CN116995923A - 直流电压变换电路的控制方法和控制装置 - Google Patents

直流电压变换电路的控制方法和控制装置 Download PDF

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Abstract

本说明书实施例涉及电路控制技术领域，尤其涉及一种直流电压变换电路的控制方法和控制装置。所述控制方法包括：在直流电压变换电路的电压增益达到小于1的第一增益阈值后，将第一支路的占空比调整为设定数值，所述设定数值小于占空比上限值，将第二支路的占空比调整为占空比下限值；控制第一支路的占空比增加，保持第二支路的占空比不变，以使所述电压增益增加；在第一支路的占空比增加至占空比上限值后，保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比增加，以使所述电压增益继续增加，直至达到大于1的第二增益阈值。本说明书实施例可以实现直流电压变换电路在升压模式和降压模式之间平稳过渡。

Description

直流电压变换电路的控制方法和控制装置
技术领域
本说明书涉及电路控制技术领域，尤其涉及一种直流电压变换电路的控制方法和控制装置。
背景技术
直流电压变换电路，又称为DCDC变换器，是一种将某一电压等级的直流电源变换成其他电压等级的直流电源的装置，广泛应用于各种领域。例如，在新能源与储能应用领域，既存在需要向负载供电，又存在需要给电池放电等情况，从而需要使用到直流电压变换电路。
直流电压变换电路可以实现升压，也可以实现降压。已有的控制方法，在控制直流电压变换电路由升压模式转换为降压模式时，或者，由降压模式转换为升压模式时，由于开关管死区的限制以及最小脉宽等原因，直流电压变换电路的电压增益无法实现平滑过渡。
发明内容
本说明书实施例提供一种直流电压变换电路的控制方法，用于使电压变换电路在降压模式和升压模式之间平滑过渡。
本说明书实施例提供了一种直流电压变换电路的控制方法，所述直流电压变换电路包括通过电感耦接的第一支路和第二支路，第一支路包括串接的第一桥臂和第二桥臂，第二支路包括串接的第三桥臂和第四桥臂，第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂和第四桥臂包括串接的开关管；所述方法包括：
在直流电压变换电路的电压增益达到小于1的第一增益阈值后，将第一支路的占空比调整为设定数值，所述设定数值小于占空比上限值，将第二支路的占空比调整为占空比下限值；
控制第一支路的占空比增加，保持第二支路的占空比不变，以使所述电压增益增加；
在第一支路的占空比增加至占空比上限值后，保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比增加，以使所述电压增益继续增加，直至达到大于1的第二增益阈值。
本说明书实施例还提供了另一种直流电压变换电路的控制方法，所述直流电压变换电路包括通过电感耦接的第一支路和第二支路，第一支路包括串接的第一桥臂和第二桥臂，第二支路包括串接的第三桥臂和第四桥臂，第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂和第四桥臂包括串接的开关管；所述方法包括：
在直流电压变换电路的电压增益达到大于1的第二增益阈值后，将第一支路的占空比调整为占空比上限值，将第二支路的占空比调整为设定数值，所述设定数值大于占空比下限值；
保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比减小，以使所述电压增益减小；
在第二支路的占空比减小至占空比下限值后，保持第二支路的占空比不变，控制第一支路的占空比减小，以使所述电压增益继续减小，直至达到小于1的第一增益阈值。
本说明书实施例提供了一种控制装置，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述控制方法。
本说明书实施例的控制方法，在直流电压变换电路的电压增益达到小于1的第一增益阈值后，可以将第一支路的占空比调整为设定数值，将第二支路的占空比调整为占空比下限值；可以控制第一支路的占空比增加，保持第二支路的占空比不变，以使所述电压增益增加；在第一支路的占空比增加至占空比上限值后，可以保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比增加，以使所述电压增益继续增加，直至达到大于1的第二增益阈值。这样可以使直流电压变换电路的电压增益由小于1平滑过渡到大于1，实现了直流电压变换电路由降压模式平滑过渡到升压模式，保障了过渡过程中直流电压变换电路的稳定运行。
本说明书实施例的控制方法，在直流电压变换电路的电压增益达到大于1的第二增益阈值后，可以将第一支路的占空比调整为占空比上限值，将第二支路的占空比调整为设定数值；可以保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比减小，以使所述电压增益减小；在第二支路的占空比减小至占空比下限值后，可以保持第二支路的占空比不变，控制第一支路的占空比减小，以使所述电压增益继续减小，直至达到小于1的第一增益阈值。这样可以使直流电压变换电路的电压增益由大于1平滑过渡到小于1，实现了直流电压变换电路由升压模式平滑过渡到降压模式，保障了过渡过程中直流电压变换电路的稳定运行。
附图说明
