CN106533172B - 直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路和方法 - Google Patents

直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN106533172B
CN106533172B CN201611123969.3A CN201611123969A CN106533172B CN 106533172 B CN106533172 B CN 106533172B CN 201611123969 A CN201611123969 A CN 201611123969A CN 106533172 B CN106533172 B CN 106533172B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
voltage
comparator
frequency modulation
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201611123969.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106533172A (zh
Inventor
肖子剑
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Beijing Xiaomi Pinecone Electronic Co Ltd
Original Assignee
Beijing Xiaomi Pinecone Electronic Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Beijing Xiaomi Pinecone Electronic Co Ltd filed Critical Beijing Xiaomi Pinecone Electronic Co Ltd
Priority to CN201611123969.3A priority Critical patent/CN106533172B/zh
Publication of CN106533172A publication Critical patent/CN106533172A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106533172B publication Critical patent/CN106533172B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本公开涉及直流降压型稳压器及其PFM控制电路和方法，属于电子电路领域，能降低功耗。该电路包括：三角波发生器，在三角波发生器使能信号使能时产生三角波；采样单元，采样感性元件的峰值电流和直流降压型稳压器的输出电压；PFM控制单元，在第一条件满足时控制感性元件处于充电状态，在峰值电流大于预设峰值电流阈值时控制感性元件处于续流状态，其中第一条件为以下三者中的两者已经满足且剩余一者从不满足变为满足：峰值电流小于预设峰值电流阈值、输出电压低于预设参考电压且一个三角波充放电周期完成；同步单元，使三角波发生器使能信号开始使能的时刻与感性元件充电开始的时刻同步。

Description

直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路和方法
技术领域
本公开实施例涉及电子电路领域，具体地，涉及一种直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路和方法。
背景技术
随着片上***以及手机各个模块对大电流输出的需求，直流降压型稳压器需要在轻载与重载的情况下都具有较高的效率。
为了在轻载时提高效率，比较常用的轻载控制模式是脉冲间跃调制(Pulse SkipModulation，PSM)控制模式。PSM电流型控制模式的控制原理如图1所示，该原理图针对的是直流降压型稳压器的buck的上管为PMOS、下管为NMOS。其工作原理如下：
脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)模式的工作环路为：buck的输出电压Vout经过由C1、R1与R2构成的反馈网络后得到反馈电压VFB；反馈电压VFB被输入给运算放大器EA，与buck输出电压的基准信号Vref进行比较，比较得到的输出电压调制信号VC通过由C2、C3与R3构成的补偿网络后与斜波采样信号Vramp进行比较，比较器PWMCMP的输出信再通过驱动器来驱动buck的功率开关管。
PSM模式的工作环路为：在VC信号之前的控制回路与PWM模式相同。当负载电流降低时，VC信号随之降低。当VC信号小于VrefPSM信号时，通过比较器PSMCMP后，将产生PSM控制信号。当PSM＝1时，buck工作在PFM模式，否则buck工作在PWM模式。在PFM状态时，buck将以PWM频率开启几次，当buck的输出电压高于阈值电压后，buck将停止开关，处于放电状态。负载电流越大，开启的次数越多，反之，开启的次数则越少。
上述方案的缺点在于，PSM控制模式实际上是PWM模式的断续工作模式。在PSM模式时，PWM工作所需的各个模块处于使能状态，因此不能最大化地优化效率。其次，PSM轻载模式的每一次开关频率与PWM模式相同，只是根据负载变化改变了开启的次数而已。因此，纹波根据负载变化及开启次数的变化将有所不同。输出电压纹波将产生抖动，产生次谐波分量。
发明内容
本公开实施例的目的是提供一种直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路和方法，能够解决现有技术中的上述问题。
为了实现上述目的，本公开实施例提供一种用于直流降压型稳压器的脉冲频率调制控制电路，该直流降压型稳压器包括向负载提供电流的感性元件，该电路包括：
三角波发生器，用于在三角波发生器使能信号使能时产生三角波；
采样单元，用于对所述感性元件的峰值电流和所述直流降压型稳压器的输出电压进行采样；
脉冲频率调制控制单元，用于在第一条件满足时控制所述感性元件处于充电状态，在所述峰值电流大于预设峰值电流阈值时控制所述感性元件处于续流状态，其中所述第一条件为以下三者中的两者已经满足且剩余一者从不满足变为满足：所述峰值电流小于所述预设峰值电流阈值、所述输出电压低于预设参考电压且一个三角波充放电周期完成；
