TWI387191B - 電壓模式切換式電源供應電路、及其控制電路與方法 - Google Patents

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Description

電壓模式切換式電源供應電路、及其控制電路與方法
本發明係有關一種改善輕載效率及模態轉換特性之切換式電源供應電路、及其控制電路與方法，特別是指不需要取得輸入電壓和輸出電壓訊號，即可產生適當之控制訊號的切換式電源供應電路、及其控制電路與方法。
切換式電源供應電路有多種型式，例如降壓型(Buck Converter)、升壓型(Boost Converter)、反壓型(Inverter Converter)、升降壓型(Buck-Boost Converter)等等。以上各電路又可分為同步與非同步式，同步切換式電源供應電路使用兩個(升降壓型使用四個)功率電晶體開關，非同步切換式電源供應電路則以二極體取代功率電晶體開關之一。以同步降壓型電源供應電路為例來加以說明，其電路結構大致如第1圖所示，降壓型電源供應電路1包含有兩個功率電晶體開關Q1、Q2，受控制電路10所控制；控制電路10根據從輸出端Vout萃取出的反饋訊號FB，產生開關控制訊號控制電晶體Q1、Q2的開與關，以將電能從輸入端Vin傳送給輸出端Vout。第2圖示出升壓型電源供應電路2，第3圖示出反壓型電源供應電路3，第4圖示出升降壓型電源供應電路4，以上電路雖然電路架構和功率電晶體開關數目有所不同，但均是由控制電路10根據反饋訊號FB，而產生開關控制訊號控制功率電晶體開關，達成輸入端Vin與輸出端Vout間的功率轉換。
上述各種切換式電源供應電路中，於輕載(指所需供應給負載電路的電流較小)時，若仍然以同樣的脈寬調變(PWM) 方式控制功率電晶體開關，則會產生效率不佳的問題。以同步降壓型電源供應電路為例來說明，請參閱第5圖，在電壓模式的控制架構中，控制電路10中包含誤差放大器12、PWM比較器16、驅動級18，誤差放大器12將反饋訊號FB與參考訊號Vref相比較，產生誤差放大訊號Comp。PWM比較器16將誤差放大訊號Comp與斜坡訊號Ramp比較，產生工作訊號Duty。驅動級18根據工作訊號Duty，驅動功率電晶體開關。請對照參閱第5圖與第6圖，當負載電流越來越小時，若操作在連續導通模式(CCM,Continuous Conduction Mode)下，當下橋電流小於零時，會使得能量會從輸出端倒抽回輸入端，造成功率轉換效率變差，因此當此現象發生時，必需使下橋操作如非同步型的二極體模式，即所謂diode emulated模式，以便能進入間續導通模式(DCM,Discontinuous Conduction Mode)。當電源供應電路從連續導通模式進入間續導通模式，此時COMP電壓會隨負載電流下降而下降，Duty訊號的脈寬也隨之降低。但若負載電流持續下降，致使Duty訊號的脈寬持續下降到某個程度之下時，輸出端每次從輸入端獲得的能量十分有限，而上下橋電晶體每次開關所消耗的能量(Switching Loss)則幾乎不變，這使得能量轉換效率下降。此外，當負載需求改變，電源供應電路由DCM返回CCM時，COMP訊號因停在DCM時的低電壓，就需要更多的時間爬回它在CCM時的準位，反應較慢，亦即模態轉換特性較差，也會使輸出電壓的下降(undershoot)更深。
對此，先前技術之美國專利第6,396,252號案提出一種電路架構，其原始圖示電路甚為複雜，本說明書中將其簡化示於第7圖，該案的作法是以另一組電路產生一個最低脈寬 Min_Duty，並在邏輯電路17中，選擇最低脈寬Min_Duty和工作訊號Duty中脈寬較長者，輸出給驅動級18。其實際電路是以比例電路11取得Vout訊號的某個比例，並以Ramp產生電路13產生與輸入電壓Vin成比例的Ramp_2訊號，在PWM比較器15中比較後，產生最低脈寬Min_Duty。
上述先前技術美國專利第6,396,252號案的作法是直接決定最低脈寬Min_Duty，該案的缺點包括：必須取得輸入電壓Vin來產生Ramp_2訊號，必須取得輸出電壓Vout來決定最低脈寬Min_Duty，必須多一組PWM比較器，此外，沒有解決DCM時COMP訊號準位過低，導致從DCM返回CCM時模態轉換效率不佳的問題。