为了更清楚地说明本说明书实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，下面描述中的附图仅仅是本说明书中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本说明书实施例中直流电压变换电路的拓扑图；
图2为本说明书中直流电压变换电路的控制方法的流程图；
图3为本说明书实施例中直流电压变换电路的控制过程示意图；
图4a为本说明书实施例中降压模式下控制信号的时序图；
图4b为本说明书实施例中过渡模式下控制信号的时序图；
图4c为本说明书实施例中升压模式下控制信号的时序图；
图5为本说明书实施例中直流电压变换电路的控制过程示意图；
图6a-图6d为本说明书实施例中降压模式下的电流流向示意图；
图7a-图7e为本说明书实施例中过渡模式下第一子周期内的电流流向示意图；
图7f-图7j为本说明书实施例中过渡模式下第二子周期内的电流流向示意图；
图8a-图8d为本说明书实施例中升压模式下的电流流向示意图；
图9为本说明书中直流电压变换电路的控制方法的流程图。
具体实施方式
下面将结合本说明书实施例中的附图，对本说明书实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本说明书一部分实施例，而不是全部的实施例。此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本公开，而非对本公开的限定。基于所描述的本公开的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。另外，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。
另外，前述已有的控制方法，在控制直流电压变换电路由升压模式转换为降压模式时，或者，由降压模式转换为升压模式时，直流电压变换电路中的所有开关管都需要工作在较高的开关频率上，从而造成损耗较大，工作效率较低。
本说明书实施例提供一种直流电压变换电路。
在一些实施例中，所述直流电压变换电路，又称为DCDC变换器，用于将某一电压等级的直流电源变换成其他电压等级的直流电源。所述直流电压变换电路可以包括第一支路、第二支路、以及耦接第一支路和第二支路的电感。所述第一支路可以包括串接的第一桥臂和第二桥臂。所述第二支路可以包括串接的第三桥臂和第四桥臂。所述第一桥臂、所述第二桥臂、所述第三桥臂和所述第四桥臂分别包括串接的开关管。所述开关管包括可控开关管，例如MOS管、IGBT、三极管等。所述电感可以包括用于储能的第一电感和用于储能的第二电感。所述第一电感可以跨接于第一桥臂的中点和第三桥臂的中点之间。所述第二电感可以跨接于第二桥臂的中点和第四桥臂的中点之间。所述中点可以包括桥臂中串接开关管的连接点。
在一些实施例中，请参阅图1。所述第一桥臂可以包括串接的第一开关管Q1P和第二开关管Q2P，所述第二桥臂可以包括串接的第三开关管Q3P和第四开关管Q4P，所述第三桥臂可以包括串接的第五开关管Q1S和第六开关管Q2S，所述第四桥臂可以包括串接的第七开关管Q3S和第八开关管Q4S。所述第一电感L1可以跨接于连接点a和连接点c，所述第二电感可以跨接于连接点b和连接点d。连接点a为第一开关管Q1P和第二开关管Q2P之间的连接点。连接点b为第三开关管Q3P和第四开关管Q4P之间的连接点。连接点c为第五开关管Q1S和第六开关管Q2S之间的连接点。连接点d为第七开关管Q3S和第八开关管Q4S之间的连接点。
在一些实施例中，所述第一桥臂、所述第二桥臂、所述第三桥臂和所述第四桥臂中的开关管可以与二极管并联。所述二极管用于提供电流反向流动通路。使得，所述直流电压变换电路可以为双向电路，能够实现电流的双向流动。需要说明的是，开关管及其并连的二极管可以为分立元器件。当然开关管和二极管也可以集成到一个开关器件中。所述开关器件中可以包括开关管及其并连的二极管。从而可以利用开关器件内部的二极管实现电流的双向流动。
在一些实施例中，第一支路可以与电源（以下称为第一电源）耦接，第二支路可以与电源（以下称为第二电源）耦接。所述直流电压变换电路可以为双向电路。直流电压变换电路可以用于第一电源对第二电源进行充电，还可以用于第二电源对第一电源进行放电。
考虑到直流电压变换电路的电压增益可以大于1，也可以小于1。则直流电压变换电路可以用于第一电源在降压下对第二电源进行充电、第一电源在升压下对第二电源进行充电、第二电源在升压下对第一电源进行放电、或者第二电源在降压下对第一电源进行放电。
在一些实施例中，所述第一支路还可以包括与第一桥臂并联的第一电容c1p、与第二桥臂并联的第二电容c2p、与第三桥臂并联的第三电容c1s、与第四桥臂并联的第四电容c2s。所述第一电容c1p和所述第二电容c2p可以串接。所述第三电容c1s和所述第四电容c2s可以串接。所述第一电容c1p、所述第二电容c2p、所述第三电容c1s和所述第四电容c2s用于进行滤波。
本说明书还提供一种直流电压变换电路的控制方法。
请参阅图2和图5。本说明书实施例提供的控制方法可以包括以下步骤。
步骤11：在直流电压变换电路的电压增益达到小于1的第一增益阈值后，将第一支路的占空比调整为设定数值，将第二支路的占空比调整为占空比下限值。
步骤12：控制第一支路的占空比增加，保持第二支路的占空比不变，以使所述电压增益增加。