同步单元，用于使所述三角波发生器使能信号开始使能的时刻与所述感性元件充电开始的时刻同步。
根据本公开实施例的又一方面，提供一种直流降压型稳压器，该直流降压型稳压器包括上述脉冲频率调制控制电路。
根据本公开实施例的又一方面，提供一种用于直流降压型稳压器的脉冲频率调制控制方法，该直流降压型稳压器包括向负载提供电流的感性元件，该方法包括：
对所述感性元件的峰值电流和所述直流降压型稳压器的输出电压进行采样；
在第一条件满足时控制所述感性元件处于充电状态，其中所述直流降压型稳压器的三角波发生器的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与所述感性元件充电开始的时刻同步，所述三角波发生器用于在所述三角波发生器使能信号使能时产生三角波；
在所述峰值电流大于预设峰值电流阈值时控制所述感性元件处于续流状态，
其中所述第一条件为以下三者中的两者已经满足且剩余一者从不满足变为满足：所述峰值电流小于所述预设峰值电流阈值、所述输出电压低于预设参考电压且一个三角波充放电周期完成。
上述技术方案通过在直流降压型稳压器处于轻载状态时，使三角波发生器的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与直流降压型稳压器的感性元件充电开始的时刻同步，并限制感性元件的峰值电流不能超过预设峰值电流阈值，来达到轻载时PFM控制的目的。由于限制了感性元件充电的最大峰值电流，因此根据输入输出电压及电感值，可得出在PFM状态下最大开关频率(即PWM工作频率)的纹波值。再由峰值电流的限流值以及电流纹波大小，可得出从PFM模式切换到PWM模式的负载电流阈值。且由于输出电流的开关频率会随负载电流线性增大，继而纹波会线性变小，在整个PFM模式下不会产生次谐波分量。另外，由于PFM控制电路的结构简单，而且在PFM控制模式下不需要PWM环路一直工作，因此起降低了直流降压型稳压器的功耗，提高了效率。而使三角波发生器的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与感性元件充电开始的时刻同步，则能够解决在某些负载段出现的由于三角波周期与电流充放电周期为非整数倍导致的输出电压跌落或者上冲的问题。
本公开实施例的其他特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
附图是用来提供对本公开实施例的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本公开实施例，但并不构成对本公开实施例的限制。在附图中：
图1是现有PSM控制模式的原理示意图；
图2是直流降压型稳压器中的buck结构示意图；
图3是根据本公开实施例的用于直流降压型稳压器的脉冲频率调制控制电路的示意框图；
图4是根据本公开实施例的脉冲频率调制控制电路的三角波发生器的示意电路图；
图5是根据本公开实施例的脉冲频率调制控制电路的脉冲频率调制控制单元的示意电路图；
图6是根据本公开实施例的脉冲频率调制控制电路的同步单元的示意电路图；
图7是根据本公开实施例的脉冲频率调制控制电路的脉冲频率调制模式进出控制单元的示意电路图；
图8示出了100mA负载下PFM控制模式的仿真结果；
图9示出了负载变化过程中PFM控制模式的仿真结果；
图10是根据本公开一种实施例的用于直流降压型稳压器的脉冲频率调制控制方法的流程图。
具体实施方式
以下结合附图对本公开实施例的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本公开实施例，并不用于限制本公开实施例。
本公开实施例提供一种用于直流降压型稳压器的脉冲频率调制控制电路，该直流降压型稳压器包括向负载提供电流的感性元件。图2示出了该直流降压型稳压器所驱动的buck功率开关管及其被动控制元件的示意电路图。如图2所示，PFM模式下得到的PFM控制信号经过驱动器20后控制buck中的上管M11和下管M12的通断。当M11导通、M12断开时，感性元件L充电，从而为由电容器C和电阻器R构成的负载供电；当M11断开、M12导通时，感性元件L处于续流状态。另外，PWM模式下得到的PWM控制信号也通过驱动器20后控制buck中的上管M11和下管M12的通断。
本领域技术人员应当理解的是，图2仅是示例。实际上，本公开实施例中所述的直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路适用于驱动任何类型的buck结构。
以下详细描述根据本公开实施例的用于直流降压型稳压器的脉冲频率调制控制电路。如图3所示，该电路可以包括：
三角波发生器301，用于在三角波发生器使能信号使能时产生三角波；
采样单元302，用于对所述感性元件的峰值电流和所述直流降压型稳压器的输出电压进行采样；
脉冲频率调制控制单元303，用于在第一条件满足时控制所述感性元件处于充电状态，在所述峰值电流大于预设峰值电流阈值时控制所述感性元件处于续流状态，其中所述第一条件为以下三者中的两者已经满足且剩余一者从不满足变为满足：所述峰值电流小于所述预设峰值电流阈值、所述输出电压低于预设参考电压且一个三角波充放电周期完成；
同步单元304，用于使所述三角波发生器使能信号开始使能的时刻与所述感性元件充电开始的时刻同步。
上述技术方案通过在直流降压型稳压器处于轻载状态时，使三角波发生器301的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与直流降压型稳压器的感性元件L(图2所示)充电开始的时刻同步，并限制感性元件L的峰值电流不能超过预设峰值电流阈值，来达到轻载时脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation，PFM)控制的目的。由于限制了感性元件充电的最大峰值电流，因此根据输入输出电压及电感值，可得出在PFM状态下最大开关频率(即PWM工作频率)的纹波值。再由峰值电流的限流值以及电流纹波大小，可得出从PFM模式切换到PWM模式的负载电流阈值。且由于输出电流的开关频率会随负载电流线性增大，继而纹波会线性变小，在整个PFM模式下不会产生次谐波分量。另外，由于PFM控制电路的结构简单，而且在PFM控制模式下不需要PWM环路一直工作，因此起降低了直流降压型稳压器的功耗，提高了效率。而使三角波发生器301的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与感性元件L充电开始的时刻同步，则能够解决在某些负载段出现的由于三角波周期与电流充放电周期为非整数倍导致的输出电压跌落或者上冲的问题。
