CN114337344A - 一种基于自适应混合整流多开关谐振llc变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于自适应混合整流多开关谐振LLC变换器的控制方法。其特征在于结构简单，在实现相同宽输出电压范围的情况下所需元器件数量少，包括：电容单元、逆变网络、谐振网络、高频变压器、整流网络、脉冲信号发生单元。本发明控制方法采用定频不对称脉冲宽度(APWM)调制，开关频率固定且等于谐振频率，仅通过脉冲信号发生单元来改变开关管的导通占空比，实现全桥和半桥逆变电路以及全桥和倍压整流电路的平滑切换，进而实现超宽输出电压调节。同时，电路中循环电流小，控制简单且有利于变压器体积小型化。

Description

一种基于自适应混合整流多开关谐振LLC变换器的控制方法

技术领域

本发明属于电力电子领域，尤其涉及一种基于自适应混合整流多开关谐振LLC变换器的控制方法。

背景技术

近年来，随着能源危机、环境污染等问题日益凸显，新能源汽车、风力发电、光伏等清洁型能源应用迎来了大发展时期，其中，具有电气隔离的DC-DC变换器在上述领域发挥着不可或缺的作用。当前，高转换效率、高功率密度是DC-DC变换器的主流发展方向，如何满足其在不同应用场合的电压调节需求、高频和高效运行、体积小型化是其主要研究热点。

在一系列直流-直流变换器中，LLC谐振变换器以其结构简单、优良的软开关性能、高开关频率和高功率密度等优点，近年来成为了电力电子领域研究热点。然而，在需要宽输出电压应用场合(如：电动汽车充电机、照明电源、分布式配电等)，脉冲频率调制的LLC谐振变换器因其电压增益受开关频率限制，难以实现宽电压调节范围。并且，采用频率调制使得变换器设计变得复杂。特别的，当开关频率远离谐振频率时，电路中会存在较大的循环电流，且开关管不能实现零电压关断(ZVS)，整流侧二极管不能实现零电流导通(ZCS)，无疑增大了变换器的导通损耗的开关损耗，能量转换效率很低。此外，工作在宽开关频率时，低开关频率对应着大的变压器的体积的重量，违背了变换器的体积小型化设计，阻碍了开关电源往高功率密度方向上的发展。

发明内容

本发明的目的主要是针对现有技术存在的不足，为宽输出电压应用场合提出了一种带自适应混合整流结构的五开关双谐振LLC谐振变换器电路及其控制方法，旨在实现变换器宽电压增益的同时，减小开关损耗、导通损耗和变压器体积。

第一方面本发明提供一种自适应混合整流多开关谐振LLC变换器，就能够实现自适应切换电路整流方式，减小了元器件数量和体积的同时实现了更宽的输出电压增益范围。

本发明的***技术方案为一种自适应混合整流多开关谐振LLC变换器，其特征在于，包括：电容单元(Ⅰ)、逆变网络(Ⅱ)、谐振网络(Ⅲ)、高频变压器(Ⅳ)、整流网络(Ⅴ)、脉冲信号发生单元(Ⅵ)。

具体组成元件如下：

所述电容单元(Ⅰ)包含直流输入电源U_in、第一输入电容C_in1、第二输入电容C_in2；

所述逆变网络(Ⅱ)包含第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄；

所述谐振网络(Ⅲ)包含谐振电容C_r、谐振电感L_r、第一励磁电感L_m1，第二励磁电感L_m2。

所述高频变压器(Ⅳ)包含第一高频变压器T₁、第二高频变压器T₂。

所述整流网络(Ⅴ)包含第一整流二极管D₁、第二整流二极管D₂、第三整流二极管D₃、第四整流二极管D₄，辅助第五开关管S₅，第一滤波电容C_O1、第二滤波电容C_O2，等效阻性负载R₀；

所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)中，控制器的PWM输出接口分别连接逆变网络(Ⅱ)中的第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄和整流网络(Ⅴ)中的辅助第五开关管S₅的门极。

所述电容单元(Ⅰ)的第一输入电容C_in1与第二输入电容C_in2串联连接；所述第一输入电容C_in1的正极连接直流输入电源U_in的正极，第一输入电容C_in1的负极连接第二电容的C_in2正极，第二电容的C_in2负极连接直流输入电源U_in的负极；

其中，所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂首尾串联，所述第一开关管S₁的漏极连接所述直流输入电源U_in的正极，所述第二开关管S₂的漏极连接所述第一开关管S₁的源极，所述第二开关管S₂的源极连接所述直流输入电源U_in的负极。所述第三开关管S₃和所述第四开关管S₄首尾串联，所述第三开关管S₃的漏极连接所述第一开关管S₁的漏极，所述第四开关管S₄的漏极连接所述第三开关管S₃的源极，所述第四开关管S₄的源极连接所述第二开关管S₂的源极。