步骤13：在第一支路的占空比增加至占空比上限值后，保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比增加，以使所述电压增益继续增加，直至达到大于1的第二增益阈值。
在一些实施例中，直流电压变换电路可以用于第一电源对第二电源进行充电。通过对直流电压变换电路进行控制，可以使直流电压变换电路的电压增益由小于1的第一增益阈值过渡到大于1的第二增益阈值。这样直流电压变换电路可以由降压模式平滑过渡到升压模式。
在一些实施例中，所述第一支路的占空比可以包括第一桥臂中不直接与第二桥臂耦接的开关管的占空比。例如，所述第一支路的占空比可以为第一开关管Q1P的占空比或者第四开关管Q4P的占空比。在一些场景示例中，第一开关管Q1P和第四开关管Q4P的占空比可以相同，相位可以相差180°。第二开关管Q2P和第三开关管Q3P的占空比可以相同，相位可以相差180°。第一开关管Q1P与第二开关管Q2P的占空比可以互补。第三开关管Q3P和第四开关管Q4P的占空比互补。其中，占空比互补可以理解为占空比之和等于1。具体的，例如，第一开关管Q1P与第二开关管Q2P的占空比之和可以等于1。这样当第一开关管Q1P导通时，第二开关管Q2P关断；当第一开关管Q1P关断时，第二开关管Q2P导通。第三开关管Q3P和第四开关管Q4P的占空比之和可以等于1。这样当第三开关管Q3P导通时，第四开关管Q4P关断；当第三开关管Q3P关断时，第四开关管Q4P导通。
在一些实施例中，所述第二支路的占空比可以包括第三桥臂中直接与第四桥臂耦接的开关管的占空比。例如，所述第二支路的占空比可以为第六开关管Q2S的占空比或者第七开关管Q3S的占空比。在一些场景示例中，第五开关管Q1S和第八开关管Q4S的占空比可以相同，相位可以相差180°。第六开关管Q2S和第七开关管Q3S的占空比可以相同，相位可以相差180°。第五开关管Q1S与第六开关管Q2S的占空比可以互补。第七开关管Q3S和第八开关管Q4S的占空比互补。其中，占空比互补可以理解为占空比之和等于1。具体的，例如，第五开关管Q1S与第六开关管Q2S的占空比之和可以等于1。这样当第五开关管Q1S导通时，第六开关管Q2S关断；当第五开关管Q1S关断时，第六开关管Q2S导通。第七开关管Q3S和第八开关管Q4S的占空比之和可以等于1。这样当第七开关管Q3S导通时，第八开关管Q4S关断；当第七开关管Q3S关断时，第八开关管Q4S导通。
在一些实施例中，第一支路和第二支路的占空比可以满足以下公式：；其中，G表示直流电压变换电路的电压增益，D1表示第一支路的占空比，D2表示第二支路的占空比。
直流电压变换电路的电压增益可以包括第二支路与第一支路之间电压的比值。例如，直流电压变换电路的电压增益可以表示为。U1为第一支路两端的电压，U2为第二支路两端的电压。请参阅图1。a点与b点间的电压Uab=D1×U1。第一开关管Q1P与第二开关管Q2P的占空比互补，第三开关管Q3P和第四开关管Q4P的占空比互补。可以推得c点与d点间的电压Ucd=（1-D2）×U2。考虑到电感在稳态情况下的伏秒平衡关系，可以得到。
在一些实施例中，由于开关管死区的限制以及最小脉宽等原因，第一支路（或者第二支路）的占空比在达到上限值以后，无法继续连续性的增加；第一支路（或者第二支路）的占空比在达到下限值以后，也无法继续连续性的减小。可以将占空比上限值记为Dmax。可以将占空比下限值记为Dmin，则第一支路（或者第二支路）的占空比可以为0，或者，也可以为1，或者，还可以为[Dmin，Dmax]之间的任意数值。例如，Dmax=0.95，Dmin=0.05。
需要说明的是，第一支路和第二支路的占空比上限值可以相等。第一支路和第二支路的占空比下限值也可以相等。可以将第一支路的占空比为上限值、并且第二支路的占空比为0时的电压增益作为直流电压变换电路的第一增益阈值。具体地，。G1表示第一增益阈值。/>表示第一支路的占空比上限值。另外，可以将第一支路的占空比为1、并且第二支路的占空比为下限值时的电压增益作为直流电压变换电路的第二增益阈值。具体地，/>。G2表示第二增益阈值。/>表示第二支路的占空比下限值。
在一些实施例中，请参阅图3。可以通过电感构建电流环，可以通过电感的电流环确定直流电压变换电路的电压增益。具体的，可以采样第一电感或者第二电感的实际电感电流；可以根据实际电感电流，确定直流电压变换电路的电压增益。例如，电感的电流环可以为负反馈电流环，从而可以根据实际电感电流和参考电感电流的差值确定所述电压增益。具体的，例如，可以将所述差值输入控制器（例如PID控制器），得到电压增益。
所述参考电感电流可以采用任意方式获得。例如，可以通过第二电源构建电流环，可以通过第二电源的电流环确定所述参考电感电流。具体的，可以采样第二电源的实际电源电流；可以根据实际电源电流和参考电源电流，确定所述参考电感电流。例如，第二电源的电流环可以为负反馈电流环，从而可以根据实际电源电流和参考电源电流的差值确定所述参考电感电流。例如，可以将所述差值输入控制器（例如PID控制器），得到参考电感电流。
