关变换器 Download PDF

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Abstract

本实用新型公开了一种双环全谐振型软开关变换器,双环,指主谐振LrLBCr称之LLC多谐振,辅助半桥谐振Lo(C3+C4)的LC单谐振,所述LLC主谐振电路由主谐振LB、Lr、Cr构成,全桥所有四只开关器件都并联电容器,实现全桥四个管的全部谐振。本实用新型变换器在同样的变压器、电感与电容谐振规格下,可以输出更大的功率,功率管实现零电压开通,零电流关断,电容C3、C4、C5、C6与功率管Q1、Q2、Q3、Q4分别并联,充分降低了dv/dt的电压变化率,效率提高且电磁辐射降低。

Description

一种双环全谐振型软开关变换器
技术领域
本实用新型涉及开关电源变换器技术领域,特别是涉及一种双环全谐振型软开关变换器。
背景技术
在功率电子学领域,将一种电能转换为另一种电能,如直流对直流,也可以交流对直流,直流对交流。这里指输入直流电压,转换成另一种直流电压值,提高开关频率来减小变压器的尺寸,而且,实现稳压功能,提高转换效率,设备小,成本低,小型轻便型化,也就是说提高了功率密度。如工频变压器,体积和重量十分大,而且输出电压随输入电压的高低变化而变化,频率越高,体积越小,重量越轻,电力电子技术革命,也是变换器技术的革命。
在开关变换器中,设法使担任调整作用的功率管电流按照正弦波规律变化,开关管在电压为零时的开通与关断,电流在零时的开通与关断,这时的变换器效率达到最高的局限点,此时不能调节输出电压的高低变化,通过改变工作原理与结构,尽可能达到最低损耗的转换,更高效,更高频率的使用,可以让变压器做的更小,也由此提高了变换器的功率密度。
应用软开关技术的变换器较传统硬开关的变换器具有变换效率高,电磁干扰小,而且能够提高功率密度,因而获得了广泛的应用。所占的比例也越来越高,研究与应用新的软开关技术已成为开关变换器领域的重点和主流。
从变换器的发展史与里程碑上,最早的技术,也可以称之为一代技术,如图2的半桥与图3的全桥,为完全的硬开关,即高电压大电流的导通与关断,而且,每一只管还要如图示的RC吸收器,R存在比较大的损耗,转换效率低,开关频率低,设备大,成本高,属于低端低技术含量。第二代应当属于移相电路,或者有限双极性电路,也叫伪相移方式。如图4,移相型,晶体管Q1与晶体管Q2,晶体管 Q3与晶体管Q4都是几乎全脉宽的移动角度,来形成占空比调制。因为始终满脉宽,关断开关管的电感励磁电流会产生另一只管的零电压导通,根本不需要RC吸收器,晶体管Q3、晶体管Q4是超前臂,实现ZVS(零压)导通,晶体管Q1、晶体管Q2滞后臂实现ZVS(零流)关断。晶体管Q3、晶体管Q4的超前臂并一小电容,可以减小大电流关断的损耗,但由于死区时间短,而且是固定,轻载空载的占比非常小,即导通时间十分短,电流十分小,不能对电容C3、电容 C4的充满与放完电的过程,导通失去ZVS(零压),此电容会被管子吸收而产生损耗,使用的频率比硬开关高一些,但也不能更高许多。
为了解决这一不足,采用伪相移即有限双极性电路,如晶体管 Q1、晶体管Q2全脉宽固定导通时间,而晶体管Q3晶体管Q4采用可变脉宽PWM化,大电流下PWM高,死区时间短,但很短时间就能对电容C3、电容C4的充满电与放完电,而在轻载、空载的下,PWM低,晶体管Q3、晶体管Q4的导通时间非常短,但死区时间非常大,由于晶体管Q1、晶体管Q2的固定导通时间不变,始终在回路构成导通状态,而且变压器留一点气隙,让初级电感量减小一些,增大励磁电流,这样,由于有足够的时间对电容C3、电容C4的充放电,采用增大一些电容量,可更多地减小晶体管Q3、晶体管Q4的关断损耗。