所述的谐振网络(Ⅲ)上下对称，谐振电感L_r、第一励磁电感L_m1、第二励磁电感L_m2三者具有同一节点；

所述谐振电容Cr的左端连接所述第三开关管S3、所述第四开关管S4的串联公共端，谐振电容Cr的右端与所述谐振电感Lr串联后与分别与所述第一励磁电感L_m1和所述第二励磁电感L_m2连接，所述第一励磁电感L_m1另一端与所述第一开关管S1、所述第二开关管S2的串联公共端相连，所述第二励磁电感L_m2另一端与所述第一输入电容C_in1与所述第二输入电容C_in2的串联公共端相连。

所述第一励磁电感L_m1与所述第一高频变压器T₁的一次侧绕组并联，所述第二励磁电感L_m2与所述第二高频变压器T₂的一次侧绕组并联。

所述第一励磁电感L_m1等于所述第二励磁电感L_m2；

所述第一整流二极管D₁的正极与所述第二整流二极管D₂的负极串联连接，所述第三整流二极管D₃的正极与所述第四整流二极管D₄的负极串联连接，所述第一整流二极管D₁的负极连接所述第三整流二极管D₃的负极，所述第二整流二极管D₂的正极连接所述第四整流二极管D₄的正极。所述第一整流二极管D₁负极与所述第三整流二极管D₃负极的公共端连接所述第一滤波电容C_O1的正极，所述第二整流二极管D₂正极与所述第四整流二极管D₄正极的公共端连接所述滤波电容C_O2的负极；所述第一滤波电容C_O1负极与所述第二滤波电容C_O2正极串联；所述等效阻性负载R₀与第一滤波电容C_O1、第二滤波电容C_O2滤波电容构成的串联支路并联。

所述第一高频变压器T₁一次侧正极与所述第二高频变压器T₂一次侧正极连接；所述第一高频变压器T₁二次侧正极连接所述第一整流二极管D₁和所述第二整流二极管D₂的公共端，所述第一高频变压器T₁二次侧负极与所述第二高频变压器T₂二次侧正极串联连接，其中，所述第二高频变压器T₂二次侧负极连接所述第三整流二极管D₃、第四整流二极管D₄的公共端。

所述第一高频变压器T₁与所述第二高频变压器T₂的线圈匝数比相等；

所述辅助第五开关管S₅的源极连接所述第三整流二极管D₃正极与所述第四整流二极管D₄负极的公共端，所述辅助第五开关管S₅的漏极连接所述第一滤波电容C_O1负极、所述第二滤波电容C_O2正极的公共端。

第二方面提供了一种控制方法，其特征在于采用定频不对称脉冲宽度(APWM)调制，开关频率固定且等于谐振频率，控制简单且有利于变压器体积小型化。

所述控制方法下，所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)分别向第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄的门极输出占空比互补的脉冲信号，逆变网络(Ⅱ)将直流输入电压逆变为方波电压。其中，第一开关管S₁、第二开关管S₂的工作时长固定为半个导通周期，第三开关管S₃在一个周期内的工作时长，即占空比D，可变化范围为0≤D≤D_max。具体步骤如下：

步骤一：所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)给第一开关管S₁、第四开关管S₄门极施加高电平脉冲信号，第一开关管S₁、第四开关管S₄构成全桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)上半部分输入电压V_ab＝U_in，第二输入电容C_in2、第四开关管S₄构成半桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)下半部分输入电压V_cb＝U_in/2；此时，所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)施加在辅助第五开关管S₅门极的脉冲信号为低电平，整流电路(Ⅴ)工作在全桥整流模式和倍压整流模式的混合状态，将变压器二次侧传递的交流电转化为直流电；

步骤二：所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)给第二开关管S₂、第四开关管S₄门极施加高电平脉冲信号，谐振网络(Ⅲ)上半部分输入电压V_ab＝0，第二输入电容C_in2、第四开关管S₄构成半桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)下半部分输入电压V_cb＝U_in/2；此时，所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)施加在辅助第五开关管S₅门极的脉冲信号仍为低电平，整流电路(Ⅴ)工作在全桥整流模式，将变压器二次侧传递的交流电转化为直流电；

步骤三：所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)给第二开关管S₂、第三开关管S₃门极施加高电平脉冲信号，第二开关管S₂、第三开关管S₃构成全桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)上半部分输入电压V_ab＝-U_in，第一输入电容C_in1、第二开关管S₂构成半桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)下半部分输入电压V_cb＝-U_in/2；此时，所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)施加在辅助第五开关管S₅门极的脉冲信号为高电平，整流电路(Ⅴ)工作在倍压整流模式，将变压器二次侧传递的交流电转化为直流电；

所述控制方法下，在原边侧控制中，通过改变第三开关管S₃在一个周期内的工作时长，即占空比D，使所述第一开关管S₁、第二开关管S₂串联支路与第三开关管S₃、第四开关管S₄串联支路并联构成的全桥逆变电路由半桥逆变电路逐渐转变为全桥逆变电路，所述第三开关管S₃、第四开关管S₄串联支路与第一输入电容C_in1、第二输入电容C_in2串联支路构成的辅助半桥逆变电路由不接入逐渐转变为接入一个完整的半桥逆变电路，其中，0≤D≤D_max；配合辅助第五开关管S₅的控制实现整流网络(Ⅴ)的自适应整流，进而实现宽输出电压调节范围。

本发明技术与现有技术的本质区别在于，所有开关管均采用定频APWM控制策略，所述第一部分的全桥逆变电路(Ⅱ-1)可以实现半桥到全桥的柔性切换，并通过副边全桥整流模式、全桥/倍压混合整流模式、倍压整流模式的平滑切换，获得更宽的输出电压调节范围。在控制方法上，所有开关管的开关频率相等，开关频率固定且等于谐振频率，始终工作在最佳效率点，对励磁电感和变压器等磁性元件设计要求低，有利于变换器体积小型化设计和高功率密度。

本发明实现了LLC变换器的超宽输出电压调节的能力，采用定频APWM控制，有利于变换器的设计，无需考虑宽开关频率所带来的的低效率、低功率密度等问题。

定频控制方法下，可采用较大容量的励磁电感来减小电路中循环电流，较大的开关频率有利于降低谐振电感、隔离变压器的体积和重量，提高LLC变流器的功率密度。

辅助第五开关管S₅同第三开关管S₃具有相同的控制信号，控制简单。

仅需增加一个辅助第五开关管S₅，即可实现副边整流结构的自适应切换，进一步实现低输出电压到高输出电压的平滑切换，采用器件较少。

无需改变开关频率，仅通过改变占空D比可实现低输出电压到高输出电压的平滑切换。

附图说明

图1：混合整流五开关双谐振LLC变换器结构原理图；

图2：LLC变换器低输出电压时等效原理图；

图3：LLC变换器高输出电压时等效原理图；

图4：LLC变换器由低输出电压向高输出压切换时控制脉冲的原理图；

图5：LLC变换器的电压增益G与占空比D的关系曲线；

图6：不同占空比时变换器两个谐振网络励磁电流与谐振电流曲线；

图7：不同占空比下变换器原边侧和副边侧软开关波形；

图8：设计实例下变换器输出电压曲线。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。

本发明第一具体实施例如下：

一种带混合整流结构的五开关双谐振LLC谐振变换器，其特征在于所述结构原边逆变网络(Ⅱ)可工作在多种逆变状态，上下对称的谐振网络(Ⅲ)共用谐振电感和谐振电容，副边整流网络(Ⅴ)仅根据原边开关管和副边一个辅助开关的导通状态，就能够实现自适应切换电路整流方式，减小了元器件数量和体积的同时实现了更宽的输出电压增益范围。

本发明的***技术方案为一种带混合整流结构的五开关双谐振LLC谐振变换器，其特征在于，包括：电容单元(Ⅰ)、逆变网络(Ⅱ)、谐振网络(Ⅲ)、高频变压器(Ⅳ)、整流网络(Ⅴ)、脉冲信号发生单元(Ⅵ)。

具体组成元件如下：

所述电容单元(Ⅰ)包含直流输入电源U_in、第一输入电容C_in1、第二输入电容C_in2；

所述直流输入电源U_in的选型为U_in＝100V；

所述第一输入电容C_in1的选型为C_in1＝120uF；

所述第二输入电容C_in2的选型为C_in2＝120uF；

所述逆变网络(Ⅱ)包含第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄；

所述第一开关管S₁的选型为AUIRFS4115-7P；

所述第二开关管S₂的选型为AUIRFS4115-7P；

所述第三开关管S₃的选型为AUIRFS4115-7P；

所述第四开关管S₄的选型为AUIRFS4115-7P；

所述上下对称的谐振网络(Ⅲ)共用一个谐振电容C_r、谐振电感L_r，其中：

所述谐振电容C_r的选型为147nF；

所述谐振电感L_r的选型为17.2μH；

所述第一励磁电感L_m1的选型为172μH；

所述第二励磁电感L_m2的选型为172μH；

所述高频变压器(Ⅳ)包含第一高频变压器T₁、第二高频变压器T₂。

所述第一高频变压器T₁的选型为PQ3220；

所述第二高频变压器T₂的选型为PQ3220；

所述整流网络(Ⅴ)包含第一整流二极管D₁、第二整流二极管D₂、第三整流二极管D₃、第四整流二极管D₄，辅助第五开关管S₅，第一滤波电容C_O1、第二滤波电容C_O2，等效阻性负载R₀；

所述第一整流二极管D₁的选型为IPP045N10N；

所述第二整流二极管D₂的选型为IPP045N10N；

所述第三整流二极管D₃的选型为IPP045N10N；

所述第四整流二极管D₄的选型为IPP045N10N；

所述辅助第五开关管S₅的选型为AUIRFS4115-7P；

所述第一滤波电容C_O1的选型为RMJ-MT；

所述第二滤波电容C_O2的选型为RMJ-MT；

所述等效阻性负载R₀的选型为GLE-RXLG；

所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)控制器的选型为STM32H750VB。

所述电容单元(Ⅰ)的第一输入电容C_in1与第二输入电容C_in2串联连接；所述第一输入电容C_in1的正极连接直流输入电源U_in的正极，第一输入电容C_in1的负极连接第二电容的C_in2正极，第二电容的C_in2负极连接直流输入电源U_in的负极；

其中，所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂首尾串联，所述第一开关管S₁的漏极连接所述直流输入电源U_in的正极，所述第二开关管S₂的漏极连接所述第一开关管S₁的源极，所述第二开关管S₂的源极连接所述直流输入电源U_in的负极。所述第三开关管S₃和所述第四开关管S₄首尾串联，所述第三开关管S₃的漏极连接所述第一开关管S₁的漏极，所述第四开关管S₄的漏极连接所述第三开关管S₃的源极，所述第四开关管S₄的源极连接所述第二开关管S₂的源极。

所述的谐振网络(Ⅲ)上下对称，谐振电感L_r、第一励磁电感L_m1、第二励磁电感L_m2三者具有同一节点；

所述谐振电容Cr的左端连接所述第三开关管S3、所述第四开关管S4的串联公共端，谐振电容Cr的右端与所述谐振电感Lr串联后分别与所述第一励磁电感L_m1和所述第二励磁电感L_m2连接，所述第一励磁电感L_m1另一端与所述第一开关管S1、所述第二开关管S2的串联公共端相连，所述第二励磁电感L_m2另一端与所述第一输入电容C_in1与所述第二输入电容C_in2的串联公共端相连。

所述第一励磁电感L_m1与所述第一高频变压器T₁的一次侧绕组并联，所述第二励磁电感L_m2与所述第二高频变压器T₂的一次侧绕组并联。

所述第一励磁电感L_m1等于所述第二励磁电感L_m2；

所述第一整流二极管D₁的正极与所述第二整流二极管D₂的负极串联连接，所述第三整流二极管D₃的正极与所述第四整流二极管D₄的负极串联连接，所述第一整流二极管D₁的负极连接所述第三整流二极管D₃的负极，所述第二整流二极管D₂的正极连接所述第四整流二极管D₄的正极。所述第一整流二极管D₁负极与所述第三整流二极管D₃负极的公共端连接所述第一滤波电容C_O1的正极，所述第二整流二极管D₂正极与所述第四整流二极管D₄正极的公共端连接所述滤波电容C_O2的负极；所述第一滤波电容C_O1负极与所述第二滤波电容C_O2正极串联；所述等效阻性负载R₀与第一滤波电容C_O1、第二滤波电容C_O2滤波电容构成的串联支路并联。

所述第一高频变压器T₁一次侧正极与所述第二高频变压器T₂一次侧正极连接；所述第一高频变压器T₁二次侧正极连接所述第一整流二极管D₁和所述第二整流二极管D₂的公共端，所述第一高频变压器T₁二次侧负极与所述第二高频变压器T₂二次侧正极串联连接，其中，所述第二高频变压器T₂二次侧负极连接所述第三整流二极管D₃、第四整流二极管D₄的公共端。

所述第一高频变压器T₁与所述第二高频变压器T₂的线圈匝数比相等；

所述辅助第五开关管S₅的源极连接所述第三整流二极管D₃正极与所述第四整流二极管D₄负极的公共端，所述辅助第五开关管S₅的漏极连接所述第一滤波电容C_O1负极、所述第二滤波电容C_O2正极的公共端。

所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)中控制器的PWM输出接口分别连接逆变网络(Ⅱ)中的第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄和整流网络(Ⅴ)中的辅助第五开关管S₅的门极。

第二方面提供了一种上述混合整流型五开关双谐振变换器的控制方法，其特征在于采用定频不对称脉冲宽度(APWM)调制，开关频率固定且等于谐振频率，控制简单且有利于变压器体积小型化。

所述控制方法下，DSP控制器分别向第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄的门极输出占空比互补的脉冲信号，逆变网络(Ⅱ)将直流输入电压逆变为方波电压。其中，第一开关管S₁、第二开关管S₂的工作时长固定为半个导通周期，第三开关管S₃在一个周期内的工作时长，即占空比D，可变化范围为0≤D≤D_max。具体步骤如下：

步骤一：所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)给第一开关管S₁、第四开关管S₄门极施加高电平脉冲信号，第一开关管S₁、第四开关管S₄构成全桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)上半部分输入电压V_ab＝U_in，第二输入电容C_in2、第四开关管S₄构成半桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)下半部分输入电压V_cb＝U_in/2；此时，所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)施加在辅助第五开关管S₅门极的脉冲信号为低电平，整流电路(Ⅴ)工作在全桥整流模式和倍压整流模式的混合状态，将变压器二次侧传递的交流电转化为直流电；

步骤二：所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)给第二开关管S₂、第四开关管S₄门极施加高电平脉冲信号，谐振网络(Ⅲ)上半部分输入电压V_ab＝0，第二输入电容C_in2、第四开关管S₄构成半桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)下半部分输入电压V_cb＝U_in/2；此时，所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)施加在辅助第五开关管S₅门极的脉冲信号仍为低电平，整流电路(Ⅴ)工作在全桥整流模式，将变压器二次侧传递的交流电转化为直流电；

步骤三：所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)给第二开关管S₂、第三开关管S₃门极施加高电平脉冲信号，第二开关管S₂、第三开关管S₃构成全桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)上半部分输入电压V_ab＝-U_in，第一输入电容C_in1、第二开关管S₂构成半桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)下半部分输入电压V_cb＝-U_in/2；此时，所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)施加在辅助第五开关管S₅门极的脉冲信号为高电平，整流电路(Ⅴ)工作在倍压整流模式，将变压器二次侧传递的交流电转化为直流电；

所述控制方法下，在原边侧控制中，通过改变第三开关管S₃在一个周期内的工作时长，即占空比D，使所述第一开关管S₁、第二开关管S₂串联支路与第三开关管S₃、第四开关管S₄串联支路并联构成的全桥逆变电路由半桥逆变电路逐渐转变为全桥逆变电路，所述第三开关管S₃、第四开关管S₄串联支路与第一输入电容C_in1、第二输入电容C_in2串联支路构成的辅助半桥逆变电路由不接入逐渐转变为接入一个完整的半桥逆变电路，其中，0≤D≤D_max；配合辅助第五开关管S₅的控制实现整流网络(Ⅴ)的自适应整流，进而实现宽输出电压调节范围。

所述控制方法下，在原边侧控制中，通过改变第三开关管S₃在一个周期内的工作时长，即占空比D，使所述第一开关管S₁、第二开关管S₂串联支路与第三开关管S₃、第四开关管S₄串联支路并联构成的全桥逆变电路由半桥逆变电路逐渐转变为全桥逆变电路，所述第三开关管S₃、第四开关管S₄串联支路与第一输入电容C_in1、第二输入电容C_in2串联支路构成的辅助半桥逆变电路由不接入逐渐转变为接入一个完整的半桥逆变电路，其中，0≤D≤D_max；配合辅助第五开关管S₅的控制实现整流网络(Ⅴ)的自适应整流，进而实现100V～550V宽输出电压调节范围。

本发明第二具体实施例如下：

所提出的带有混合整流结构的五开关双谐振网络LLC谐振变换器电路及控制方法如图1所示。其中，U_in为直流输入电源，为逆变网络提供稳定输入电压，所述电容单元(Ⅰ)的第一输入电容C_in1与第二输入电容C_in2串联，分别承担一半的输入电压。第一开关管S₁和第二开关管S₂首尾串联，第三开关管S₃和第四开关管S₄首尾串联。其中，与第三开关管S₃、第四开关管S₄公共端相连的谐振电容C_r、谐振电感L_r、第一励磁电感L_m1、第二励磁电感L_m2串联构成上下对称的谐振网络(Ⅲ)；第一高频变压器T₁、第二高频变压器T₂起电气隔离和电能传输作用，变比均为n。副边侧整流二极管D₁～D₄构成全桥整流网络，辅助第五开关管S₅起控制整流方式作用；两个串联滤波电容起滤波作用，同时对二极管两端电压由钳位作用，降低了二极管两端电压应力。R₀为等效阻性负载。所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)的DSP控制器的PWM输出接口分别连接逆变网络(Ⅱ)中的第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄和整流网络(Ⅴ)中的辅助第五开关管S₅的门极。电路中电压电流参考方向如图1所示。