直流电压变换电路的电压增益可以用于控制第一支路和第二支路中开关管的开关状态。所述第一支路可以对应有第一调制模块。可以将所述电压增益输入第一调制模块。第一调制模块可以根据电压增益生成调制信号，所述调制信号可以包括直流信号。所述调制信号通过与三角载波信号进行比较后可以得到第一支路中开关管的控制信号，所述控制信号可以包括PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）控制信号。例如，第一支路中开关管的控制信号可以包括g1p、g2p、g3p、g4p等。控制信号g1p、g2p、g3p、g4p分别用于控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的开关状态。g1p与g2p为互补控制信号，其相应的三角载波信号同相位。g3p与g4p为互补控制信号，其相应的三角载波信号同相位。g1p与g4p的三角载波信号相差180°，g2p与g3p的三角载波信号相差180°。另外，还可以将电压增益输入第二调制模块。第二调制模块可以根据电压增益生成调制信号，所述调制信号可以包括直流信号。所述调制信号通过与三角载波信号进行比较后可以得到第二支路中开关管的控制信号，所述控制信号可以包括PWM控制信号。例如，第二支路中开关管的控制信号可以包括g1s、g2s、g3s、g4s等。控制信号g1s、g2s、g3s、g4s分别用于控制第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管的开关状态。g1s与g2s为互补控制信号，其相应的三角载波信号同相位。g3s与g4s为互补控制信号，其相应的三角载波信号同相位。g1s与g4s的三角载波信号相差180°，g2s与g3s的三角载波信号相差180°。需要说明的是，g1p的三角载波信号、g2p的三角载波信号、g3s的三角载波信号、g4s的三角载波信号，可以同相位。g3p的三角载波信号、g4p的三角载波信号、g1s的三角载波信号、g2s的三角载波信号，可以同相位。
在一些实施例中，直流电压变换电路的控制过程可以包括以下3个阶段。
阶段（1）：直流电压变换电路的电压增益小于第一增益阈值。
在直流电压变换电路的电压增益小于第一增益阈值的情况下，第一支路的电压U1高于第二支路两端的电压U2，直流电压变换电路工作在降压模式下，能够用于第一电源对第二电源进行充电。第二电源的电压随着充电可以不断升高，使得直流电压变换电路的电压增益不断变大。在降压模式下，可以控制第一支路的占空比增加，可以保持第二支路的占空比为0。第二支路的占空比为0，即，第五开关管Q1S和第八开关管Q4S处于导通状态，第六开关管Q2S和第七开关管Q3S处于关断状态。根据公式可知，第一支路的占空比增加，第二支路的占空比为0，可以使直流电压变换电路的电压增益增加。这样在降压模式下，第一支路中的开关管工作在PWM状态，第二支路中开关管的开关状态保持不变。避免了直流电压变换电路中的所有开关管都工作在较高的开关频率上，降低了损耗，提高了工作效率。
请参阅图4a。在降压模式下，Ts表示直流电压变换电路的控制周期。。Fs可以为开关管的开关频率。g1p为第一开关管Q1P的PWM控制信号。g1p通过将第一开关管Q1P的调制信号与第一开关管Q1P的三角载波信号进行比较得到。g4p为第四开关管Q4P的PWM控制信号。g4p通过将第四开关管Q4P的调制信号与第四开关管Q4P的三角载波信号进行比较得到。g2s为第六开关管Q2S的PWM控制信号。g2s通过将第六开关管Q2S的调制信号与第六开关管Q2S的三角载波信号进行比较得到。g3s为第七开关管Q3S的PWM控制信号。g3s通过将第七开关管Q3S的调制信号与第七开关管Q3S的三角载波信号进行比较得到。g2s和g3s的占空比为0。IL为电感电流。根据图4a所示的PWM控制信号，在一个控制周期内，直流电压变换电路的电流流向示意图可以如图6a-图6d所示。
在图6a中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第三开关管Q3P所并联的二极管、第一电容C1P。接下来在图6b中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P。接下来在图6c中，电流路径可以包括：第二开关管Q2P所并连的二极管、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P、第二电容C2P。接下来在图6d中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P。
阶段（2）：直流电压变换电路的电压增益大于第一增益阈值并且小于第二增益阈值。
在直流电压变换电路的电压增益增加至第一增益阈值后，直流电压变换电路进入过渡模式。前已述及，可以将第一支路的占空比为上限值、并且第二支路的占空比为0时的电压增益作为第一增益阈值。因此在直流电压变换电路的电压增益增加至第一增益阈值后，第一支路的占空比将增加至占空比上限值。为了能够使直流电压变换电路的电压增益继续平滑的增加，可以将第一支路的占空比由上限值调整为设定数值（以下成为第一设定数值），可以将第二支路的占空比由0调整为占空比下限值。其中，所述第一设定数值小于占空比上限值，具体可以根据计算得到。G1表示第一增益阈值。D1max表示第一支路的占空比上限值。D2min表示第二支路的占空比下限值。D1s表示第一设定数值。
可以控制第一支路的占空比增加，保持第二支路的占空比不变（即，保持第二支路的占空比为D2min）。根据公式可知，第一支路的占空比增加，第二支路的占空比为D2min，可以使直流电压变换电路的电压增益增加。在第一支路的占空比增加至上限值以后，可以保持第一支路的占空比不变（即，保持第一支路的占空比为D1max），控制第二支路的占空比增加。根据公式/>可知，第一支路的占空比为D1max，第二支路的占空比增加，可以使直流电压变换电路的电压增益增加，直至电压增益达到大于1的第二增益阈值。这样可以使直流电压变换电路的电压增益由小于1平滑过渡到大于1，实现了直流电压变换电路由降压模式平滑过渡到升压模式，保障了过渡过程中直流电压变换电路的稳定运行。