由于输出通过整流二极管之后串联L0的电感器,L0电感续流,导致二极管D1、二极管D2的硬转换过程,存在反向恢复时间,整流二极管的损耗比较大。故二代不论是移相电路还是有限双极性电路,称之边缘谐振型软开关,但实际上,还是显示硬开关特性。软的成分与效果相当有限。
那么到了第三代LLC多谐振型软开关,如图5所示,由电感LB 电感Lr电容Cr构成。当开关频率工作在谐振频率,即
Figure DEST_PATH_GDA0002405145820000031
这时感抗Lr=容抗Cr,谐振的电抗值是零,正弦波电流状态如图6所示,ir是谐振电流,iLB是由LB电感产生的励磁电流。这个调输出电压大小与负载功率,靠的是改变频率而产生的电感分压数值,如电抗Xz=感抗XL-容抗
Figure 4
频率提高,XL变大,Xc变小, Xz值增大,随着频率的提高,电感LB的值也同样变大,导致时间变短的励磁电流iLB变小,所以LB的值不宜大,宜小一些,一般LB=3Lr 左右合适,随着负载功率的进一步减小,需要更高的频率,那么由于导通时间也同样减小,励磁电流也进一步减小,晶体管Q1晶体管Q2 会失去零电压导通条件而进入容性开通,这一电容能量为Wc=2×1/2CU 2 f,f进一步升高,成比例性的增大Wc,故需要控制频率范围,如进入变频与变脉宽同时产生,直到最高频率如三倍谐振频率下的占空比为零了。或者另一种方式,就是形成间歇振荡,平均频率也受到限制,不会十分高。电感LB的感抗值也是随频率而改变,频率低时,输出功率大,但叠加的iLB电流也同样比较大,造成晶体管Q1晶体管Q2 开关管的损耗与并联电感器的LB损耗还有谐振串联电感Lr的损耗都比较大,当输出电压与功率减小了,由于失去ZVS(零压)开通,容性吸收产生开关管损耗大,这损耗来自功率开关管的结电容与并联电容器的总和。
那么也就是说存在一定的自相矛盾,频率低时,励磁电流叠加形成无转换功率的电流大损耗大,而频率高时,需要由1/2×2Cu2 f的数值增大,但励磁电流却反而在减小,相反,故只有工作在谐振频率点上的效率最高,一旦偏离越大,无论更高频率,还是更低频率,转换效率都大大降低了。输出整流二极管不串联电感滤波,而是由电容直接滤波,属于零流通与断,损耗比较小。这种LLC多谐振变换器为第三代技术,效率与频率均高于二代的移相与有限双极性。
***称之准谐振型软开关变换器,如图7所示电容C1+电容C2 为谐振电容,以电容Cr代替。该电路的原理,最高频率设计在电感 Lr与电容Cr的谐振频率,开关频率总是低于谐振频率或最高到谐振频率点上,设半周导通时间为Ton,采用固定脉宽变频率即PFM的模式,设谐振频率为fT,开关频率为fo,当fo为0.6fT~fT之间,满占空比,而低于0.6fT时,完全进入PFM化,由于二极管D1、二极管D2 的钳位作用,回路电流总是工作在正弦波电流状态,即零电流导通与零电流关断,双零***而称准字,叫准谐振型软开关,一旦工作频率不断降低,在0.6fT以下时,由于PFM化同样占空比出现(称PFM占空比),死区时间的存在,尽管零流导通与关断关系,但失去了零电压导通条件了,故结电容被开关管吸收而产生损耗,这个输出功率的值Pw=2×1/2CU2 f,与f成比例关系,频率降低输出功率减小,故改变频率的范围十分大,如果为了限制频率范围,当导通周期小于谐振周期,进入大电流关断,失去零电流关断。
还有一种变换器方式,如图9,采用两级方式,一级固定频率,设计在电感Lr电容Cr的谐振频率为开关频率。这一级是完全的正弦波电流的零流导通与关断,零电压的导通与关断,效率最高,HV+与 HVo为调幅,其值大小决定了输出电压的高低,增加另一级Buck即降压电路,由电感L0,晶体管Q3,二极管D1构成,但晶体管Q3开关管却工作在高电压大电流的导通与关断,存在比较大的损耗。由于调幅电压HV+与HVo之间的转换效率最高,综合效率还是非常高的。这种方式也得到普通的实际应用,但如何提高动态响应速度,也是有讲究的电路原理与控制方式。