在一种可能的实施方式中，当直流降压型稳压器处于重载状态时，其工作在PWM模式中，此时三角波发生器使能信号一直处于使能状态中，因此三角波发生器301能够产生连续的三角波。所产生的三角波信号会与基准信号进行比较以得到对例如图2所示的buck结构进行控制的PWM控制信号。而当直流降压型稳压器处于轻载状态时，所述三角波发生器使能信号开始使能的时刻与所述感性元件L充电开始的时刻同步，这使得三角波发生器301产生断续的三角波。
在一种可能的实施方式中，三角波发生器301的电路结构可以如图4所示，可以包括：
由第一半导体开关S11、第三半导体开关S13和电容器C1串联形成的充电回路，所述电容器C1两端的电压作为所述三角波发生器301的输出电压vtri，所述第三半导体开关S13的通断由所述三角波发生器使能信号PFM_ch_ctl控制；
由第二半导体开关S12、所述第三半导体开关S13和所述电容器C1串联形成的放电回路；
所述三角波发生器301的输出电压vtri与三角波高电压阈值vh作为第二比较器CMP2的输入信号，所述三角波发生器301的输出电压vtri与三角波低电压阈值vl作为第一比较器CMP1的输入信号，所述第一比较器CMP1的输出信号vl_th1和所述第二比较器CMP2的输出信号vh_th1作为RS触发器RS1的输入信号，所述RS触发器RS1的Q输出信号vcharge用于控制所述第一半导体开关S11和所述第二半导体开关S12不同时处于导通状态。
通过图4所示的三角波发生器电路结构，当直流降压型稳压器工作在PWM模式下时，三角波发生器使能信号PFM_ch_ctl会控制第三半导体开关S13一直处于导通状态(例如，若第三半导体开关S13是NMOS管，则三角波发生器使能信号PFM_ch_ctl等于1，也即一直为高电平)，以保证充放电回路的闭合，以便能够对电容器C1进行连续的充放电，产生连续的三角波信号vtri。而且优选地，所述充电回路和所述放电回路的电流大小相等，也即充电电流Ich与放电电流Idisch大小相等。另外，三角波高电压阈值vh和三角波低电压阈值vl的目的是为了限制所产生的三角波的峰峰值。
另外，三角波发生器301的充放电频率由RS触发器RS1的Q输出信号vcharge来控制。其中，如果第一半导体开关S11和第二半导体开关S12的导电类型相同，则可以例如用vcharge信号来控制第二半导体开关S12，用vcharge的反相信号vchargeB来控制第一半导体开关S11。而如果第一半导体开关S11和第二半导体开关S12的导电类型不同，则可以例如用vcharge信号来同时控制第二半导体开关S12和第一半导体开关S11。
在一种可能的实施方式中，所述脉冲频率调制控制单元303的电路结构可以如图5所示，可以包括：
感性元件L的峰值电流Isample与所述预设峰值电流阈值PFM_lim作为第四比较器CMP4的输入信号，所述直流降压型稳压器的输出电压VFB与所述预设参考电压Vref作为第三比较器CMP3的输入信号，电源信号VDD作为第一D触发器D1的输入信号，所述RS触发器RS1的Q输出信号vcharge的反相信号vchargeB作为所述第一D触发器D1的时钟信号；
所述第四比较器CMP4的输出信号S1、所述第一D触发器D1的Q输出信号S2和所述第三比较器CMP3的输出信号S3相与之后，经过将上升沿信号变为上升脉冲信号的器件M1的处理和反相处理后与脉冲频率调制使能信号PFM_EN相与，相与后的输出信号作为第二D触发器D2的清零端输入信号，所述脉冲频率调制使能信号PFM_EN使能时使所述直流降压型稳压器进入脉冲频率调制模式、不使能时使所述直流降压型稳压器进入脉宽调制模式；
所述第二D触发器D2的Q输出信号PFM经过反相处理、将上升沿信号变为上升脉冲信号的器件M2的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号PFM_EN相与，相与后的信号作为所述第一D触发器D1的清零端输入信号；
所述第四比较器CMP4的输出信号S1经过反相处理、将上升沿信号变化上升脉冲信号的器件M3的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号PFM_EN相与，相与后的信号作为所述第二D触发器D2的时钟信号，所述电源信号VDD为所述第二D触发器D2的输入信号。
通过图5所示的脉冲频率调制控制单元303的电路结构可知，第二D触发器D2的Q输出信号PFM决定了直流降压型稳压器处于PFM控制模式时buck的上下管的开关状态。以图2所示的buck结构为例，当PFM＝1时，对应于上管M11断开、下管M12导通，即感性元件L处于续流状态；反之，PFM＝0时，对应于上管M11导通、下管M12断开，则感性元件L处于充电状态。在非PFM模式(也即PWM控制模式)时，即PFM_EN＝0，第二D触发器D2始终处于清零状态。由上述描述可知，使得感性元件L处于续流状态，需要满足第四比较器的输出信号S1经历由1到0的过程，即Isample电流采样信号由小于PFM_lim变为大于PFM_lim，这样S1信号在经过反相器及模块M3后将在第二D触发器D2的时钟信号CK端产生一个上升沿信号，此时第二D触发器D2的清零端输入信号为1，因此将使得PFM＝1。
要想使感性元件L处于充电状态，则需要让第二D触发器D2的清零端输入信号为零。满足这一条件需要满足：第四比较器的输出信号S1、第一D触发器的输出信号S2和第三比较器的输出信号S3中，有两个输出信号为1，另外一个输出信号则由0变为1。这样，三个输出信号经过逻辑与门后，将产生一个上升沿信号；再经过M1模块，将上升沿信号转换成上升脉冲信号；最后经过反相器后，在第二D触发器D2的清零端RN产生负脉冲输入信号。其中，S1＝1，表明PFM_lim>Isample；S2＝1，表明三角波发生器301已完成一个充放电周期；S3＝1，表明VFB<Vref。
因此，在第二D触发器D2的清零端RN产生负脉冲存在着三种组合：
(1)S1＝1，S2＝1，S3由0变为1。这对应于buck结构的上PMOS管的峰值采样电流Isample低于预设峰值电流阈值PFM_lim，一个三角波充放电周期已经完成，此时出现了直流降压型稳压器的输出电压VFB低于预设参考电压Vref，因此此时将对感性元件L充电；