在过渡模式下，直流电压变换电路的控制周期可以包括第一子周期和第二子周期。第一子周期和第二子周期的时长可以相同或者不同。在控制周期的第一子周期内，可以使第一支路中的开关管工作在PWM状态，可以保持第二支路中开关管的开关状态不变。在控制周期的第二子周期内，可以保持第一支路中开关管的开关状态不变，可以使第二支路中的开关管工作在PWM状态。这样在直流电压变换电路的整个控制周期内，第一子周期与前述的降压模式相类似，第一支路中的开关管工作在PWM状态，第二支路中开关管的开关状态保持不变；第二子周期与后续的升压模式相类似，第一支路中开关管的开关状态保持不变，第二支路中的开关管工作在PWM状态。也就是说，在每个子周期内，工作在PWM状态的开关管数量与降压模式（或者升压模式）一致，从而避免了直流电压变换电路中的所有开关管都工作在较高的开关频率上，降低了过渡过程中的损耗，提高了工作效率。
请参阅图4b。在过渡模式下，直流电压变换电路的控制周期可以为。第一子周期为控制周期中的第一个Ts，第二子周期为控制周期中的第二个Ts。在第一子周期内，g2s和g3s的占空比为0。在第二子周期内，g1g和g4p的占空比为1。g1p为第一开关管Q1P的PWM控制信号。g1p通过将第一开关管Q1P的调制信号与第一开关管Q1P的三角载波信号进行比较得到。g4p为第四开关管Q4P的PWM控制信号。g4p通过将第四开关管Q4P的调制信号与第四开关管Q4P的三角载波信号进行比较得到。g2s为第六开关管Q2S的PWM控制信号。g2s通过将第六开关管Q2S的调制信号与第六开关管Q2S的三角载波信号进行比较得到。g3s为第七开关管Q3S的PWM控制信号。g3s通过将第七开关管Q3S的调制信号与第七开关管Q3S的三角载波信号进行比较得到。IL为电感电流。根据图4b所示的PWM控制信号，在一个控制周期内，直流电压变换电路的电流流向示意图可以如图7a-图7j所示。其中，图7a-图7e为第一子周期内的电流流向示意图，图7f-图7j为第二子周期内的电流流向示意图。
在图7a中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第三开关管Q3P所并联的二极管、第一电容C1P。接下来在图7b中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P。接下来在图7c中，电流路径可以包括：第二开关管Q2P所并连的二极管、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P、第二电容C2P。接下来在图7d中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P。接下来在图7e中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第三开关管Q3P所并联的二极管、第一电容C1P。
在图7f中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第三电容C1S、第七开关管Q3S、第二电感L2、第四开关管Q4P。接下来在图7g中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P。接下来在图7h中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第六开关管Q2S、第四电容C2S、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P。接下来在图7i中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P。接下来在图7j中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第三电容C1S、第七开关管Q3S、第二电感L2、第四开关管Q4P。
阶段（3）。直流电压变换电路的电压增益大于第二增益阈值。
在直流电压变换电路的电压增益增加至第二增益阈值后，直流电压变换电路进入升压模式。前已述及，可以将第一支路的占空比为1、并且第二支路的占空比为下限值时的电压增益作为第二增益阈值。因此在直流电压变换电路的电压增益增加至第二增益阈值后，第二支路的占空比将增加至设定数值（以下称为第二设定数值）。其中，所述第二设定数值可以大于占空比下限值，具体可以根据计算得到。G2表示第二增益阈值。D2min表示第二支路的占空比下限值。D1max表示第一支路的占空比上限值。D2s表示第二设定数值。为了能够使直流电压变换电路的电压增益继续平滑的增加，可以将第一支路的占空比调整为1，可以将第二支路的占空比调整为占空比下限值；可以保持第一支路的占空比不变（即，保持第一支路的占空比为1），可以控制第二支路的占空比增加。第一支路的占空比为1，即，第一开关管Q1P和第四开关管Q4P处于导通状态，第二开关管Q2P和第三开关管Q3P处于关断状态。根据公式/>可知，第一支路的占空比为1，第二支路的占空比增加，可以使直流电压变换电路的电压增益增加。这样直流电压变换电路工作在升压模式下，可以供第一电源对第二电源进行充电。并且，在升压模式下，第一支路中开关管的开关状态保持不变，第二支路中的开关管工作在PWM状态。从而避免了直流电压变换电路中的所有开关管都工作在较高的开关频率上，降低了损耗，提高了工作效率。