美國專利第7,456,624號案提出一種進入跳頻模式(Pulse Skipping Mode)的方法與電路，該案並未揭露詳細的電路細節，但由其說明書與圖示可知該案同樣必須取得輸入電壓Vin和輸出電壓Vout，才能進行控制。
有鑑於以上所述，本發明即針對先前技術之不足，提出一種可改善模態轉換效率之電源供應電路、及其控制電路與方法，且該電源供應電路、控制電路與方法中不需要取得輸入電壓和輸出電壓訊號。
本發明目的之一在提供一種改善輕載效率及模態轉換特性之切換式電源供應電路。
本發明之又一目的在提供一種電壓模式切換式電源供應電路之控制電路。
本發明之再一目的在提供一種電壓模式切換式電源供應 電路之控制方法。
為達上述之目的，就其中一個觀點言，本發明提供了一種電壓模式切換式電源供應電路，可在脈寬調變模式與跳頻模式間變換，此電源供應電路包含：功率開關電路，包含至少一個功率電晶體開關，藉由該功率電晶體開關的切換，而將輸入電壓轉換為輸出電壓；誤差放大器，將與輸出電壓有關的反饋訊號與一參考訊號相比較，產生誤差放大訊號；脈寬調變比較器，其根據該誤差放大訊號及一斜坡訊號，而產生工作(Duty)訊號，藉以控制功率開關電路中之該功率電晶體開關；誤差放大訊號鉗位(Clamp)電路，用以決定誤差放大器臨界值及跳頻模式的臨界位準，並鉗住誤差放大器輸出，於控制該功率電晶體開關導通時間的控制方式下，使誤差放大訊號不小於該臨界值，或於控制該功率電晶體開關關閉時間的控制方式下，使誤差放大訊號不大於該臨界值；以及跳頻電路，當誤差放大訊號接近或等於跳頻模式的臨界位準時，產生跳頻訊號，以使電源供應電路進入跳頻模式。
PWM模式中可包含連續導通模式(CCM)與間續導通模式(DCM)。上述切換式電源供應電路中之誤差放大訊號臨界值設定電路宜包括儲存及轉換電路，以根據CCM下之誤差放大訊號產生誤差放大訊號之臨界值，或根據與功率電晶體開關連接之一非固定電位節點的電壓，產生誤差放大訊號之臨界值。
在其中一種實施型態中，該儲存及轉換電路包括類比數位轉換器，將CCM下之誤差放大訊號轉換為數位訊號，及數位類比轉換器，將該數位訊號轉換為誤差放大訊號之臨界值。
在其中一種實施型態中，該儲存及轉換電路包括低通濾波器，用以取得該節點的平均電壓；及比例電路，根據低通濾波 器的輸出，產生誤差放大訊號之臨界值。
上述切換式電源供應電路中可更包含斜坡訊號值設定電路，用以設定使斜坡訊號的斜率與輸入電壓相關。
就另一個觀點言，本發明提供了一種電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，包含：誤差放大器，將一反饋訊號與一參考訊號相比較，產生誤差放大訊號；脈寬調變比較器，其根據該誤差放大訊號及一斜坡訊號，而產生工作(Duty)訊號；誤差放大訊號鉗位電路，用以決定誤差放大訊號之臨界值及跳頻模式的臨界位準，並於控制該功率電晶體開關導通時間的控制方式下，使誤差放大訊號不小於該誤差放大訊號之臨界值，或於控制該功率電晶體開關關閉時間的控制方式下，使誤差放大訊號不大於該誤差放大訊號之臨界值；以及跳頻電路，當誤差放大訊號接近或等於跳頻模式的臨界位準時，產生跳頻訊號。
上述切換式電源供應電路，與上述控制電路中，該跳頻電路可根據流過誤差放大訊號臨界值設定電路中的一電流，而產生跳頻訊號。
就又另一個觀點言，本發明提供了一種電壓模式切換式電源供應電路之控制方法，該電源供應電路可在脈寬調變模式與跳頻模式間變換，所述方法包含：將與輸出電壓有關的反饋訊號與一參考訊號相比較，產生誤差放大訊號；根據該誤差放大訊號及一斜坡訊號，產生工作(Duty)訊號，藉以控制該電源供應電路；決定誤差放大訊號之臨界值及跳頻模式的臨界位準，並於控制該功率電晶體開關導通時間的控制方式下，使誤差放大訊號不小於該臨界值，或於控制該功率電晶體開關關閉時間的控制方式下，使誤差放大訊號不大於該臨界值；以及當 誤差放大訊號接近或等於跳頻模式的臨界位準時，產生跳頻訊號，以使電源供應電路進入跳頻模式。
本發明可運用於降壓、升壓、反壓、及升降壓等同步或非同步切換式電源供應電路中。
底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