(2)S1＝1，S3＝1，S2由0变为1。这对应于buck结构的上PMOS管的峰值采样电流Isample低于预设峰值电流阈值PFM_lim，直流降压型稳压器的输出电压VFB低于预设参考电压Vref，一个三角波充放电周期刚好完成，即RS触发器RS1的Q输出信号的反相信号vchargeB由0变为1；
(3)S2＝1，S3＝1，S1由0变为1。这对应于一个三角波充放电周期已经完成，直流降压型稳压器的输出电压VFB低于预设参考电压Vref，buck结构的上PMOS管的峰值采样电流Isample在大于PFM_lim后，将使得PFM＝1，此时Isample将下降，当其值低于PFM_lim后，第四比较器的输出信号S1将由0变为1。
图6示出了同步单元304的示例电路图。其中，所述同步单元304可以包括第三D触发器D3，其中：
所述电源信号VDD作为所述第三D触发器D3的输入信号；
所述RS触发器RS1的Q输出信号vcharge的反相信号vchargeB作为所述第三D触发器D3的时钟信号；
所述第二D触发器D2的Q输出信号PFM经过反相处理、将上升沿信号变为上升脉冲信号的器件M4的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号PFM_EN相与，相与后的信号作为所述第三D触发器D3的清零端输入信号；
所述第三D触发器D3的QN输出信号作为所述三角波发生器使能信号PFM_ch_ctl。
通过图6所示的同步单元304的电路示意图能够看出，在直流降压型稳压器工作在PWM控制模式时，PFM_EN＝0，因此PFM_ch_ctl＝1，此时三角波发生器301中的第三半导体开关S13始终处于导通状态，使得三角波发生器301能够产生连续的三角波，从而不会影响正常的三角波充放电。在直流降压型稳压器工作在PFM控制模式时，在PFM由高变低时，即buck结构的上PMOS管导通时刻，PFM信号通过M4模块产生正脉冲信号，该信号经过反相器后与PFM_EN信号相与在第三D触发器D3的清零端RN输入负脉冲信号，因此第三D触发器D3被清零，使得PFM_ch_ctl＝1。此时三角波发生器301开始充电。当vchargeB信号产生一个正脉冲信号时，表明一个三角波充放电周期完成，此时将断开三角波充电路径，即此时PFM_ch_ctl＝0。因此，通过图6所示的同步单元304的电路示意图，可以实现三角波发生器使能信号PFM_ch_ctl开始使能的时刻与所述感性元件L充电开始的时刻同步，能够解决在某些负载段出现的由于三角波周期与电流充放电周期为非整数倍导致的输出电压跌落或者上冲的问题。
在一种可能的实施方式中，所述脉冲频率调制控制电路还可以包括脉冲频率调制模式进出控制单元，此时所述采样单元302还可以用于对所述脉宽调制模式下的均值电流进行采样。
图7示出了脉冲频率调制模式进出控制单元的电路示意图，其可以包括第五比较器CMP5、第六比较器CMP6、反相器INV1和与门AND1，其中，采样单元302采样到的均值电流Isense转换得到的均值电压VIsense和预设均值电压阈值Vth_PFM作为所述第五比较器CMP5的输入信号，所述直流降压型稳压器的输出电压VFB和比所述预设参考电压Vref低的预设电压值VFB_lev1作为所述第六比较器CMP6的输入信号，所述第六比较器CMP6的输出信号经过反相器INV1反相后与所述第五比较器CMP5的输出信号在与门AND1处相与，得到所述脉冲频率调制使能信号PFM_EN。
通过图7所示的电路示意图，Vth_PFM为进入PFM控制模式的阈值电压，VFB_lev1是一个比预设参考电压Vref略低的值。当VIsense小于Vth_PFM时，第五比较器CMP5的输出信号为1，且在稳定状态时VFB_lev1小于VFB，因此PFM_EN＝1，从而使直流降压型稳压器进入PFM控制模式。当VFB小于VFB_lev1时，第六比较器CMP6的输出信号为1，因此PFM_EN＝0，也即当负载电流大于峰值限流对应的电流均值时，由于最大开关频率的限定，此时感性元件L不能输出足够的能量给负载，因此VFB会下降，从而跳出PFM控制模式。另外，通过设定预设均值电压阈值Vth_PFM的大小，使其对应的进入PFM模式的电流均值低于跳出PFM模式时的电流均值，此迟滞窗口保证了不会在某一负载状态下在PFM模式与PWM模式之间进行反复切换。
图8示出了100mA负载下PFM控制模式的仿真结果。仿真结果中，vtri表示三角波发生器输出信号，IL表示感性元件L的电流，PFM表示PFM控制模式下控制buck功率开关管通断的信号，PFM_ch_ctl表示三角波发生器使能信号。从仿真结果中可以看出，在轻载状态时，vtri信号与IL信号的开始时刻保持同步。此例中，IL的峰值电流被限制在2A左右，因此上管M11每次在达到峰值电流阈值2A后，将断开上管M11、导通下管M12，使感性元件L处于续流状态。在一个三角波充放电周期结束后，vtri信号将始终处于低电平阈值，直到下一次感性元件充电开始，三角波发生器将开始下一个充电周期。
图9示出了负载变化过程中PFM控制模式的仿真结果，其中负载从20mA变化到2A。
图9中，vtri为三角波发生器的输出信号，IL为感性元件L的电流，Vout为直流降压型稳压器的输出电压，Iload为负载电流，PFM_EN为PFM模式使能信号。PFM_EN＝1，表明直流降压型稳压器工作在PFM控制模式。从图中可以看出，在负载从小变大的过程中，IL感性元件电流的开启频率上升，vtri的开启频率也随之上升，且两者保持同步。当负载电流变大时，开启频率变快，导致纹波变小。在双箭头标明的t1时刻，由于负载电流Iload大于峰值限流对应的均值电流输出，因此输出电压Vout开始下降，当其低于预设值后，PFM_EN＝0，跳出PFM控制模式，进入PWM控制模式。从仿真结果中可以看出，在t1时刻时，开关频率为PWM频率，即PFM工作模式的最大频率。从图中可以直观地看出，此时的纹波值等于PWM模式下的纹波值。在知道峰值电流大小及电流峰峰值的前提下，即可得出其均值电流。此电流即为从PFM模式跳出到PWM模式的阈值点。
本公开实施例还提供一种直流降压型稳压器，该直流降压型稳压器包括上面描述的用于直流降压型稳压器的脉冲频率调制控制电路。
本公开实施例中提到的直流降压型稳压器可以用于手机芯片中的电源管理模块。
本公开实施例还提供一种用于直流降压型稳压器的脉冲频率调制控制方法，该直流降压型稳压器包括向负载提供电流的感性元件，如图10所示，该方法可以包括以下步骤：
在步骤S1001中，对所述感性元件的峰值电流和所述直流降压型稳压器的输出电压进行采样；