请参阅图4c。在降压模式下，Ts表示直流电压变换电路的控制周期。。Fs可以为开关管的开关频率。g1p为第一开关管Q1P的PWM控制信号。g1p通过将第一开关管Q1P的调制信号与第一开关管Q1P的三角载波信号进行比较得到。g4p为第四开关管Q4P的PWM控制信号。g4p通过将第四开关管Q4P的调制信号与第四开关管Q4P的三角载波信号进行比较得到。g2s为第六开关管Q2S的PWM控制信号。g2s通过将第六开关管Q2S的调制信号与第六开关管Q2S的三角载波信号进行比较得到。g3s为第七开关管Q3S的PWM控制信号。g3s通过将第七开关管Q3S的调制信号与第七开关管Q3S的三角载波信号进行比较得到。g1p和g4p的占空比为1。IL为电感电流。根据图4c所示的PWM控制信号，在一个控制周期内，直流电压变换电路的电流流向示意图可以如图8a-图8d所示。
在图8a中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第三电容C1S、第七开关管Q3S、第二电感L2、第四开关管Q4P。接下来在图8b中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P。接下来在图8c中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第六开关管Q2S、第四电容C2S、第八开关管Q4S所并连接的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P。接下来在图8d中，电流路径可以包括：第一开关管Q1P、第一电感L1、第五开关管Q1S所并联的二极管、第二电源、第八开关管Q4S所并连的二极管、第二电感L2、第四开关管Q4P。
本说明书实施例的控制方法，在直流电压变换电路的电压增益达到小于1的第一增益阈值后，可以将第一支路的占空比调整为设定数值，将第二支路的占空比调整为占空比下限值；可以控制第一支路的占空比增加，保持第二支路的占空比不变，以使所述电压增益增加；在第一支路的占空比增加至占空比上限值后，可以保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比增加，以使所述电压增益继续增加，直至达到大于1的第二增益阈值。这样可以使直流电压变换电路的电压增益由小于1平滑过渡到大于1，实现了直流电压变换电路由降压模式平滑过渡到升压模式，保障了过渡过程中直流电压变换电路的稳定运行。
本说明书还提供一种直流电压变换电路的控制方法。
请参阅图5和图9。本说明书实施例提供的控制方法可以包括以下步骤。
步骤21：在直流电压变换电路的电压增益达到大于1的第二增益阈值后，将第一支路的占空比调整为占空比上限值，将第二支路的占空比调整为设定数值。
步骤22：保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比减小，以使所述电压增益减小。
步骤23：在第二支路的占空比减小至占空比下限值后，保持第二支路的占空比不变，控制第一支路的占空比减小，以使所述电压增益继续减小，直至达到小于1的第一增益阈值。
在一些实施例中，直流电压变换电路可以用于第二电源对第一电源进行放电。通过对直流电压变换电路进行控制，可以使直流电压变换电路的电压增益由大于1的第二增益阈值过渡到小于1的第一增益阈值。这样直流电压变换电路可以由升压模式平滑过渡到降压模式。
在一些实施例中，第一增益阈值、第二增益阈值、占空比上限值、占空比下限值，可以参见前述实施例。关于步骤21的设定数值，可以参见前述实施例中的第二设定数值。
在一些实施例中，直流电压变换电路的控制过程可以包括以下3个阶段。
阶段（4）。直流电压变换电路的电压增益大于第二增益阈值。
请参阅图4c。在直流电压变换电路的电压增益大于第二增益阈值的情况下，第一支路的电压U1低于第二支路两端的电压U2，直流电压变换电路工作在升压模式，用于第二电源对第一电源进行放电。第二电源的电压随着放电可以不断降低，使得直流电压变换电路的电压增益不断变小。在升压模式下，可以保持第一支路的占空比为1，控制第二支路的占空比减小。第一支路的占空比为1，即，第一开关管Q1P和第四开关管Q4P处于导通状态，第二开关管Q2P和第三开关管Q3P处于关断状态。根据公式可知，第一支路的占空比为1，第二支路的占空比减小，可以使直流电压变换电路的电压增益减小。这样在升压模式下，第一支路中开关管的开关状态保持不变，第二支路中的开关管工作在PWM状态。避免了直流电压变换电路中的所有开关管都工作在较高的开关频率上，降低了损耗，提高了工作效率。
阶段（5）。直流电压变换电路的电压增益小于第二增益阈值并且大于第一增益阈值。
请参阅图4b。在直流电压变换电路的电压增益减小至第二增益阈值后，直流电压变换电路进入过渡模式。前已述及，可以将第一支路的占空比为1、并且第二支路的占空比为下限值时的电压增益作为第二增益阈值。因此在直流电压变换电路的电压增益减小至第二增益阈值后，第二支路的占空比将减小至占空比下限值。为了能够使直流电压变换电路的电压增益继续平滑的减小，可以将第一支路的占空比由1调整为占空比上限值，可以将第二支路的占空比由占空比下限值调整为第二设定数值。所述第二设定数值可以大于占空比下限值。
可以保持第一支路的占空比不变（即，保持第一支路的占空比为D1max），可以控制第二支路的占空比减小。根据公式可知，第一支路的占空比为D1max，第二支路的占空比减小，可以使直流电压变换电路的电压增益减小。在第二支路的占空比减小至占空比下限值后，可以保持第二支路的占空比不变（即，保持第二支路的占空比为D2min），控制第一支路的占空比减小。根据公式/>可知，第一支路的占空比减小，第二支路的占空比为D2min，可以使直流电压变换电路的电压增益继续减小，直至达到小于1的第一增益阈值。这样可以使直流电压变换电路的电压增益由大于1平滑过渡到小于1，实现了直流电压变换电路由升压模式平滑过渡到降压模式，保障了过渡过程中直流电压变换电路的稳定运行。
在过渡模式下，直流电压变换电路的控制周期可以包括第一子周期和第二子周期。第一子周期和第二子周期的时长可以相同或者不同。在控制周期的第一子周期内，可以使第一支路中的开关管工作在PWM状态，可以保持第二支路中开关管的开关状态不变。在控制周期的第二子周期内，可以保持第一支路中开关管的开关状态不变，可以使第二支路中的开关管工作在PWM状态。这样在直流电压变换电路的整个控制周期内，第一子周期与前述的降压模式相类似，第一支路中的开关管工作在PWM状态，第二支路中开关管的开关状态保持不变；第二子周期与后续的升压模式相类似，第一支路中开关管的开关状态保持不变，第二支路中的开关管工作在PWM状态。也就是说，在每个子周期内，工作在PWM状态的开关管数量与降压模式（或者升压模式）一致，从而避免了直流电压变换电路中的所有开关管都工作在较高的开关频率上，降低了过渡过程中的损耗，提高了工作效率。
例如，直流电压变换电路的控制周期可以为。Fs可以为开关管的开关频率。第三时间段为控制周期中的第一个Ts，第四时间段为控制周期中的第二个Ts。
阶段（6）。直流电压变换电路的电压增益小于第一增益阈值。
请参阅图4a。在直流电压变换电路的电压增益减小至第一增益阈值后，直流电压变换电路进入降压模式。前已述及，可以将第一支路的占空比为上限值、并且第二支路的占空比为0时的电压增益作为第一增益阈值。因此在直流电压变换电路的电压增益减小至第一增益阈值后，第一支路的占空比将减小至第一设定数值。为了能够使直流电压变换电路的电压增益继续平滑的减小，可以将第一支路的占空比调整为占空比上限值，可以将第二支路的占空比调整为0；可以控制第一支路的占空比减小，可以保持第二支路的占空比不变（即，保持第二支路的占空比为0）。第二支路的占空比为0，即，第五开关管Q1S和第八开关管Q4S处于导通状态，第六开关管Q2S和第七开关管Q3S处于关断状态。根据公式，第一支路的占空比减小，第二支路的占空比为0，可以使直流电压变换电路的电压增益减小。这样直流电压变换电路工作在降压模式下，可以供第二电源对第一电源进行放电。在降压模式下，第一支路中的开关管工作在PWM状态，第二支路中开关管的开关状态保持不变。避免了直流电压变换电路中的所有开关管都工作在较高的开关频率上，降低了损耗，提高了工作效率。
本说明书实施例的控制方法，在直流电压变换电路的电压增益达到大于1的第二增益阈值后，可以将第一支路的占空比调整为占空比上限值，将第二支路的占空比调整为设定数值；可以保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比减小，以使所述电压增益减小；在第二支路的占空比减小至占空比下限值后，可以保持第二支路的占空比不变，控制第一支路的占空比减小，以使所述电压增益继续减小，直至达到小于1的第一增益阈值。这样可以使直流电压变换电路的电压增益由大于1平滑过渡到小于1，实现了直流电压变换电路由升压模式平滑过渡到降压模式，保障了过渡过程中直流电压变换电路的稳定运行。
本说明书实施例还提供一种控制装置，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述控制方法。所述控制装置可以包括计算机设备、控制器等。
本说明书实施例还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述控制方法。
本说明书实施例还提供一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述控制方法。
本说明书是参照本说明书实施例方法的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。所述计算机可以为个人计算机、膝上型计算机、蜂窝电话、相机电话、智能电话、个人数字助理、媒体播放器、导航设备、电子邮件设备、游戏控制台、平板计算机、可穿戴设备或者这些设备中的任何设备的组合。
本领域的技术人员能够理解，本说明书对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。另外，可以理解的是，本领域技术人员在阅读本说明书文件之后，可以无需创造性劳动想到将本说明书列举的部分或全部实施例进行任意组合，这些组合也在本说明书公开和保护的范围内。
虽然通过实施例描绘了本说明书，本领域普通技术人员知道，以上实施例只是用于帮助理解本说明书的核心思想。本领域的技术人员能够理解，本说明书还有许多变形和变化。希望所附的权利要求包括这些变形和变化而不脱离本说明书的精神。

Claims (10)

1.一种直流电压变换电路的控制方法，其特征在于，所述直流电压变换电路包括通过电感耦接的第一支路和第二支路，第一支路包括串接的第一桥臂和第二桥臂，第二支路包括串接的第三桥臂和第四桥臂，第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂和第四桥臂包括串接的开关管；
所述方法包括：
在直流电压变换电路的电压增益达到小于1的第一增益阈值后，将第一支路的占空比调整为设定数值，所述设定数值小于占空比上限值，将第二支路的占空比调整为占空比下限值；
控制第一支路的占空比增加，保持第二支路的占空比不变，以使所述电压增益增加；
在第一支路的占空比增加至占空比上限值后，保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比增加，以使所述电压增益继续增加，直至达到大于1的第二增益阈值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
在所述电压增益达到第一增益阈值之前，控制第一支路的占空比增加，保持第二支路的占空比为0，以使所述电压增益增加；或者，
在所述电压增益达到第二增益阈值之后，将第一支路的占空比调整为1，将第二支路的占空比调整为占空比下限值；保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比增加，以使所述电压增益继续增加。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，第一支路的占空比和第二支路的占空比满足以下公式：；其中，G表示直流电压变换电路的电压增益，D1表示第一支路的占空比，D2表示第二支路的占空比。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，直流电压变换电路的控制周期包括第一子周期和第二子周期；在所述控制周期的第一子周期内，使第一支路中的开关管工作在PWM状态，保持第二支路中开关管的开关状态不变；在所述控制周期的第二子周期内，保持第一支路中开关管的开关状态不变，使第二支路中的开关管工作在PWM状态。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电感包括第一电感和第二电感，所述第一电感跨接于第一桥臂的中点和第三桥臂的中点之间，所述第二电感跨接于第二桥臂的中点和第四桥臂的中点之间；所述方法还包括：
采样与第二支路相耦接电源的实际电源电流；
根据实际电源电流和参考电源电流，确定参考电感电流；
采样第一电感或者第二电感的实际电感电流；
根据实际电感电流和参考电感电流，确定直流电压变换电路的电压增益。
6.一种直流电压变换电路的控制方法，其特征在于，所述直流电压变换电路包括通过电感耦接的第一支路和第二支路，第一支路包括串接的第一桥臂和第二桥臂，第二支路包括串接的第三桥臂和第四桥臂，第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂和第四桥臂包括串接的开关管；
所述方法包括：
在直流电压变换电路的电压增益达到大于1的第二增益阈值后，将第一支路的占空比调整为占空比上限值，将第二支路的占空比调整为设定数值，所述设定数值大于占空比下限值；
保持第一支路的占空比不变，控制第二支路的占空比减小，以使所述电压增益减小；
在第二支路的占空比减小至占空比下限值后，保持第二支路的占空比不变，控制第一支路的占空比减小，以使所述电压增益继续减小，直至达到小于1的第一增益阈值。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
在所述电压增益达到第二增益阈值之前，保持第一支路的占空比为1，控制第二支路的占空比减小，以使所述电压增益减小；或者，
在所述电压增益达到第一增益阈值之后，将第一支路的占空比调整为占空比上限值，将第二支路的占空比调整为0；控制第一支路的占空比减小，保持第二支路的占空比不变，以使所述电压增益继续减小。
8.根据权利要求6或7所述的方法，其特征在于，第一支路的占空比和第二支路的占空比满足以下公式：；其中，G表示直流电压变换电路的电压增益，D1表示第一支路的占空比，D2表示第二支路的占空比；直流电压变换电路对应的控制周期包括第一子周期和第二子周期；在每个控制周期的第一子周期内，使第一支路中的开关管工作在PWM状态，保持第二支路中开关管的开关状态不变；在每个控制周期的第二子周期内，保持第一支路中开关管的开关状态不变，使第二支路中的开关管工作在PWM状态。
9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述电感包括第一电感和第二电感，所述第一电感跨接于第一桥臂的中点和第三桥臂的中点之间，所述第二电感跨接于第二桥臂的中点和第四桥臂的中点之间；所述方法还包括：
采样与第二支路相耦接电源的实际电源电流；
根据实际电源电流和参考电源电流，确定参考电感电流；
采样第一电感或者第二电感的实际电感电流；
根据实际电感电流和参考电感电流，确定直流电压变换电路的电压增益。
10.一种控制装置，其特征在于，包括：
处理器；用于存储处理器可执行指令的存储器；
所述处理器通过执行所述指令以实现如权利要求1-9中任一项所述的控制方法。
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