請參考第8圖，在電壓模式的控制架構中，本發明並不設定最低脈寬，而是限制COMP訊號的臨界值，這樣可以改善模態轉換特性。一般而言，切換式電源供應電路的控制架構中，可以採用控制上橋功率電晶體開關導通時間的控制方式，或採用控制上橋功率電晶體開關關閉時間(或控制下橋功率電晶體開關導通時間)的控制方式。在控制上橋功率電晶體開關導通時間的控制方式下，前述臨界值係設定COMP訊號的最低值，而在控制上橋功率電晶體開關關閉時間(或控制下橋功率電晶體開關導通時間)的控制方式下，前述臨界值係設定COMP訊號的最高值。請對照參閱第6圖與第8圖，以控制上橋功率電晶體開關導通時間為例，本發明設定COMP訊號的最低值為Comp_Min，用以作為跳頻模式的臨界位準；此最低值係由一誤差放大訊號鉗位電路所產生(容後詳述)。當COMP訊號下降至此最低值時，整體電源供應電路便隨之進入跳頻模式，減少功率電晶體開關的切換，直到負載需求增加為止。由於誤差放大訊號鉗位電路使得COMP訊號的不能小於Comp_Min，當負載變化使電源供應電路由跳頻模式返回PWM模式時，可以加速COMP訊號回到正確準位的反應時 間，Duty訊號可以很快地到達正確的脈寬，亦即模態轉換效率較佳。
最低值Comp_Min的設定與輸入電壓Vin、輸出電壓Vout、及斜坡訊號Ramp的高度有關，亦即最低值Comp_Min隨不同的應用環境而有所不同。若設定太高，會造成電源供應電路太早進入跳頻模式，輸出端之負載將無法穩定自輸入端取得電能；若太低，則輕載時的效率和從跳頻模式回到PWM模式時的模態轉換效率都會較差。根據本發明，理想的最低值Comp_Min應為略小於CCM時的COMP訊號準位，因此本發明的構想是根據CCM時的COMP訊號準位來決定最低值Comp_Min。此外，雖然最低值Comp_Min的設定與輸入電壓Vin和輸出電壓Vout有關，但本發明的特點是不需要自輸入端Vin和輸出端Vout取訊號。
請參閱第9圖，其中以降壓型電源供應電路為例顯示本發明的第一個實施例。本實施例之電源供應電路包含控制電路20，其控制功率電晶體Q1、Q2的開與關，以將電能從輸入端Viu傳送給輸出端Vout。控制電路20中包含誤差放大器22、PWM比較器26、驅動級16，此外並包含誤差放大訊號鉗位電路23、Ramp值設定電路25和跳頻電路27。誤差放大訊號鉗位電路23根據CCM或電路穩定狀態時的COMP訊號準位來決定最低值Comp_Min，Ramp值設定電路25係用以產生斜率隨輸入電壓Vin而變化的Ramp訊號，而跳頻電路27的作用是產生跳頻訊號Skip，使電源供應電路進入跳頻模式。
誤差放大訊號鉗位電路23和Ramp值設定電路25有各種實施方式，舉例而言請參見第10圖，請先看圖的上方，本實施例中誤差放大訊號鉗位電路23包含儲存及轉換電路232、 運算放大器234和電晶體236(圖示電晶體236為NMOS，但當然亦可改為PMOS，只需對應變換運算放大器234的正負輸入端)。當電源供應電路啟動進入穩定狀態時，通常電路中會產生一個表示電路進入穩定狀態的單脈波POK訊號；此時電源供應電路啟動在穩定的CCM狀態，故Comp訊號準位即為CCM下的穩定準位。根據POK訊號，可導通開關SW，將誤差放大器22輸出的Comp訊號輸入儲存及轉換電路232中。儲存及轉換電路232的作用是根據CCM下的穩定Comp訊號，產生一個略低於該準位的最低值Comp_Min，且由於誤差放大器22的輸出可能變動，因此儲存及轉換電路232宜具有儲存功能，以儲存CCM下的穩定Comp訊號值，或儲存最低值Comp_Min。藉由運算放大器234和電晶體236所構成之源極追隨電路，可將節點A處的電壓鉗位(clamp)於最低值Comp_Min，亦即在DCM和跳頻模式下使PWM比較器26的正端輸入值不低於最低值Comp_Min。
儲存及轉換電路232有各種實施方式，舉例而言請參見第11圖，可透過類比數位轉換器2321將穩定的Comp訊號轉換為數位訊號，如此即可保存該數值，並以數位類比轉換器2322將該數位訊號轉換為類比訊號Comp_Min。在類比至數位與數位至類比的轉換過程中，可使類比訊號Comp_Min的值略低於Comp訊號值。此外，如有必要，亦可在類比數位轉換器2321之前設置取樣保持電路2320，以確保進行類比數位轉換時Comp訊號的正確性。
請再參見第10圖的下方，在電源供應電路的應用環境中，輸入電壓有可能變動(例如因線路暫態Line Transient所致)，Ramp值設定電路25的目的是使Ramp訊號的斜率隨輸 入電壓Vin而改變，使得穩態工作時的Comp訊號準位只跟輸出電壓有關，如此一旦開機後控制器20內的參考電壓Vref不變，則穩態的Comp訊號準位不會變。(在某些電路應用中參考電壓Vref為可變，在此情況下如造成穩態Comp訊號準位改變，可以再次導通開關SW，將誤差放大器22輸出的Comp訊號再次輸入儲存及轉換電路232中。)如前所述本發明的特點是不需要自輸入端Vin和輸出端Vout取訊號，那麼如何使Ramp訊號的斜率隨輸入電壓Vin而改變呢？本實施例中Ramp值設定電路25與兩功率電晶體開關間節點Phase耦接，在功率電晶體開關Q1導通時，從節點Phase取得輸入電壓Vin；所取得的電壓由電壓轉電流電路251轉換成和輸入電壓成比例的電流訊號，此電流對電容253充電，而得到Ramp訊號。
參閱第1至4圖，各功率電晶體開關均係連接於固定電位(輸入電壓Vin、輸出電壓Vout或地，不考慮暫態變化)和節點Phase之間，故節點Phase亦可稱為「非固定電位節點」。
第12圖示出本發明的另一個實施例，本實施例中，儲存及轉換電路233係根據Phase訊號來得到Duty訊號的脈寬，再藉由Duty訊號來求得最低值Comp_Min。詳言之，當Duty訊號為ON時，Phase的準位為Vin，當Duty訊號為OFF時，Phase的準位為地，因此Phase訊號的平均電壓除以輸入電壓Vin即可得到Duty訊號的脈寬；輸入電壓Vin同樣可在功率電晶體開關Q1導通時，從節點Phase取得，必要時可設置取樣保持電路來儲存。請參閱第8圖，一旦得到Duty訊號的脈寬，即可根據Ramp訊號推算出CCM穩定狀態時的對應Comp準位，並因此得出最低值Comp_Min。本實施例中之Ramp訊號 的斜率同樣隨輸入電壓Vin而改變。
第12圖中的儲存及轉換電路233有各種實施方式，舉例而言請參見第13圖，可使用低通濾波電路2331取得Phase訊號的平均電壓，再經過比例電路2332計算取得最低值Comp_Min。必要時可在低通濾波電路2331前方設置取樣保持電路2320。
跳頻電路27亦有各種可能的實施型態，舉例而言在第10與12圖中，跳頻電路27可根據流過電晶體236的電流量來判斷是否發出跳頻訊號Skip。當電晶體236的電流量極低或為零時，表示節點A的電壓接近或等於最低值Comp_Min，換言之表示應該進入跳頻模式。
第14圖示出跳頻電路27的第一實施例，本實施例中跳頻電路27包含電晶體272與電流源273，電晶體272與電晶體236共源極與共閘極，以感測流過電晶體236的電流。當流過電晶體272的電流高於電流源273的電流時，跳頻訊號Skip即為高準位訊號，當流過電晶體272的電流低於電流源273的電流時，跳頻訊號Skip即為低準位訊號。以上是以節點B的訊號直接作為跳頻訊號Skip，但亦可對該處的訊號再加處理後才作為跳頻訊號Skip，請參閱以下實施例。
第15圖示出跳頻電路27的第二實施例，本實施例中以電晶體271和電晶體272構成電流鏡，此方式同樣也可感測流過電晶體236的電流。同樣地當流過電晶體272的電流高於電流源273的電流時，節點B為高準位，當流過電晶體272的電流低於電流源273的電流時，節點B為低準位。本實施例中，節點B的訊號係再經過磁滯閘電路274後才轉換成為跳頻訊號Skip，以減少雜訊並將訊號調整至適當的電位。
第16圖示出跳頻電路27的第三實施例，本實施例中於磁滯閘電路274後再設置一個延遲電路275；設置延遲電路275的目的是避免當Comp訊號剛觸及最低值Comp_Min時，就立刻進入跳頻模式，使Duty訊號過短或不穩定。延遲電路275使電源供應電路在Comp訊號觸及最低值Comp_Min一段時間後、或功率開關一或數個切換週期之後、才進入跳頻模式。當然，如電路中無磁滯閘電路274時，延遲電路275可直接與節點B連接。