在步骤S1002中，在第一条件满足时控制所述感性元件处于充电状态，其中所述直流降压型稳压器的三角波发生器的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与所述感性元件充电开始的时刻同步，所述三角波发生器用于在所述三角波发生器使能信号使能时产生三角波；其中，所述第一条件为以下三者中的两者已经满足且剩余一者从不满足变为满足：所述峰值电流小于所述预设峰值电流阈值、所述输出电压低于预设参考电压且一个三角波充放电周期完成。
在步骤S1003中，在所述峰值电流大于预设峰值电流阈值时控制所述感性元件处于续流状态。
上述技术方案通过在直流降压型稳压器处于轻载状态时，使三角波发生器的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与直流降压型稳压器的感性元件充电开始的时刻同步，并限制感性元件的峰值电流不能超过预设峰值电流阈值，来达到轻载时PFM控制的目的。由于限制了感性元件充电的最大峰值电流，因此根据输入输出电压及电感值，可得出在PFM状态下最大开关频率(即PWM工作频率)的纹波值。再由峰值电流的限流值以及电流纹波大小，可得出从PFM模式切换到PWM模式的负载电流阈值。且由于输出电流的开关频率会随负载电流线性增大，继而纹波会线性变小，在整个PFM模式下不会产生次谐波分量。另外，由于PFM控制电路的结构简单，而且在PFM控制模式下不需要PWM环路一直工作，因此起降低了直流降压型稳压器的功耗，提高了效率。而使三角波发生器的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与感性元件充电开始的时刻同步，则能够解决在某些负载段出现的由于三角波周期与电流充放电周期为非整数倍导致的输出电压跌落或者上冲的问题。
在一种可能的实施方式中，所述三角波发生器包括：
由第一半导体开关、第三半导体开关和电容器串联形成的充电回路，所述电容器两端的电压作为所述三角波发生器的输出电压，所述第三半导体开关的通断由所述三角波发生器使能信号控制；
由第二半导体开关、所述第三半导体开关和所述电容器串联形成的放电回路；
所述三角波发生器的输出电压与三角波高电压阈值作为第二比较器的输入信号，所述三角波发生器的输出电压与三角波低电压阈值作为第一比较器的输入信号，所述第一比较器和所述第二比较器的输出信号作为RS触发器的输入信号，所述RS触发器的Q输出信号用于控制所述第一半导体开关和所述第二半导体开关不同时处于导通状态。
在一种可能的实施方式中，所述充电回路和所述放电回路的电流大小相等。
在一种可能的实施方式中，所述在第一条件满足时控制所述感性元件处于充电状态和所述在所述峰值电流大于预设峰值电流阈值时控制所述感性元件处于续流状态的步骤通过脉冲频率调制控制单元来实现，所述脉冲频率调制控制单元包括：
所述峰值电流与所述预设峰值电流阈值作为第四比较器的输入信号，所述直流降压型稳压器的输出电压与所述预设参考电压作为第三比较器的输入信号，电源信号作为第一D触发器的输入信号，所述RS触发器的Q输出信号的反相信号作为所述第一D触发器的时钟信号；
所述第四比较器的输出信号、所述第一D触发器的Q输出信号和所述第三比较器的输出信号相与之后，经过将上升沿信号变为上升脉冲信号的处理和反相处理后与脉冲频率调制使能信号相与，相与后的输出信号作为第二D触发器的清零端输入信号，所述脉冲频率调制使能信号使能时使所述直流降压型稳压器进入脉冲频率调制模式、不使能时使所述直流降压型稳压器进入脉宽调制模式；
所述第二D触发器的Q输出信号经过反相处理、将上升沿信号变为上升脉冲信号的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号相与，相与后的信号作为所述第一D触发器的清零端输入信号；
所述第四比较器的输出信号经过反相处理、将上升沿信号变化上升脉冲信号的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号相与，相与后的信号作为所述第二D触发器的时钟信号，所述电源信号为所述第二D触发器的输入信号。
在一种可能的实施方式中，所述直流降压型稳压器的三角波发生器的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与所述感性元件充电开始的时刻同步的步骤通过同步单元实现，所述同步单元包括：
第三D触发器；
所述电源信号作为所述第三D触发器的输入信号；
所述RS触发器的Q输出信号的反相信号作为所述第三D触发器的时钟信号；
所述第二D触发器的Q输出信号经过反相处理、将上升沿信号变为上升脉冲信号的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号相与，相与后的信号作为所述第三D触发器的清零端输入信号；
所述第三D触发器的QN输出信号作为所述三角波发生器使能信号。
在一种可能的实施方式中，该方法还包括：
对所述脉宽调制模式下的均值电流进行采样；
依据采样到的均值电流与预设均值电流阈值的比较结果和所述直流降压型稳压器的输出电压与比所述预设参考电压低的预设电压值的比较结果，来控制进出脉冲频率调制模式。
在一种可能的实施方式中，所述依据采样到的均值电流与预设均值电流阈值的比较结果和所述直流降压型稳压器的输出电压与比所述预设参考电压低的预设电压值的比较结果来控制进出脉冲频率调制模式的步骤，可以通过脉冲频率调制模式进出控制单元来实现，
所述脉冲频率调制模式进出控制单元包括第五比较器、第六比较器、反相器和与门，其中，采样到的均值电流和预设均值电流阈值作为所述第五比较器的输入信号，所述直流降压型稳压器的输出电压和比所述预设参考电压低的预设电压值作为所述第六比较器的输入信号，所述第六比较器的输出信号反相后与所述第五比较器的输出信号相与得到所述脉冲频率调制使能信号。
根据本公开实施例的方法中涉及的诸如三角波发生器、脉冲频率调制控制单元、同步单元和脉冲频率调制模式进出控制单元的具体原理描述已经在根据本公开实施例的电路中进行了详细描述，此处不再赘述。
以上结合附图详细描述了本公开实施例的优选实施方式，但是，本公开实施例并不限于上述实施方式中的具体细节，在本公开实施例的技术构思范围内，可以对本公开实施例的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本公开实施例的保护范围。
另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本公开实施例对各种可能的组合方式不再另行说明。
此外，本公开实施例的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本公开实施例的思想，其同样应当视为本公开实施例所公开的内容。