实用新型内容
为了克服现有技术的不足,本实用新型提供一种双环全谐振型软开关变换器,其将二、三四代各有所长的复合利用,产生了一个新的拓扑结构的电路原理与工作方式。
为解决上述技术问题,本实用新型提供如下技术方案:一种双环全谐振型软开关变换器,包括有限双极性的LLC全桥主谐振电路和辅助谐振半桥即LC辅助谐振电路,实现全桥四管的全软开关化,其特征在于,所述LLC全桥主谐振电路和LC辅助谐振电路双谐振产生了双软开关,即零电压开通与零电流关断,实现功率开关管极其微小的几乎没有什么损耗的转换过程,大大提高了转换效率,还能够提高开关频率,实现了高效率小型化变换器;所述LLC全桥主谐振电路由主谐振电感LB、电感Lr、电容Cr构成,有限双极性全桥电路结构控制方式,晶体管Q3、晶体管Q4总是比晶体管Q1、晶体管Q2提前关断,晶体管Q3、晶体管Q4脉宽调制PWM化,由电感LB与电感Lr、电容 Cr串联回路所产生的励磁电流来保证晶体管Q3、晶体管Q4所并联电容电容C6、电容C5充满电与放完电后,从而产生零电压开通,电容 C5、电容C6电容越大,晶体管Q3、晶体管Q4的关断损耗也越小,但不能过大;晶体管Q1、晶体管Q2固定脉宽同样并联电容器电容C3、电容C4,由半桥谐振,电容C1、电容C2串联分压为输入电压的一半,由电感L0在导通半周期时间里,产生励磁电流,晶体管Q1、晶体管 Q2关断之后,电感L0与电容C3+电容C4产生谐振,与晶体管Q1、晶体管Q2所并联的电容电容C3、电容C4因充满电或放完电,而产生零电压开通,电容C3、电容C4电容越大,关断损耗越小,但不能过大;全桥所有四只开关器件都并联电容器,形成关断时间即toff 后,开关管如MOSFET的VDS波形为梯形波,低dv/dt变化率,关断由大电流到零的时间里,VDS处于相当低的电压状态,损耗系数P=I ×V,由此变小,转换过程损耗被转移至电容器吸收,是本拓补技术最大的特征,也通过有限双极性的技术特征,完美的相结合的特点,产生了特别大的效果,从而使开关的转换动态过程的损耗足够小,从而进一步提高开关频率,与通常技术相比,在同样的开关管散热器与变压器一样大小的前提下,能够提供更大的输出功率,如果使用更高的开关频率,更小的变压器尺寸,使设备小型化,从而实现高效率、低成本、小型化。
一种双环全谐振型软开关变换器,包括有限双极性的LLC全桥主谐振电路和LC辅助谐振电路,其特征在于,所述LLC全桥主谐振电路由主谐振电感LB、电感Lr、电容Cr构成,全桥所有四只开关器件都并联电容器,输入电压的正极连接电容C1的一端,电容C1的一端连接晶体管Q1的集电极,电容C1的另一端连接电容C2的一端,电容C2的一端连接电感L0的一端,电感L0的一端连接晶体管Q1 的发射极,晶体管Q1的集电极连接电容C3的一端,电容C3的一端连接晶体管Q4的集电极,晶体管Q4的集电极连接电容C5的一端,晶体管Q1的发射极连接晶体管Q2的集电极,晶体管Q2的集电极连接电容C3的另一端,电容C3的另一端连接电容C4的一端,电容 C4的一端连接电感LB的一端,电感LB和变压器B的输入端并联,电感LB的另一端连接电感Lr的一端,电感Lr的另一端连接电容Cr 