延遲電路275例如可如第17圖所示由SR正反器構成，此SR正反器以Duty訊號為時脈，因此其所輸出的跳頻訊號Skip將延遲一個功率開關切換週期。視驅動級電路28的設計而定，可使用SR正反器的正或反相輸出作為跳頻訊號Skip，例如當驅動級電路28如第18圖所示時，可使用SR正反器的反相輸出作為跳頻訊號Skip。第18圖中，驅動級電路28包含邏輯電路281和驅動閘282，當跳頻訊號Skip為低準位時，Duty訊號即被遮蔽，達成跳頻的功能。
以上所述各實施例中，係根據Comp訊號與斜坡訊號的比較來決定上橋開關的導通時間，但本發明並不限於此。如第19圖所示，亦可根據Comp訊號與斜坡訊號的比較來決定上橋開關的關閉時間(或決定下橋開關的導通時間)，也同樣屬於本發明的概念。在此種決定上橋開關關閉時間(或決定下橋開關導通時間)的架構下，COMP電壓會隨負載電流下降而上升，決定上橋開關關閉時間(或決定下橋開關導通時間)的訊號脈寬也隨之增加。因此在此種架構中需設定COMP訊號的最高值Comp_Max(第10與12圖中儲存及轉換電路233之輸出為Comp_Max)，至於電路的其他部分則可與第9-17圖所示 相同。
與先前技術相較，本發明的優點包括：
(1)不需要額外取得Vin及Vout訊號，一方面節省積體電路接腳，另方面亦避免訊號處理的誤差造成取得的最低值Comp_Min不準確。
(2)不設定Duty訊號的最低脈寬，故不需要多一組PWM調變器來額外產生最低脈寬工作訊號Min_Duty。
(3)由於限制了Comp訊號的最低值，因此自跳頻模式返回PWM模式時的模態轉換特性較佳。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化。例如，各比較器、誤差放大器、運算放大器的輸入端正負可以互換，NMOS或PMOS電晶體可互換僅需對應修正電路的訊號處理方式即可。又如，在所示直接連接的兩電路單元間，可以***不影響主要功能的電路。再如，本發明也可適用於功率電晶體開關之一以二極體取代的非同步電源供應電路架構。以上種種，及其他各種等效變化，均應包含在本發明的範圍之內。
1‧‧‧降壓型電源供應電路
2‧‧‧升壓型電源供應電路
3‧‧‧反壓型電源供應電路
4‧‧‧升降壓型電源供應電路
10‧‧‧控制電路
11‧‧‧比例電路
12‧‧‧誤差放大器
13‧‧‧Ramp產生電路
15‧‧‧PWM比較器
16‧‧‧PWM比較器
17‧‧‧邏輯電路
18‧‧‧驅動級
20‧‧‧控制電路
22‧‧‧誤差放大器
23‧‧‧誤差放大訊號鉗位電路
232‧‧‧儲存及轉換電路
2321‧‧‧類比數位轉換器
2322‧‧‧數位類比轉換器
233‧‧‧儲存及轉換電路
2320‧‧‧取樣保持電路
2331‧‧‧低通濾波器
2332‧‧‧比例電路
234‧‧‧運算放大器
236‧‧‧電晶體
25‧‧‧Ramp值設定電路
251‧‧‧電壓轉電流電路
253‧‧‧電容器
26‧‧‧PWM比較器
27‧‧‧跳頻電路
271‧‧‧電晶體
272‧‧‧電晶體
273‧‧‧電流源
274‧‧‧磁滯閘電路
275‧‧‧延遲電路
28‧‧‧驅動級
281‧‧‧邏輯電路
282‧‧‧驅動閘
Q1,Q2‧‧‧功率電晶體
SW‧‧‧開關
Vin‧‧‧輸入電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
第1圖至第4圖分別示出先前技術之降壓型、升壓型、反壓型、及升降壓型電源供應電路。
第5圖示出電源供應電路中之控制電路10的內部電路圖。
第6圖說明於輕載時，若仍然以同樣的脈寬調變方式控制功率電晶體開關，則會產生效率不佳的問題。
第7圖簡化示出美國專利第6,396,252號案所提出之電路架構。
第8圖示出本發明採取鉗住COMP訊號臨界值的作法。
第9圖示出本發明的一個實施例。
第10圖示出本發明的另一個實施例。
第11圖舉例示出儲存及轉換電路232的一個實施例。
第12圖示出本發明的又另一個實施例。
第13圖舉例示出儲存及轉換電路233的一個實施例。
第14-16圖舉例示出跳頻電路27的三個實施例。
第17圖舉例示出延遲電路275的實施例。
第18圖舉例示出驅動級電路28如何根據跳頻訊號Skip進入跳頻模式。
第19圖示出：於控制上橋功率電晶體開關的關閉時間(或下橋功率電晶體開關的導通時間)的控制方式下，本發明的臨界值設定方式。
20‧‧‧控制電路
22‧‧‧誤差放大器
23‧‧‧誤差放大訊號鉗位電路
25‧‧‧Ramp值設定電路
26‧‧‧PWM比較器
27‧‧‧跳頻電路
28‧‧‧驅動級
Q1,Q2‧‧‧功率電晶體
Vin‧‧‧輸入電壓
Vout‧‧‧輸出電壓

Claims (36)

  1. 一種電壓模式切換式電源供應電路，可在脈寬調變(PWM)模式與跳頻模式間變換，此電源供應電路包含：功率開關電路，包含至少一個功率電晶體開關，藉由該功率電晶體開關的切換，而將輸入電壓轉換為輸出電壓；誤差放大器，將與輸出電壓有關的反饋訊號與一參考訊號相比較，產生誤差放大訊號；脈寬調變(PWM)比較器，其根據該誤差放大訊號及一斜坡訊號，而產生工作(Duty)訊號，藉以控制功率開關電路中之該功率電晶體開關；誤差放大訊號鉗位電路，用以決定誤差放大器臨界值及跳頻模式的臨界位準，並鉗住誤差放大器輸出，於控制該功率電晶體開關導通時間的控制方式下，使誤差放大訊號不小於該臨界值，或於控制該功率電晶體開關關閉時間的控制方式下，使誤差放大訊號不大於該臨界值；以及跳頻電路，當誤差放大訊號接近或等於跳頻模式的臨界位準時，產生跳頻訊號，以使電源供應電路進入跳頻模式。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該誤差放大訊號鉗位電路不與輸入電壓和輸出電壓直接連接。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中PWM模式中包含連續導通模式(CCM)與間續導通模式(DCM)，且該誤差放大訊號鉗位電路包括儲存及轉換電路，以根據CCM下之誤差放大訊號產生誤差放大訊號之臨界值。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該儲存及轉換電路包括： 類比數位轉換器，將CCM下之誤差放大訊號轉換為數位訊號，及數位類比轉換器，將該數位訊號轉換為誤差放大訊號之臨界值。
  5. 如申請專利範圍第3項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該誤差放大訊號鉗位電路尚包括：運算放大器，其一輸入端與該儲存及轉換電路之輸出耦接；及一電晶體，受控於該運算放大器之輸出，該電晶體的一端與該運算放大器之另一輸入端耦接，且此端產生誤差放大訊號臨界值。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該誤差放大訊號鉗位電路包括儲存及轉換電路，以根據與功率電晶體開關連接之一非固定電位節點的電壓，產生誤差放大訊號之臨界值。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該儲存及轉換電路包括：低通濾波器，用以取得該節點的平均電壓；及比例電路，根據低通濾波器的輸出，產生誤差放大訊號之臨界值。
  8. 如申請專利範圍第6項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該誤差放大訊號鉗位電路尚包括：運算放大器，其一輸入端與該儲存及轉換電路之輸出耦接；及一電晶體，受控於該運算放大器之輸出，該電晶體的一端與該運算放大器之另一輸入端耦接，且此端產生誤差放大訊號 臨界值。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之電壓模式切換式電源供應電路，更包含斜坡訊號值設定電路，用以設定使斜坡訊號的斜率與輸入電壓相關。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該斜坡訊號值設定電路不與輸入電壓和輸出電壓直接連接。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該斜坡訊號值設定電路包括：電壓轉電流電路，將與功率電晶體開關連接之該節點的電壓轉換成和輸入電壓成比例的電流訊號；及電容，接受該電流訊號充電，以產生該斜坡訊號。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該跳頻電路根據流過誤差放大訊號鉗位電路中的一電流，而產生跳頻訊號。