Claims (15)

1.一种用于直流降压型稳压器的脉冲频率调制控制电路，该直流降压型稳压器包括向负载提供电流的感性元件，其特征在于，该电路包括：
三角波发生器，用于在三角波发生器使能信号使能时产生三角波，其中，当所述直流降压型稳压器处于重载状态时，所述三角波发生器使能信号一直处于使能状态中；
采样单元，用于对所述感性元件的峰值电流和所述直流降压型稳压器的输出电压进行采样；
脉冲频率调制控制单元，用于在第一条件满足时控制所述感性元件处于充电状态，在所述峰值电流大于预设峰值电流阈值时控制所述感性元件处于续流状态，其中所述第一条件为以下三者中的两者已经满足且剩余一者从不满足变为满足：所述峰值电流小于所述预设峰值电流阈值、所述输出电压低于预设参考电压且一个三角波充放电周期完成；
同步单元，用于使所述三角波发生器使能信号开始使能的时刻与所述感性元件充电开始的时刻同步。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述三角波发生器包括：
由第一半导体开关、第三半导体开关和电容器串联形成的充电回路，所述电容器两端的电压作为所述三角波发生器的输出电压，所述第三半导体开关的通断由所述三角波发生器使能信号控制；
由第二半导体开关、所述第三半导体开关和所述电容器串联形成的放电回路；
所述三角波发生器的输出电压与三角波高电压阈值作为第二比较器的输入信号，所述三角波发生器的输出电压与三角波低电压阈值作为第一比较器的输入信号，所述第一比较器和所述第二比较器的输出信号作为RS触发器的输入信号，所述RS触发器的Q输出信号用于控制所述第一半导体开关和所述第二半导体开关不同时处于导通状态。
3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述充电回路和所述放电回路的电流大小相等。
4.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述第一半导体开关和所述第二半导体开关的导电类型相同或不同。
5.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述脉冲频率调制控制单元包括：
所述峰值电流与所述预设峰值电流阈值作为第四比较器的输入信号，所述直流降压型稳压器的输出电压与所述预设参考电压作为第三比较器的输入信号，电源信号作为第一D触发器的输入信号，所述RS触发器的Q输出信号的反相信号作为所述第一D触发器的时钟信号；
所述第四比较器的输出信号、所述第一D触发器的Q输出信号和所述第三比较器的输出信号相与之后，经过将上升沿信号变为上升脉冲信号的处理和反相处理后与脉冲频率调制使能信号相与，相与后的输出信号作为第二D触发器的清零端输入信号，所述脉冲频率调制使能信号使能时使所述直流降压型稳压器进入脉冲频率调制模式、不使能时使所述直流降压型稳压器进入脉宽调制模式；
所述第二D触发器的Q输出信号经过反相处理、将上升沿信号变为上升脉冲信号的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号相与，相与后的信号作为所述第一D触发器的清零端输入信号；
所述第四比较器的输出信号经过反相处理、将上升沿信号变化上升脉冲信号的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号相与，相与后的信号作为所述第二D触发器的时钟信号，所述电源信号为所述第二D触发器的输入信号。
6.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述同步单元包括：
第三D触发器；
所述电源信号作为所述第三D触发器的输入信号；
所述RS触发器的Q输出信号的反相信号作为所述第三D触发器的时钟信号；
所述第二D触发器的Q输出信号经过反相处理、将上升沿信号变为上升脉冲信号的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号相与，相与后的信号作为所述第三D触发器的清零端输入信号；
所述第三D触发器的QN输出信号作为所述三角波发生器使能信号。
7.根据权利要求5或6所述的电路，其特征在于，所述脉冲频率调制控制电路还包括脉冲频率调制模式进出控制单元，其中：
所述采样单元还用于对所述脉宽调制模式下的均值电流进行采样；
所述脉冲频率调制模式进出控制单元包括第五比较器、第六比较器、反相器和与门，其中，采样到的均值电流和预设均值电流阈值作为所述第五比较器的输入信号，所述直流降压型稳压器的输出电压和比所述预设参考电压低的预设电压值作为所述第六比较器的输入信号，所述第六比较器的输出信号反相后与所述第五比较器的输出信号相与得到所述脉冲频率调制使能信号。
8.一种直流降压型稳压器，其特征在于，该直流降压型稳压器包括权利要求1至7中任一权利要求所述的电路。
9.一种用于直流降压型稳压器的脉冲频率调制控制方法，该直流降压型稳压器包括向负载提供电流的感性元件，其特征在于，该方法包括：
对所述感性元件的峰值电流和所述直流降压型稳压器的输出电压进行采样；
在第一条件满足时控制所述感性元件处于充电状态，其中所述直流降压型稳压器的三角波发生器的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与所述感性元件充电开始的时刻同步，所述三角波发生器用于在所述三角波发生器使能信号使能时产生三角波；
在所述峰值电流大于预设峰值电流阈值时控制所述感性元件处于续流状态，
其中所述第一条件为以下三者中的两者已经满足且剩余一者从不满足变为满足：所述峰值电流小于所述预设峰值电流阈值、所述输出电压低于预设参考电压且一个三角波充放电周期完成。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述三角波发生器包括：
由第一半导体开关、第三半导体开关和电容器串联形成的充电回路，所述电容器两端的电压作为所述三角波发生器的输出电压，所述第三半导体开关的通断由所述三角波发生器使能信号控制；
由第二半导体开关、所述第三半导体开关和所述电容器串联形成的放电回路；
所述三角波发生器的输出电压与三角波高电压阈值作为第二比较器的输入信号，所述三角波发生器的输出电压与三角波低电压阈值作为第一比较器的输入信号，所述第一比较器和所述第二比较器的输出信号作为RS触发器的输入信号，所述RS触发器的Q输出信号用于控制所述第一半导体开关和所述第二半导体开关不同时处于导通状态。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述充电回路和所述放电回路的电流大小相等。