所述变换器工作在低压模式下的等效电路如图2所示。第一开关管S₁和第二开关管S₂以最大占空比D_max互补导通，第三开关管S₃的占空比D为0，第四开关管S₄的脉冲信号在一个周期内稳定为高电平，第二高频变压器T₂无法向副边侧传递能量，所述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第四开关管S₄工作在半桥逆变电路，所述谐振网络(Ⅲ)下半部分不向负载传递能量。辅助第五开关管S₅在整个周期断开不工作，即占空比D＝0，整流网络(Ⅴ)工作在全桥模式。此时所述变换器相当于半桥LLC谐振变换器电路，对应输出电压最低，U_0-min＝100V。

所述变换器工作在高压模式下，变换器等效电路如图3所示。第一开关管S₁和第二开关管S₂以最大占空比D_max互补导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄同样以最大占空比D_max互补导通，所述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄工作在全桥逆变电路，所述第三开关管S₃、第四开关管S₄、第一输入电容C_in1、第二输入电容C_in2工作在半桥逆变电路，对应辅助第五开关S₅在整个周期持续导通，占空比D为最大占空比D_max，即半个周期辅助第五开关S₅正向导通，半个周期辅助第五开关管S₅的体二极管续流，整流网络(Ⅴ)工作在倍压整流模式。此时对应输出电压最高，U_0-max＝550V。

所述变换器输出电压由低压向高压切换时，变换器控制信号如图4所示。第一开关管S₁和第二开关管S₂最大占空比D_max互补导通。第三开关管S₃与第四开关管S₄互补导通，第三开关管S₃的占空比为D，D的调节范围为0～D_max。改变第三开关管S₃在一个周期内的工作时长,即占空比D，0≤D≤D_max)，使得所述第一开关管S₁、第二开关管S₂串联支路与第三开关管S₃、第四开关管S₄串联支路并联构成的全桥逆变电路由半桥逆变电路逐渐转变为全桥逆变电路，所述第三开关管S₃、第四开关管S₄串联支路与第一输入电容C_in1、第二输入电容C_in2串联支路构成的辅助半桥逆变电路由不接入逐渐转变为接入一个完整的半桥逆变电路。同时，第四开关管S₄与第一开关管S₁相位相同，即导通时刻相同，第三开关管S₃与第二开关管S₂在同一时刻关断，辅助第五开关管S₅与第三开关管S₃具有相同的脉冲信号。在所述控制信号下，当占空比D在0～D_max的范围内变化时，上半部分谐振网络输入电压V_ab由包含U_in、0的两电平电压变为包含U_in、0、-U_in的三电平电压，最后变为包含U_in、-U_in的两电平电压。下半部分谐振网络输入电压V_cb由U_in/2的单电平电压变为包含U_in/2、-U_in/2的两电平电压。同时，整流网络(Ⅴ)在辅助第五开关管S₅作用下自动调节全桥整流模式和倍压整流模式在一个周期内的工作时长占比，整流方式逐渐由全桥整流向倍压整流过度，在此期间，全桥、倍压两种整流模式同时存在并混合工作。输出电压U₀逐渐增大。

如图5所示为本发明中LLC谐振变换器电压增益(G，G＝nU₀/U_in)与占空比D的关系曲线。其中，低输出电压模式下LLC谐振变换器最小电压增益G＝nU_0-min/U_in＝0.5，对应占空比D＝0；高输出电压模式下LLC谐振变换器最小电压增益G＝nU_0-max/U_in＝2.75，对应占空比D＝0.5。随着占空比D增大，电压增益逐渐增大，对应输出电压逐渐增大。

如图6所示为不同占空比D下变换器谐振网络的励磁电流i_lm1、i_lm2和谐振电流i_lr1、i_lr2的波形；不同占空比下本发明所述变换器的循环电流几乎为0，即谐振电流i_Lr与励磁电流i_Lm重合部分。因此，本发明所述变换器可以很好的减小电路中的循环电流导通损耗，整个***工作效率的提升。

图7所示为不同占空比D下变换器部分原边侧开关管零电压导通(ZVS)和副边侧整流二极管零电流关断(ZCS)的软开关波形。其中，V_g表示开关管脉冲信号，V_s1、V_s2分别表示第一开关管S₁、第二开关管S₁漏源极电压，i_D1、i_D2分别表示流过第一整流二极管D₁、第二整流二极管D₂的电流。由图示知，在整个电压调节范围内，原边开关管和副边整流二极管分别实现零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)，降低开关损耗。

如图8为本发明针对设计实例得到的变换器输出电压变化曲线。设计输入电压为160V，输出电压为100-550V谐振频率设为100kHz，额定输出功率为1kW，谐振电容C_r＝147nF，谐振电感L_r＝17.2μH，第一励磁电感、第二励磁电感L_m1＝L_m2＝172μH，第一输入电容、第二输入电容C_in1＝C_in2＝120μF，第一输出滤波电容、第二输出滤波电容C_O1＝C_O2＝4.7μF，第一高频变压器T₁、第二高频变压器T₂的匝数比n均为0.8。如图可知，本发明所述变换器在占空比D的改变下，实现了变换器输出电压从100V～550V压的平滑切换。

此外，变压器的感应电势公式为：

E＝4.44nfφ_m

其中，E为感应电势有效值、f为变压器工作频率、n为匝数、φ_m为主磁由公式(1)可知，相同磁芯材料和功率容量下，变压器工作频率越高，其体积和重量越小。

本发明所设计的变换器开关频率固定为100kHz，是传统变频控制LLC谐振变换器最低开关频率的两倍。因此，所述变换器谐振电感、隔离变压器的体积大幅减小，适用于宽输出电压、高功率密度的场合。

以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明专利的较佳实施例而已，并不用以限制本发明专利，凡在本发明专利的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明专利的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种基于自适应混合整流多开关谐振LLC变换器的控制方法，其特征在于，

所述自适应混合整流多开关谐振LLC变换器，包括：电容单元(Ⅰ)、逆变网络(Ⅱ)、谐振网络(Ⅲ)、高频变压器(Ⅳ)、整流网络(Ⅴ)、脉冲信号发生单元(Ⅵ)；

所述电容单元(Ⅰ)包含直流输入电源U_in、第一输入电容C_in1、第二输入电容C_in2；

所述逆变网络(Ⅱ)包含第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄；

所述谐振网络(Ⅲ)包含谐振电容C_r、谐振电感L_r、第一励磁电感L_m1，第二励磁电感L_m2；

所述高频变压器(Ⅳ)包含第一高频变压器T₁、第二高频变压器T₂；

所述整流网络(Ⅴ)包含第一整流二极管D₁、第二整流二极管D₂、第三整流二极管D₃、第四整流二极管D₄，辅助第五开关管S₅，第一滤波电容C_O1、第二滤波电容C_O2，等效阻性负载R₀；

所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)中，控制器的PWM输出接口分别连接逆变网络(Ⅱ)中的第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄和整流网络(Ⅴ)中的辅助第五开关管S₅的门极；

所述电容单元(Ⅰ)的第一输入电容C_in1与第二输入电容C_in2串联连接；所述第一输入电容C_in1的正极连接直流输入电源U_in的正极，第一输入电容C_in1的负极连接第二电容的C_in2正极，第二电容的C_in2负极连接直流输入电源U_in的负极；

其中，所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂首尾串联，所述第一开关管S₁的漏极连接所述直流输入电源U_in的正极，所述第二开关管S₂的漏极连接所述第一开关管S₁的源极，所述第二开关管S₂的源极连接所述直流输入电源U_in的负极；所述第三开关管S₃和所述第四开关管S₄首尾串联，所述第三开关管S₃的漏极连接所述第一开关管S₁的漏极，所述第四开关管S₄的漏极连接所述第三开关管S₃的源极，所述第四开关管S₄的源极连接所述第二开关管S₂的源极；

所述的谐振网络(Ⅲ)上下对称，谐振电感L_r、第一励磁电感L_m1、第二励磁电感L_m2三者具有同一节点；

所述谐振电容Cr的左端连接所述第三开关管S3、所述第四开关管S4的串联公共端，谐振电容Cr的右端与所述谐振电感Lr串联后与分别与所述第一励磁电感L_m1和所述第二励磁电感L_m2连接，所述第一励磁电感L_m1另一端与所述第一开关管S1、所述第二开关管S2的串联公共端相连，所述第二励磁电感L_m2另一端与所述第一输入电容C_in1与所述第二输入电容C_in2的串联公共端相连；

所述第一励磁电感L_m1与所述第一高频变压器T₁的一次侧绕组并联，所述第二励磁电感L_m2与所述第二高频变压器T₂的一次侧绕组并联；

所述第一励磁电感L_m1等于所述第二励磁电感L_m2；

所述第一整流二极管D₁的正极与所述第二整流二极管D₂的负极串联连接，所述第三整流二极管D₃的正极与所述第四整流二极管D₄的负极串联连接，所述第一整流二极管D₁的负极连接所述第三整流二极管D₃的负极，所述第二整流二极管D₂的正极连接所述第四整流二极管D₄的正极；所述第一整流二极管D₁负极与所述第三整流二极管D₃负极的公共端连接所述第一滤波电容C_O1的正极，所述第二整流二极管D₂正极与所述第四整流二极管D₄正极的公共端连接所述滤波电容C_O2的负极；所述第一滤波电容C_O1负极与所述第二滤波电容C_O2正极串联；所述等效阻性负载R₀与第一滤波电容C_O1、第二滤波电容C_O2滤波电容构成的串联支路并联；

所述第一高频变压器T₁一次侧正极与所述第二高频变压器T₂一次侧正极连接；所述第一高频变压器T₁二次侧正极连接所述第一整流二极管D₁和所述第二整流二极管D₂的公共端，所述第一高频变压器T₁二次侧负极与所述第二高频变压器T₂二次侧正极串联连接，其中，所述第二高频变压器T₂二次侧负极连接所述第三整流二极管D₃、第四整流二极管D₄的公共端；

所述第一高频变压器T₁与所述第二高频变压器T₂的线圈匝数比相等；

所述辅助第五开关管S₅的源极连接所述第三整流二极管D₃正极与所述第四整流二极管D₄负极的公共端，所述辅助第五开关管S₅的漏极连接所述第一滤波电容C_O1负极、所述第二滤波电容C_O2正极的公共端；

所述控制方法下具体步骤如下：

所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)分别向第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄的门极输出占空比互补的脉冲信号，逆变网络(Ⅱ)将直流输入电压逆变为方波电压；其中，第一开关管S₁、第二开关管S₂的工作时长固定为半个导通周期，第三开关管S₃在一个周期内的工作时长，即占空比D，可变化范围为0≤D≤D_max；具体步骤如下：

步骤一：所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)给第一开关管S₁、第四开关管S₄门极施加高电平脉冲信号，第一开关管S₁、第四开关管S₄构成全桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)上半部分输入电压V_ab＝U_in，第二输入电容C_in2、第四开关管S₄构成半桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)下半部分输入电压V_cb＝U_in/2；此时，所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)施加在辅助第五开关管S₅门极的脉冲信号为低电平，整流电路(Ⅴ)工作在全桥整流模式和倍压整流模式的混合状态，将变压器二次侧传递的交流电转化为直流电；

步骤二：所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)给第二开关管S₂、第四开关管S₄门极施加高电平脉冲信号，谐振网络(Ⅲ)上半部分输入电压V_ab＝0，第二输入电容C_in2、第四开关管S₄构成半桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)下半部分输入电压V_cb＝U_in/2；此时，所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)施加在辅助第五开关管S₅门极的脉冲信号仍为低电平，整流电路(Ⅴ)工作在全桥整流模式，将变压器二次侧传递的交流电转化为直流电；

步骤三：所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)给第二开关管S₂、第三开关管S₃门极施加高电平脉冲信号，第二开关管S₂、第三开关管S₃构成全桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)上半部分输入电压V_ab＝-U_in，第一输入电容C_in1、第二开关管S₂构成半桥逆变电路且谐振网络(Ⅲ)下半部分输入电压V_cb＝-U_in/2；此时，所述脉冲信号发生单元(Ⅵ)施加在辅助第五开关管S₅门极的脉冲信号为高电平，整流电路(Ⅴ)工作在倍压整流模式，将变压器二次侧传递的交流电转化为直流电；

所述控制方法下，在原边侧控制中，通过改变第三开关管S₃在一个周期内的工作时长，即占空比D，使所述第一开关管S₁、第二开关管S₂串联支路与第三开关管S₃、第四开关管S₄串联支路并联构成的全桥逆变电路由半桥逆变电路逐渐转变为全桥逆变电路，所述第三开关管S₃、第四开关管S₄串联支路与第一输入电容C_in1、第二输入电容C_in2串联支路构成的辅助半桥逆变电路由不接入逐渐转变为接入一个完整的半桥逆变电路，其中，0≤D≤D_max；配合辅助第五开关管S₅的控制实现整流网络(Ⅴ)的自适应整流，进而实现宽输出电压调节范围。

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