  13. 如申請專利範圍第1項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該跳頻電路包括：電流感測電路，感測流過誤差放大訊號鉗位電路中的一電流；以及電流源電路，與電流感測電路耦接於一節點。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該跳頻電路更包括：磁滯閘電路，與該電流感測電路和電流源電路之耦接節點電連接。
  15. 如申請專利範圍第13項所述之電壓模式切換式電源供應電路，其中該跳頻電路更包括：延遲電路，與該電流感測電路和電流源電路之耦接節點電連接。
  16. 一種電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，包含：誤差放大器，將一反饋訊號與一參考訊號相比較，產生誤差放大訊號；脈寬調變(PWM)比較器，其根據該誤差放大訊號及一斜坡訊號，而產生工作(Duty)訊號；誤差放大訊號鉗位電路，用以決定誤差放大訊號之臨界值及跳頻模式的臨界位準，並於控制該功率電晶體開關導通時間的控制方式下，使誤差放大訊號不小於該誤差放大訊號之臨界值，或於控制該功率電晶體開關關閉時間的控制方式下，使誤差放大訊號不大於該誤差放大訊號之臨界值；以及跳頻電路，當誤差放大訊號接近或等於跳頻模式的臨界位準時，產生跳頻訊號。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該電源供應電路可藉由至少一個功率電晶體開關的切換，而將輸入電壓轉換為輸出電壓，且該控制電路不與輸入電壓和輸出電壓直接連接。
  18. 如申請專利範圍第16項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該電源供應電路可在連續導通模式(CCM)與間續導通模式(DCM)間變換，且所述誤差放大訊號鉗位電路包括儲存及轉換電路，以根據CCM下之誤差放大訊號產生誤差放大訊號之臨界值。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該儲存及轉換電路包括：類比數位轉換器，將CCM下之誤差放大訊號轉換為數位訊號，及數位類比轉換器，將該數位訊號轉換為誤差放大訊號之臨 界值。
  20. 如申請專利範圍第18項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該誤差放大訊號鉗位電路尚包括：運算放大器，其一輸入端與該儲存及轉換電路之輸出耦接；及一電晶體，受控於該運算放大器之輸出，該電晶體的一端與該運算放大器之另一輸入端耦接，且此端產生誤差放大訊號臨界值。
  21. 如申請專利範圍第16項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該電源供應電路可藉由至少一個功率電晶體開關的切換，而將輸入電壓轉換為輸出電壓，且所述誤差放大訊號鉗位電路包括儲存及轉換電路，以根據與功率電晶體開關連接之一非固定電位節點的電壓，產生誤差放大訊號之臨界值。
  22. 如申請專利範圍第21項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該儲存及轉換電路包括：低通濾波器，用以取得該節點的平均電壓；及比例電路，根據低通濾波器的輸出，產生誤差放大訊號之臨界值。
  23. 如申請專利範圍第21項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該誤差放大訊號鉗位電路尚包括：運算放大器，其一輸入端與該儲存及轉換電路之輸出耦接；及一電晶體，受控於該運算放大器之輸出，該電晶體的一端與該運算放大器之另一輸入端耦接，且此端產生誤差放大訊號臨界值。
  24. 如申請專利範圍第16項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該電源供應電路可藉由至少一個功率電晶體開關的切換，而將輸入電壓轉換為輸出電壓，且所述控制電路更包含斜坡訊號值設定電路，用以設定使斜坡訊號的斜率與輸入電壓相關。
  25. 如申請專利範圍第24項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該斜坡訊號值設定電路包括：電壓轉電流電路，將與功率電晶體開關連接之一非固定電位節點的電壓轉換成和輸入電壓成比例的電流訊號；及電容，接受該電流訊號充電，以產生該斜坡訊號。
  26. 如申請專利範圍第16項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該跳頻電路根據流過誤差放大訊號鉗位電路中的一電流，而產生跳頻訊號。
  27. 如申請專利範圍第16項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該跳頻電路包括：電流感測電路，感測流過誤差放大訊號鉗位電路中的一電流；以及電流源電路，與電流感測電路耦接於一節點。
  28. 如申請專利範圍第27項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該跳頻電路更包括：磁滯閘電路，與該電流感測電路和電流源電路之耦接節點電連接。
  29. 如申請專利範圍第27項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制電路，其中該跳頻電路更包括：延遲電路，與該電流感測電路和電流源電路之耦接節點電連接。
  30. 一種電壓模式切換式電源供應電路之控制方法，該電源供應電路可在脈寬調變(PWM)模式與跳頻模式間變換，所述方法 包含：將與輸出電壓有關的反饋訊號與一參考訊號相比較，產生誤差放大訊號；根據該誤差放大訊號及一斜坡訊號，產生工作(Duty)訊號，藉以控制該電源供應電路；決定誤差放大訊號之臨界值及跳頻模式的臨界位準，並於控制該功率電晶體開關導通時間的控制方式下，使誤差放大訊號不小於該臨界值，或決定誤差放大訊號之臨界值及跳頻模式的臨界位準，並於控制該功率電晶體開關關閉時間的控制方式下，使誤差放大訊號不大於該臨界值；以及當誤差放大訊號接近或等於跳頻模式的臨界位準時，產生跳頻訊號，以使電源供應電路進入跳頻模式。
  31. 如申請專利範圍第30項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制方法，其中PWM模式中包含連續導通模式(CCM)與間續導通模式(DCM)，且該設定誤差放大訊號臨界值之步驟包括：將CCM下之誤差放大訊號轉換為數位訊號，及將該數位訊號轉換為誤差放大訊號之臨界值。
  32. 如申請專利範圍第31項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制方法，其中該設定誤差放大訊號臨界值之步驟尚包括：取樣保持該CCM下之誤差放大訊號。
  33. 如申請專利範圍第30項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制方法，其中該電源供應電路包含至少一個功率電晶體開關，其一端連接於一非固定電位節點，藉由該功率電晶體開關的切換，而將輸入電壓轉換為輸出電壓，且該設定誤差放 大訊號臨界值之步驟包括：取得該節點的平均電壓；及根據該平均電壓，產生誤差放大訊號之臨界值。
  34. 如申請專利範圍第33項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制方法，其中該設定誤差放大訊號臨界值之步驟尚包括：取樣保持該節點的電壓。
  35. 如申請專利範圍第30項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制方法，更包含：使斜坡訊號的斜率與輸入電壓相關。
  36. 如申請專利範圍第35項所述之電壓模式切換式電源供應電路之控制方法，其中該電源供應電路包含至少一個功率電晶體開關，連接於輸入電壓和一節點之間，藉由該功率電晶體開關的切換，而將輸入電壓轉換為輸出電壓，且該使斜坡訊號的斜率與輸入電壓相關之步驟包括：將與功率電晶體開關連接之該節點的電壓轉換成和輸入電壓成比例的電流訊號；及以該電流訊號對一電容充電，以產生該斜坡訊號。
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