12.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述在第一条件满足时控制所述感性元件处于充电状态和所述在所述峰值电流大于预设峰值电流阈值时控制所述感性元件处于续流状态的步骤通过脉冲频率调制控制单元来实现，所述脉冲频率调制控制单元包括：
所述峰值电流与所述预设峰值电流阈值作为第四比较器的输入信号，所述直流降压型稳压器的输出电压与所述预设参考电压作为第三比较器的输入信号，电源信号作为第一D触发器的输入信号，所述RS触发器的Q输出信号的反相信号作为所述第一D触发器的时钟信号；
所述第四比较器的输出信号、所述第一D触发器的Q输出信号和所述第三比较器的输出信号相与之后，经过将上升沿信号变为上升脉冲信号的处理和反相处理后与脉冲频率调制使能信号相与，相与后的输出信号作为第二D触发器的清零端输入信号，所述脉冲频率调制使能信号使能时使所述直流降压型稳压器进入脉冲频率调制模式、不使能时使所述直流降压型稳压器进入脉宽调制模式；
所述第二D触发器的Q输出信号经过反相处理、将上升沿信号变为上升脉冲信号的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号相与，相与后的信号作为所述第一D触发器的清零端输入信号；
所述第四比较器的输出信号经过反相处理、将上升沿信号变化上升脉冲信号的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号相与，相与后的信号作为所述第二D触发器的时钟信号，所述电源信号为所述第二D触发器的输入信号。
13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述直流降压型稳压器的三角波发生器的三角波发生器使能信号开始使能的时刻与所述感性元件充电开始的时刻同步的步骤通过同步单元实现，所述同步单元包括：
第三D触发器；
所述电源信号作为所述第三D触发器的输入信号；
所述RS触发器的Q输出信号的反相信号作为所述第三D触发器的时钟信号；
所述第二D触发器的Q输出信号经过反相处理、将上升沿信号变为上升脉冲信号的处理、反相处理后与所述脉冲频率调制使能信号相与，相与后的信号作为所述第三D触发器的清零端输入信号；
所述第三D触发器的QN输出信号作为所述三角波发生器使能信号。
14.根据权利要求12或13所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
对所述脉宽调制模式下的均值电流进行采样；
依据采样到的均值电流与预设均值电流阈值的比较结果和所述直流降压型稳压器的输出电压与比所述预设参考电压低的预设电压值的比较结果，来控制进出脉冲频率调制模式。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述依据采样到的均值电流与预设均值电流阈值的比较结果和所述直流降压型稳压器的输出电压与比所述预设参考电压低的预设电压值的比较结果，来控制进出脉冲频率调制模式的步骤通过脉冲频率调制模式进出控制单元来实现，
所述脉冲频率调制模式进出控制单元包括第五比较器、第六比较器、反相器和与门，其中，采样到的均值电流和预设均值电流阈值作为所述第五比较器的输入信号，所述直流降压型稳压器的输出电压和比所述预设参考电压低的预设电压值作为所述第六比较器的输入信号，所述第六比较器的输出信号反相后与所述第五比较器的输出信号相与得到所述脉冲频率调制使能信号。
CN201611123969.3A 2016-12-08 2016-12-08 直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路和方法 Active CN106533172B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201611123969.3A CN106533172B (zh) 2016-12-08 2016-12-08 直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路和方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201611123969.3A CN106533172B (zh) 2016-12-08 2016-12-08 直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路和方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106533172A CN106533172A (zh) 2017-03-22
CN106533172B true CN106533172B (zh) 2023-11-14

Family

ID=58342265

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201611123969.3A Active CN106533172B (zh) 2016-12-08 2016-12-08 直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路和方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN106533172B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115360910B (zh) * 2022-07-06 2024-06-04 电子科技大学 一种无需外部供电的脉冲型能源电源管理及传感的电路
CN117856615B (zh) * 2024-03-06 2024-05-28 华南理工大学 一种应用于开关电容dc-dc转换器的控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006149067A (ja) * 2004-11-18 2006-06-08 Fuji Electric Device Technology Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN1992494A (zh) * 2005-12-26 2007-07-04 富士通株式会社 直流－直流变换器和直流－直流变换器控制电路