的一端,电容Cr的另一端连接晶体管Q4的发射极,晶体管Q4的发射极连接晶体管Q3的集电极,晶体管Q3的集电极连接电容C5的另一端,电容C5的另一端连接电容C6的一端,电容C6的一端连接晶体管Q3发射极,晶体管Q3的发射极连接电容C4的另一端,电容 C4的另一端连接晶体管Q2的发射极,晶体管Q2的发射极连接电容 C2的另一端,电容C2的另一端接地,变压器B输出端的中性线接极性电容E的负极,变压器B的双极性输出端分别接二极管D1和二极管D2的正极,二极管D1和二极管D2的负极与极性电容E的正极连接,极性电容E与负载并联。作为本实用新型的一种优选技术方案,所述软开关变换器不仅有主谐振的电感LB、电感Lr、电容Cr,还有辅助谐振电感L0(电容C3+电容C4),即LLC+LC模式,并且与有限双极性电路技术特征相结合的特点完美的相结合,从而大大提高了变换器的技术与性能。
作为本实用新型的一种优选技术方案,利用变压器的初次级匝数比来决定输出电压的高低,晶体管Q1、晶体管Q2、晶体管Q3、晶体管Q4可以是功率MOSFET,或绝缘栅双极性晶体管IGBT,也可以是双极性晶体管BJT。
作为本实用新型的一种优选技术方案,所述变压器原边所并联的电感器LB通常不单独存在,而是利用变压器留气隙大小来决定其LB 值的大小。
作为本实用新型的一种优选技术方案,所述变压器的漏电感也是串联谐振电感器Lr的一部分,改变变压器绕组结构,增大漏电感,或者由于输出电压低,漏电感比较大,谐振电感Lr可以由变压器的漏电感直接取代,而且变压器磁芯有气隙,即电感LB与电感Lr集中在变压器里面,形成变压器,LB电感与Lr电感三合一化,仍然为LLC 化。
作为本实用新型的一种优选技术方案,在晶体管Q3、晶体管Q4 任何占空比之下,都能满足零电压导通所需要的电感LB的数值,同样,晶体管Q1晶体管Q2是固定脉宽的占空比,只要满足晶体管Q1 晶体管Q2的零电压导通下的电感L0的数值即可。
作为本实用新型的一种优选技术方案,开关工作频率可以为固定频率,也可以为变频的方式,无论高于谐振频率,还是低于谐振频率。
与现有技术相比,本实用新型能达到的有益效果是:本实用新型软开关变换器采用有限双极性拓补结构原理,由于功率开关管器件的并联电容比较大,软化的效果好,转换过程的交流动态损耗非常小,同时,减缓了开关管电压的上升与下降时间曲线,根据这一曲线为梯形波的轨迹,损耗转移吸收而大大减小了,充分降低了开关管的开关损耗。而且EMI减小,电路工作***容易稳定,可靠性也提高了,不仅大大的提高了效率,同时,可以大大的提高使用频率,可以实现设备的小型化,也降低了成本。可以在一样频率一样的变压器大小规格下,输出更大的功率,由于开关器件功率管损耗大大减小,因而减小所需散热器的尺寸,同时,可以进一步提高开关频率,减小变压器尺寸,而实现设备的更加小型化,低成本化,也从而提高转换器的功率密度。
附图说明
图1是本实用新型双谐振型全软开关变换器的原理图;
图2是一代硬开关半桥变换器的结构原理图;
图3是一代硬开关全桥变换器的结构原理图;
图4是二代边缘谐振的移相型与有限双极性电路的结构原理图;
图5是三代LLC多谐振型软开关变换器电路结构原理图;
图6是LLC的Lr的电流波形图;
图7是四代LC准谐振软开关变换器的电路结构原理图;
图8是开关管导通的正弦波电流图;
图9是二级、一级以零电压零电流导通关断的连续正弦波电流图;
图10是双环全谐振型软开关变换器的晶体管Q1与晶体管Q3,晶体管Q3与晶体管Q4的驱动波形所对应的谐振电流波开Ir,LB的励磁电流ILB输出整流二极管的电流波形图;
图11最大实现晶体管Q1与晶体管Q2固定脉宽,晶体管Q3与晶体管Q4最大PWM脉宽,即左右两臂的分别ds极波形图;
图12是PWM减小下的两边ds电压波形图;
图13是PWM继续减小下的两边ds电压波形图;
图14PWM在非常小的条件下的两边ds电压波形图。
图15是晶体管Q1晶体管Q2晶体管Q3晶体管Q4主回路llc谐振回路变换器的PWM占空比大的近正弦波电流波形图;
图16是占空比减小下的驱动与回路的电流波形图;
图17是占空比减小减小下的驱动与回路的电流波形图;
图18是占空比再减小下的驱动与回路的电流波形图;
图19是非常小占空比与最小占空比下的驱动与回路电流波形图;
图20是非常小占空比与最小占空比下的驱动与回路电流波形图;
图21是开关管ds波形与回路正弦波电流波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本实用新型的优选实施例进行说明,应当理解,此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本实用新型,并不用于限定本实用新型。
请参照图1所示,一种双环全谐振型软开关变换器,是LLC多谐振原理与有限双极性技术原理相组合的方式,电感LB电感Lr电容 Cr多谐振,电感Lr与电容Cr是主串联谐振,电感LB与变压器原边的并联谐振,提供最小的励磁电流的电感能量,无论晶体管Q3、晶体管Q4的占空比大小,输出功率的大小,晶体管Q3、晶体管Q4、的占空比小于晶体管Q1、晶体管Q2,提前关断一定时间,晶体管Q1、晶体管Q2继续导通的,对电容C5电容C6的充放电,产生晶体管Q3 晶体管Q4的零电压导通,如果输出功率减小,即晶体管Q3、晶体管Q4、PWM的占空比小了,死区时间更大,电感LB由晶体管Q1、晶体管Q2的继续导通提供对电容C5、电容C6的充放电,在全范围 PWM调制下,晶体管Q3、晶体管Q4始终都是零电压导通的。由电容 C1、电容C2分压的半桥电感Lr(电容C3+电容C4)励磁电流产生储能电感LB的电感能量,通过LC谐振回路,晶体管Q1、晶体管Q2也构成零电压的导通条件。这里指固定开关频率。
参照图1所示,一种双环全谐振型软开关变换器,包括有限双极性的LLC全桥主谐振电路和LC辅助谐振电路,其特征在于,所述LLC 全桥主谐振电路由主谐振电感LB、电感Lr、电容Cr构成,全桥所有四只开关器件都并联电容器,输入电压的正极连接电容C1的一端,电容C1的一端连接晶体管Q1的集电极,电容C1的另一端连接电容 C2的一端,电容C2的一端连接电感L0的一端,电感L0的一端连接晶体管Q1的发射极,晶体管Q1的集电极连接电容C3的一端,电容C3的一端连接晶体管Q4的集电极,晶体管Q4的集电极连接电容 C5的一端,晶体管Q1的发射极连接晶体管Q2的集电极,晶体管 Q2的集电极连接电容C3的另一端,电容C3的另一端连接电容C4 的一端,电容C4的一端连接电感LB的一端,电感LB和变压器B的输入端并联,电感LB的另一端连接电感Lr的一端,电感Lr的另一端连接电容Cr的一端,电容Cr的另一端连接晶体管Q4的发射极,晶体管Q4的发射极连接晶体管Q3的集电极,晶体管Q3的集电极连接电容C5的另一端,电容C5的另一端连接电容C6的一端,电容 C6的一端连接晶体管Q3发射极,晶体管Q3的发射极连接电容C4 的另一端,电容C4的另一端连接晶体管Q2的发射极,晶体管Q2 的发射极连接电容C2的另一端,电容C2的另一端接地,变压器B 输出端的中性线接极性电容E的负极,变压器B的双极性输出端分别接二极管D1和二极管D2的正极,二极管D1和二极管D2的负极与极性电容E的正极连接,极性电容E与负载并联。
本实用新型这样解决上述问题的,由B,C,D构成一个主回路,BC 为变压器原边电压,第一晶体管晶体管Q1导通,第三晶管晶体管Q3 同时也导通,然后晶体管Q3总是比晶体管Q1提前关断,进入变压器空载,B-C的等效电阻为最大,此时,电感LB的电感产生的励磁电流由B、C到D点的导通回路,对电容C5、电容C6充电至D点电平处于Vin+电压,此时晶体管Q4的电压就出在零电压状态,等待晶体管Q4导通。同理,第二晶体管晶体管Q2导通,第四晶体管晶体管 Q4同时也导通,然后晶体管Q4总是比晶体管Q2提前关断,假如变压器空载,B-C之间的电阻最大,此时,电感LB的电感产生的励磁电流,由B、C到D点的导通回路,对电容C5电容C6放电至D点电平处于Vin-电压,此时晶体管Q3的电压就处在零电压状态,等待晶体管Q3导通。电感Lr与电容Cr为串联谐振电路。
本实用新型的辅助谐振电路,由电容C1、电容C2串联,A点电压处于中点,即1/2Vin。第一晶体管晶体管Q1导通之后,电感L0产生了励磁电流,当晶体管Q1关断时,电感L0的电感能量释放,电感 L0与电容C3、电容C4的产生的谐振后,B点由晶体管Q1的导通在 Vin+的电压,下降至Vin-的电压点,第二晶体管晶体管Q2处于零电压位置,等待零电压导通,同理,第二晶体管晶体管Q2导通之后,电感L0产生方向相反的励磁电流,当晶体管Q2关断时,Li的电感能量反向释放,电感L0与电容C3、电容C4C的产生的谐振后,B点由零电压Vin-上升至Vin+的电压点,等待晶体管Q1的零电压导通,由此反复过程。
由于晶体管内部均有反向二极管,如果对于双极管BJT内部无反向二极管的话,需要外面并联反向二极管,对于B点与D点,电压均不会高于Vin+电压,也不会低于Vin-负电压,在Vin+与Vin-电压之间摆动。
按照本实用新型提供的由两部分谐振电路构成。一部分为主谐振,另一部分为辅助谐振,故称之双谐振电路,实现全软开关变压器电路。晶体管Q1、晶体管Q2、晶体管Q3、晶体管Q4全部并联电容器,在同样都能产生零电压导通的前提下,这一电容的存在,可以构成零电压,或低电压的关断过程,由于损耗功率I×V,由V值非常小,而产生的这一损耗系数减小,也就是功率开关管的关断损耗转移至电容,并得到充分的吸收,因这一损耗十分小,从而产生了高效率变换器。如图10所示,驱动电压波形,回路电流ir励磁电流ilB,输出整流管电源波形。
由于辅助谐振仅仅为电感L0与(电容C3+电容C4)的固定常数,故晶体管Q1、晶体管Q2的上升与下降时间A点不是通用技术的VDS垂直波,而是梯形波,倾斜度即TDS总是固定与相等的,但对于主谐振电感LB电感Lr电容Cr回路中,输出功率大小产生的电流同样有大小,占空比同样存在大小,那么关断电流不一定是近零关断,存在开关管关断的电流也不是一样大小的,故D点同样不是垂直波,也是梯形波,但上升与下降的时间不是一样大小的,即对电容C3、电容C4的充放电速度因电流大小的变化导致的倾斜率大小不恒定,空载或轻载由于变压器的初级的电阻十分大,仅靠电感LB的励磁电流小,这时的倾斜率就比较大了。看看实测占空比大小不同情况下,属于占空比变化的这一个桥臂的Tds几乎差不了多少。
输出整流管直接电容滤波,整流二极管同样是零电流下导通与关断,在高频率下,必须采用快恢复或超快恢复二极管。
本实用新型提供的双谐振型全软开关变换器,不但可以充分利用谐振回路传递能量的能力,在同样的变压器,功率管一样参数,一样的散热器条件下,能够向负载提供更大的电流,输出更大的功率,而且,进一步改进的电路中,功率管实现零电压开通,零电流关断,转换损耗大大降低。
这样还可以进一步地提高开关频率,那么变换器的变压器随之更小,继而实现小型化,低成本化。同时,零电压导通,开关管波形梯形化降低了dv/dt的电压变换率,降低电磁辐射。因此本实用新型提供的双谐振型软开关变换器具有电磁干扰小,效率高,成本低等突出特点。
具体的,基本电路,如图1所示,电感LB电感Lr电容Cr为全桥电路的主谐振LLC电路晶体管Q3、晶体管Q4比晶体管Q1、晶体管Q2提前导通,晶体管Q1、晶体管Q2的继续导通,回路继续流通电流,对电容C5、电容C6的充放电,如D点到达Vin+,此时晶体管 Q4零电压导通,如D点到达Vin-,此时晶体管Q3零电压导通。
采用伪相移即有限双极性控制电路,具体要求,晶体管Q3、晶体管Q4的最大占空比比晶体管Q1、晶体管Q2、要小一些,如更低 3%左右,即0.03全周期的时间,在最小回路电流下,仍然可以让电容C5、电容C6的充满与放完的时间过程。从而实现晶体管Q3、晶体管Q4零电压导通,由于晶体管Q1、晶体管Q2并联电容,需要在一定时间里能够让B点上达Vin+而产生晶体管Q1的零电压导通, B点下达至Vin-而产出晶体管Q2的零电压导通,由于辅助谐振电流即电感电感L0让电容C3、电容C4的充满与放完的过程,那么晶体管Q1、晶体管Q2的脉宽不能达到50%,为47%,留下3%为谐振时间周期。如果未能充满电与放完电过程,晶体管Q1、晶体管Q2的管子就不一定在零电压,而是一定电压的条件下导通,由此失去了完全零电压的开通条件。
由于晶体管Q3、晶体管Q4是PWM调制,占空比变化,导通时间是可变的。设定最大的脉宽为电感Lr电容Cr的正弦波半周,假如没有电感LB的存在,变压器原边电阻串联,设开关管,输出二极管,变压器都是理想状态,即晶体管结电容与变压器匝电容忽略不计,此时当然是零电流关断,有电感LB则叠加了励磁电流,在半周时间产生的峰值电流下关断,此电流十分小。但占空比变化,导通时间改变,变小了,按照正弦波电压值规律,V=Vo(峰值)sin 2πft,如半周180 度,为0,随着导通时间的缩短,电压值,在此视为电流值随着正弦波规律的曲线而加大,当一半半周期即90°时,sin90°=1,此时为正弦波的最大值,再减小,又由1的最大值开始减小。那么晶体管Q3、晶体管Q4通常是在一定的电流值下关断的,电容C5、电容C6的电容存在,将此电流产生的能量转移至电容而吸收。
由此而大大减小了这一关断的损耗,转换效率提高,对于晶体管 Q1、晶体管Q2也是如此,并联电容C3、电容C4电容也是减小了关断损耗的,由此转换效率提高。实际结果是固定脉宽的晶体管Q1晶体管Q2的损耗比晶体管Q3晶体管Q4大一些,就是晶体管Q1晶体管Q2两个支路,一个是主回路的LLC,另一路是LC辅助谐振,两路叠加的结果。
那么电感L0(电容C3+电容C4)的辅助谐振,电感L0的电流是三角波。不论主谐振的LLC,还是辅助谐振LC,电感的能量通常大于管子并联电容的能量,由于晶体管Q1、晶体管Q2与晶体管Q3、晶体管Q4均有内部反向二极管,对于IGBT与BJT器件,如果没有内部这一反向二极管的话,就需要在外部并联快速反向二极管,在于通过钳位的反向二极管钳位于Vin+电压与Vin-电压,超过的能量被输入电压所吸收。
该实用新型技术的LLC+LC的双谐振拓补方式,从实验的效果来看,参考波形,开关管的DS波,回路的不同占空比下的波形,一目了然。
本实用新型技术的双谐振型软开关变换器,最后阐述与说明。
低损耗高效率是这样实现的。在现有技术中,开关功率管不并联电容,而且都不是零电流而是大电流关断的。就是第三代的LLC多谐振型软开关变换器,尽管得到普遍应用,仍然还不是最高效率的变换器,如通常比较大的关断电流,功率管的DS极的dv/dt十分高,通常仅几十纳秒时间,小于100纳秒,那么功率管同样会在短时间里进入高电压,大电流的区间存在一定的损耗。本结构原理,所有四个开关器件并联电容器,那么,开关轨迹由方波变成了梯形波,时间达几百或五百纳秒以上,远高于开关的关断时间,而产生零电流关断,因此损耗减小,提高转换效率,转换效率高于现有的LLC多谐振变换器,从而实现开关变换器转换效率的进一步提高。
本实用新型的实施方式不限于此,按照本实用新型的上述实施例内容,利用本领域的常规技术知识和惯用手段,在不脱离本实用新型上述基本技术思想前提下,以上优选实施例还可以做出其它多种形式的修改、替换或组合,所获得的其它实施例均落在本实用新型权利保护范围之内。

Claims (7)

1.一种双环全谐振型软开关变换器,包括有限双极性的LLC全桥主谐振电路和LC辅助谐振电路,其特征在于,所述LLC全桥主谐振电路由主谐振电感LB、电感Lr、电容Cr构成,全桥所有四只开关器件都并联电容器,输入电压的正极连接电容C1的一端,电容C1的一端连接晶体管Q1的集电极,电容C1的另一端连接电容C2的一端,电容C2的一端连接电感L0的一端,电感L0的一端连接晶体管Q1的发射极,晶体管Q1的集电极连接电容C3的一端,电容C3的一端连接晶体管Q4的集电极,晶体管Q4的集电极连接电容C5的一端,晶体管Q1的发射极连接晶体管Q2的集电极,晶体管Q2的集电极连接电容C3的另一端,电容C3的另一端连接电容C4的一端,电容C4的一端连接电感LB的一端,电感LB和变压器B的输入端并联,电感LB的另一端连接电感Lr的一端,电感Lr的另一端连接电容Cr的一端,电容Cr的另一端连接晶体管Q4的发射极,晶体管Q4的发射极连接晶体管Q3的集电极,晶体管Q3的集电极连接电容C5的另一端,电容C5的另一端连接电容C6的一端,电容C6的一端连接晶体管Q3发射极,晶体管Q3的发射极连接电容C4的另一端,电容C4的另一端连接晶体管Q2的发射极,晶体管Q2的发射极连接电容C2的另一端,电容C2的另一端接地,变压器B输出端的中性线接极性电容E的负极,变压器B的双极性输出端分别接二极管D1和二极管D2的正极,二极管D1和二极管D2的负极与极性电容E的正极连接,极性电容E与负载并联。
2.根据权利要求1所述的一种双环全谐振型软开关变换器,其特征在于,所述晶体管Q1、晶体管Q2、晶体管Q3、晶体管Q4是功率MOSFET。
3.根据权利要求1所述的一种双环全谐振型软开关变换器,其特征在于,所述晶体管Q1、晶体管Q2、晶体管Q3、晶体管Q4是绝缘栅双极性晶体管IGBT。
4.根据权利要求1所述的一种双环全谐振型软开关变换器,其特征在于,所述晶体管Q1、晶体管Q2、晶体管Q3、晶体管Q4是双极性晶体管BJT。
5.根据权利要求1所述的一种双环全谐振型软开关变换器,其特征在于,所述晶体管Q3、晶体管Q4的最大占空比所述晶体管Q1、晶体管Q2小。
6.根据权利要求5所述的一种双环全谐振型软开关变换器,其特征在于,所述晶体管Q3、晶体管Q4的最大占空比所述晶体管Q1、晶体管Q2小3%。
7.根据权利要求3或4所述的一种双环全谐振型软开关变换器,其特征在于,所述晶体管Q1、晶体管Q2与晶体管Q3、晶体管Q4均有内部反向二极管。
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