CN103404012A (zh) * 2011-02-28 2013-11-20 德克萨斯仪器股份有限公司 降压转换器中pwm和pfm操作之间的切换控制
CN104993701A (zh) * 2015-07-22 2015-10-21 无锡中星微电子有限公司 一种pwm/pfm控制电路
CN206211846U (zh) * 2016-12-08 2017-05-31 北京松果电子有限公司 直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7327127B2 (en) * 2005-06-17 2008-02-05 Via Technologies, Inc. Pulse-frequency mode DC-DC converter circuit
JP2008228514A (ja) * 2007-03-15 2008-09-25 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ及びその動作制御方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006149067A (ja) * 2004-11-18 2006-06-08 Fuji Electric Device Technology Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN1992494A (zh) * 2005-12-26 2007-07-04 富士通株式会社 直流－直流变换器和直流－直流变换器控制电路
CN103404012A (zh) * 2011-02-28 2013-11-20 德克萨斯仪器股份有限公司 降压转换器中pwm和pfm操作之间的切换控制
CN104993701A (zh) * 2015-07-22 2015-10-21 无锡中星微电子有限公司 一种pwm/pfm控制电路
CN206211846U (zh) * 2016-12-08 2017-05-31 北京松果电子有限公司 直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN106533172A (zh) 2017-03-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4640985B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路および制御方法
US10389237B1 (en) Light-load efficiency improvement of hybrid switched capacitor converter
US9774255B2 (en) Synchronous buck DC-DC converter and method thereof
KR100718905B1 (ko) Ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 회로 및 제어 방법
JP5451123B2 (ja) 電源装置，電源制御装置及び電源装置の制御方法
CN107959421B (zh) Buck-boost型直流转换器及其控制方法
CN101981794B (zh) 用于调节输出电压的方法
CN104079167A (zh) 控制电路、开关电源和控制方法
KR20080024984A (ko) 스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는반도체 장치
CN104079169A (zh) 一种开关电感电源的电路
CN101295927B (zh) 改进型振荡器及使用该振荡器的降压电源转换器
US11784567B2 (en) Synchronization of an electronic device
TW201338366A (zh) 工作時間取樣預防
CN114629440A (zh) 可编程振荡器电路及电源管理芯片
CN106911251B (zh) 降压功率变换器
US8164319B2 (en) System and method for adapting clocking pulse widths for DC-to-DC converters
CN206211846U (zh) 直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路
US20220247318A1 (en) Synchronization of an electronic device
CN111384851B (zh) 一种dc-dc转换器的控制方法及装置
CN106533172B (zh) 直流降压型稳压器及其脉冲频率调制控制电路和方法
CN112332650B (zh) 一种开环启动电路时钟信号控制方法及其控制电路
JP4352319B2 (ja) 電源供給装置
CN219918721U (zh) 一种功率转换器及其控制电路
JP4762723B2 (ja) 電源装置及びこれを備えた電子機器
CN112117899A (zh) 一种电流模式控制的boost转换器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
CB02 Change of applicant information

Address after: 100085 unit C, building C, lin66, Zhufang Road, Qinghe, Haidian District, Beijing

Applicant after: Beijing Xiaomi pinecone Electronic Co.,Ltd.

Address before: 100085 Beijing city Haidian District Qinghe Shun Yip things Park Building 3 unit A

Applicant before: BEIJING PINECONE ELECTRONICS Co.,Ltd.

CB02 Change of applicant information
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant