CN116472666A - 旋转电机的控制装置及电动助力转向装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种旋转电机的控制装置和电动助力转向装置，能基于q轴电流指令值和q轴电流检测值之间的q轴电流偏差，并将q轴电流的响应性考虑在内来设定控制d轴电流指令值的控制增益。旋转电机的控制装置(10)中，基于对q轴的电流指令值(Iqo)与q轴的电流检测值(Iqs)之间的偏差即q轴电流偏差(ΔIq_err)乘以比例增益(Kpid)而得的值，使d轴的电流指令值(Ido)变化，并使比例增益(Kpid)与旋转角速度(ω)成反比地变化。

Description

旋转电机的控制装置及电动助力转向装置
技术领域
本申请涉及旋转电机的控制装置及电动助力转向装置。
背景技术
永磁体型的同步旋转电机中，由于永磁体的交链磁通，产生与转子的旋转角速度成比例的感应电压。高速旋转时，若最大施加电压与感应电压之差减少，则所希望的q轴电流无法通电到绕组，输出转矩下降。因此，一般情况下，在高速旋转时使d轴电流在负方向上增加，使绕组产生减弱永磁体的交链磁通的磁通，并进行降低感应电压的弱磁控制。
弱磁控制的方法有各种方法。专利文献1中，构成为基于q轴电流指令值与q轴电流检测值的偏差来进行比例控制或积分控制从而使d轴电流增减，并进行弱磁控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第3559258号
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，专利文献1的技术中，并没有公开基于q轴电流偏差的d轴电流指令值的控制的控制增益的设定方法。根据d轴电流的增减，q轴电流在电压限制椭圆上移动，q轴电流增减，因此，弱磁控制执行时的q轴电流的响应性取决于d轴电流指令值的控制的响应性。q轴电流的响应性涉及转矩的响应性，因此对旋转电机的性能来说很重要。
因此，本申请的目的在于提供一种旋转电机的控制装置和电动助力转向装置，能基于q轴电流指令值和q轴电流检测值之间的q轴电流偏差，并将q轴电流的响应性考虑在内来设定控制d轴电流指令值的控制增益。
用于解决技术问题的技术手段
本申请所涉及的旋转电机的控制装置经由功率转换器对具有设置了多相绕组的定子和设置了磁体的转子的旋转电机进行控制，该旋转电机的控制装置包括：
电流检测部，该电流检测部检测流过所述多相绕组的电流；
电流坐标转换部，该电流坐标转换部基于所述转子的旋转角度，将电流检测值转换为由在所述转子的磁极位置的方向上确定的d轴和比所述d轴在电气角上前进了90度的方向上确定的q轴所构成的dq轴的旋转坐标系上的d轴的电流检测值和q轴的电流检测值；
电流指令值计算部，该电流指令值计算部计算d轴的电流指令值和q轴的电流指令；
电压指令值计算部，该电压指令值计算部使d轴的电压指令值和q轴的电压指令值变化，以使得所述d轴的电流检测值接近所述d轴的电流指令值、所述q轴的电流检测值接近所述q轴的电流指令值，并基于所述旋转角度将所述d轴的电压指令值和所述q轴的电压指令值转换为多相的电压指令值；以及
开关控制部，该开关控制部基于所述多相的电压指令值，使所述功率转换器所具有的多个开关元件导通关断，
所述电流指令值计算部基于对所述q轴的电流指令值与所述q轴的电流检测值之间的偏差即q轴电流偏差乘以比例增益之后而得的值来使所述d轴的电流指令值变化，并使所述比例增益与所述转子的旋转角速度成反比地变化。
本申请所涉及的电动助力转向装置包括：
旋转电机的控制装置；
所述功率转换器；
所述旋转电机；以及
将所述旋转电机的驱动力传递至车辆的转向装置的驱动力传递机构。
发明效果
根据本申请所涉及的旋转电机的控制装置和电动助力转向装置，在q轴电流被电压限制椭圆所限制的状态下，从d轴电流的变化到q轴电流的变化为止的响应与旋转角速度成比例。通过使与q轴电流偏差相乘的d轴电流指令值计算用的比例增益与旋转角速度成反比地变化，从而能抵消从d轴电流到q轴电流的响应中的与旋转角速度成比例的特性。由此，能使得从q轴电流偏差到q轴电流为止的响应不根据旋转角速度而变化，容易将q轴电流的响应性设定为所希望的响应性，并得到所希望的转矩的响应性。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的旋转电机、功率转换器和控制装置的简要结构图。
图2是实施方式1所涉及的控制装置的简要框图。
图3是实施方式1所涉及的控制装置的硬件结构图。
图4是说明实施方式1所涉及的弱磁控制的图。
图5是实施方式1所涉及的d轴电流指令值变化部的框图。
图6是用于说明实施方式1所涉及的比例增益的设定的框图。
图7是实施方式1所涉及的从q轴电流偏移偏差到q轴的电流检测值为止的开环的传递环数的波特图。
图8是比较例所涉及的从q轴电流偏移偏差到q轴的电流检测值为止的开环的传递环数的波特图。
图9是实施方式2所涉及的d轴电流指令值变化部的框图。
具体实施方式
1.实施方式1
参照附图对实施方式1所涉及的旋转电机的控制装置10(以下简称为控制装置10)进行说明。图1是本实施方式所涉及的旋转电机1、功率转换器4和控制装置10的简要结构图。本实施方式中，旋转电机1成为电动助力转向装置100的驱动力源，旋转电机1、功率转换器4和控制装置10构成电动助力转向装置100。
1-1.旋转电机1
旋转电机1包括定子和配置在定子的径向内侧的转子。定子设有多相绕组(本示例中为U相、V相、W相的三相绕组Cu、Cv、Cw)。定子上设有永磁体，旋转电机1设为永磁体式的同步旋转电机。设为在转子的外周面设有永磁体的表面磁体型。另外，可以设为在转子的内部设有永磁体的嵌入磁体型。三相绕组可以是星形接线，也可以是三角形接线。
转子包括用于检测转子的旋转角度的旋转传感器2。旋转传感器2使用旋转变压器、编码器、MR传感器等。旋转传感器2的输出信号被输入到控制装置10。另外，如后述那样，可以不具备旋转传感器2，而采用基于电流信息来推定角度的无传感器的结构。
1-2.功率转换器4
使用逆变器作为功率转换器4。另外，作为功率转换器4，也可以使用除逆变器以外的功率转换器、例如矩阵转换器。
逆变器4与三相各相对应地设置有3组串联电路(支路)，该串联电路串联连接有与直流电源3的正极侧相连接的正极侧的开关元件SP、以及与直流电源3的负极侧相连接的负极侧的开关元件SN。然后，各相的串联电路中的2个开关元件的连接点被连接到对应相的绕组。
具体而言，在U相的串联电路中，U相正极侧的开关元件SPu与U相负极侧的开关元件SNu串联连接，2个开关元件的连接点与U相绕组Cu连接。在V相串联电路中，V相正极侧的开关元件SPv与V相负极侧的开关元件SNv串联连接，2个开关元件的连接点与V相绕组Cv连接。在W相串联电路中，W相正极侧的开关元件SPw和W相负极侧的开关元件SNw串联连接，2个开关元件的连接点与W相绕组Cw连接。平滑电容器5连接在直流电源3的正极侧与负极侧之间。
对于开关元件，使用反向并联连接有二极管的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、反向并联连接有二极管的双极型晶体管等。各开关元件的栅极端子经由栅极驱动电路等连接到控制装置10。各开关元件通过从控制装置10输出的开关信号GPu～GNw来进行导通或关断。
直流电源3向逆变器4输出直流电压Vdc。本实施方式中，直流电压Vdc设为12V。作为直流电源3，只要是电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出直流电压Vdc的设备，则可以是任意设备。直流电源3设有检测直流电压Vdc的电压传感器，电压传感器的输出信号可以被输入到控制装置10。控制装置10可以使用检测到的直流电压Vdc来进行控制。
设置有用于对流过各相绕组的电流进行检测的电流传感器6。电流传感器6设为分流电阻或霍尔元件等电流传感器。电流传感器6的输出信号被输入到控制装置10。
在本实施方式中，电流传感器6也可以设置于各相的两个开关元件的串联电路。U相电阻Ru，V相电阻Rv和W相电阻Rw串联连接到各相负极侧的开关元件SN的负极侧。三相电阻Ru、Rv、Rw利用放大器21、22、23检测各相的电阻的两端电位差，两端电位差被输入到控制装置10。
另外，电流传感器6可以设置在将各相两个开关元件的串联电路和各相线圈连接的电线上。或者，电流传感器可以设置在连接逆变器4和直流电源3的电线上，并利用公知的“母线1分流方式”来检测各相绕组的电流。
1-3.电动助力转向装置100
电动助力转向装置100包括旋转电机的控制装置10、逆变器4、旋转电机1以及将旋转电机1的驱动力传递到车辆的转向装置102的驱动力传递机构101。
旋转电机1的转子的旋转轴通过驱动力传递机构101与车轮103的转向装置102连结。例如，电动助力转向装置100包括驾驶员朝左右旋转的方向盘104、与方向盘104连结并将方向盘104的转向转矩传递到车轮103的转向装置102的轴105、安装在轴105上并检测方向盘104的转向转矩Ts的转矩传感器106、以及将旋转电机1的旋转轴与轴105连结的蜗杆机构等驱动力传递机构101。转矩传感器106的输出信号被输入到控制装置10(输入电路92)。
1-4.控制装置10
控制装置10经由逆变器4对旋转电机1进行控制。如图2所示，控制装置10包括旋转检测部31、电流检测部32、电流坐标转换部33、电流指令值计算部34、电压指令值计算部35和开关控制部36等。控制装置10的各功能由控制装置10所具备的处理电路来实现。具体而言，控制装置10如图3所示，作为处理电路，包括：CPU(Central Processing Unit：中央处理器)等运算处理装置90(计算机)；与运算处理装置90进行数据的交换的存储装置91；向运算处理装置90输入外部的信号的输入电路92；以及从运算处理装置90向外部输出信号的输出电路93等。
作为运算处理装置90，可以具备ASIC(Appl ication Specific IntegratedCircuit：专用集成电路)、IC(Integrated Circuit：集成电路)、DSP(Digital SignalProcessor：数字信号处理器)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、各种逻辑电路、以及各种信号处理电路等。此外，作为运算处理装置90，也可以具备多个相同种类或不同种类的运算处理装置来分担执行各处理。作为存储装置91，可以具备构成为能从运算处理装置90读取并写入数据的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、构成为能从运算处理装置90读取数据的ROM(Rea dOnly Memory：只读存储器)等。输入电路92与旋转传感器2、电流传感器6、转矩传感器106等各种传感器、开关相连接，并具备将这些传感器、开关的输出信号输入至运算处理装置90的A/D转换器等。输出电路93与对开关元件进行导通关断驱动的栅极驱动电路等电负载相连接，并具备从运算处理装置90向这些电负载输出控制信号的驱动电路等。
而且，控制装置10所具备的各控制部31～36等的各功能是通过由运算处理装置90执行存储于ROM等存储装置91的软件(程序)，并与存储装置91、输入电路92、以及输出电路93等控制装置10的其他硬件协作来实现的。另外，将各控制部31～36等所使用的内分率、控制增益等设定数据作为软件(程序)的一部分存储于ROM等存储装置91。以下，对控制装置10的各功能进行详细说明。
1-4-1.基本控制
＜旋转检测部31＞
旋转检测部31检测电气角上的转子的磁极位置θ(转子的旋转角度θ)和旋转角速度ω。本实施方式中，旋转检测部31基于旋转传感器2的输出信号来检测转子的磁极位置θ(旋转角度θ)和旋转角速度ω。本实施方式中，磁极位置被设定在设置于转子的永磁体的N极的方向上。旋转角速度ω对旋转角度θ进行微分来计算。另外，旋转检测部31可以构成为基于通过将谐波分量重叠在电流指令值上而得到的电流信息等来推定旋转角度(磁极位置)，而不使用旋转传感器(所谓的无传感器方式)。
<电流检测部32>
电流检测部32基于电流传感器6的输出信号，检测流过3相绕组的电流Ius、Ivs、Iws。电流检测部32基于电流传感器6的输出信号，检测流过U相绕组的电流Ius，检测流过V相绕组的电流Ivs，检测流过W相绕组的电流Iws。另外，电流传感器6构成为检测两相的绕组电流，剩余的一相的绕组电流可以基于两相的绕组电流的检测值来计算。例如，电流传感器6可以检测V相和W相的绕组电流Ivs和Iws，U相的绕组电流Ius可以通过Ius＝-Ivs-Iws来计算。
<电流坐标转换部33>
电流坐标转换部33基于旋转角度θ将三相绕组的电流检测值Ius、Ivs、Iws转换为d轴的电流检测值Ids和q轴的电流检测值Iqs。本实施方式中，电流坐标转换部33如下式所示那样，基于旋转角度θ对三相绕组的电流检测值Ius、Ivs、Iws进行三相二相转换和旋转坐标转换，从而转换为d轴及q轴的电流检测值Ids、Iqs。
[数学式1]
另外，d轴被决定在磁体的磁极(N极)方向上，q轴被决定在电气角上比d轴前进了90度的方向上。
＜电压指令值计算部35＞
电压指令值计算部35包括电流控制部351、q轴电压限制部352和电压坐标转换部353。电流控制部351使d轴的电压指令值Vdo和q轴的电压指令值Vqo变化，以使得d轴的电流检测值Ids接近d轴的电流指令值Ido、q轴的电流检测值Iqs接近q轴的电流指令值Iqo。关于电流指令值计算部34进行的d轴和q轴的电流指令值Ido、Iqo的计算，在后文中阐述。例如，电压指令值计算部35如下式所示那样进行比例积分控制。
[数学式2]
这里，Kd、Kq是比例增益，Td、Tq是积分时间，s是拉普拉斯算子。
另外，也可以进行前馈控制以使d轴电流和q轴电流不发生干扰。即，可以将“-ω×Lq×Iqo”与d轴的电压指令值Vdo相加,将“ω×(Ld×Ido+φ)”与q轴的电压指令值Vqo相加。Lq是q轴的电感，Ld是d轴的电感，φ是磁体的磁动势与绕组交链的交链磁通。
q轴电压限制部352基于直流电压Vdc和d轴的电压指令值Vdo对q轴的电压指令值Vqo进行限制，以使得三相电压指令值Vuo、Vvo、Vwo不超过与直流电压Vdc相对应的最大施加电压Vdc/Km的范围。例如，如下式所示，q轴电压限制部352对q轴的电压指令值Vqo进行上限限制和下限限制，以使得q轴的电压指令值Vqo不超过基于最大施加电压Vdc/Km和d轴的电压指令值Vdo计算出的上限限制值VqlmtH和下限限制值VqlmtL，并将上限限制和下限限制后的值作为最终的q轴电压指令值Vqo来计算。
[数学式3]
这里，Km是对应于电压利用率的系数，如下式所示，根据有无三次谐波叠加等调制来设定。
[数学式4]
根据该结构，使d轴的电压指令值Vdo沿着与最大施加电压Vdc/Km对应的电压限制圆优先地变化，并使q轴的电压指令值Vqo从属地变化。由此，如后述那样，与在弱磁控制中使d轴的电流指令值Ido优先地变化的结构对应，能使d轴的电压指令值Vdo优先地变化，并使d轴电流Id优先地变化，
q轴电压限制部352可以对q轴的电压指令值Vqo的限制处理中所使用的d轴的电压指令值Vdo进行低通滤波处理。d轴的电压指令值Vdo振动，q轴的电压指令值Vqo振动。如上所述，通过对d轴的电压指令值Vdo使用进行了低通滤波处理的值，从而能抑制q轴的电压指令值Vqo的振动，并降低旋转电机的振动和噪声。
电压坐标转换部353基于旋转角度θ将d轴和q轴的电压指令值Vdo和Vqo转换为三相的电压指令值Vuo、Vvo和Vwo。本实施方式中，电压坐标转换部353如下式所示那样，基于旋转角度θ对d轴和q轴的电压指令值Vdo、Vqo进行固定坐标转换和二相三相转换，并转换成三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。
[数学式5]
另外，为了提高电压利用率，电压坐标转换部353可以对三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo施加二相调制、三次谐波叠加等公知的调制。
＜开关控制部36＞
开关控制部36基于三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo，来对逆变器4所具有的多个开关元件进行导通关断控制。开关控制部件36使用公知的载波比较PWM或空间矢量PWM。
当使用载波比较PWM时，开关控制部36将载波与三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo的每一个进行比较，并基于比较结果使多个开关元件导通关断。载波被设为三角波，该三角波在PWM周期Tc中以0为中心按直流电压的一半值Vdc/2的振幅进行振动。对于各相，开关控制部36在载波低于电压指令值的情况下，使正极侧的开关元件的开关信号GP导通，并使正极侧的开关元件导通，在载波CA超过电压指令值的情况下，使正极侧的开关元件的开关信号GP关断，并使正极侧的开关元件关断。另一方面，对于各相，开关控制部36在载波低于电压指令值的情况下，使负极侧的开关元件的开关信号GN关断，并使负极侧的开关元件关断，在使负极侧的开关元件关断并且载波CA超过电压指令值的情况下，使负极侧的开关元件的开关信号GN导通，并使负极侧的开关元件导通。另外，对于各相，在正极侧的开关元件的导通期间和负极侧的开关元件的导通期间之间，可以设置使正极侧和负极侧的开关元件双方关断的短路防止期间(死区时间)。
在使用空间矢量PWM的情况下，开关控制部36根据三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo生成电压指令矢量，基于电压指令矢量来决定PWM周期中的7个基本电压矢量的输出时间分配，并基于7个基本电压矢量的输出时间分配来生成在PWM周期中使各开关元件导通关断的开关信号。
1-4-2.电流指令值计算部34
电流指令值计算部34计算d轴的电流指令值Ido和q轴的电流指令值Iqo。本实施方式中，电压指令值计算部34包括基本电流指令值计算部341、d轴电流指令值变化部342、d轴电流指令值限制部343和q轴电流指令值限制部344。
1-4-2-1.基本电流指令值计算部341
基本电流指令值计算部341计算d轴的基本电流指令值Idob和q轴的基本电流指令值Iqob。本实施方式中，基本电流指令值计算部341基于转矩传感器106的输出信号，来检测驾驶员的转向转矩Ts。基本电流指令值计算部341如下式所示那样，基于转向转矩Ts来设定q轴的基本电流指令值Iqob，并将d轴的基本电流指令值Idob设定为0。即，进行Id＝0控制。在Id＝0控制中，d轴的基本电流指令值Idob被设定为0。Id＝0控制适合于本实施方式的表面磁体型的旋转电机。表面磁体型的旋转电机中，d轴电感Ld与q轴电感Lq大致相等，转矩与q轴电流Iq成比例地变化。
[数学式6]
这里，Ka是常数，但也可以根据转向转矩Ts和车辆的行驶速度等而变化。此外，q轴的基本电流指令值Iqob可以基于与转向状况相对应的公知的补偿控制来设定。
在嵌入磁体型的旋转电机的情况下，也可以通过最大转矩电流控制等其它控制方法来设定d轴和q轴的基本电流指令值Idob、Iqob，以代替Id＝0控制。在最大转矩电流控制中，计算对于同一电流使产生转矩为最大的d轴和q轴的基本电流指令值Idob、Iqob。
1-4-2-2.弱磁控制
＜弱磁控制的原理＞
旋转电机的电压方程式如式(1)那样。
[数学式7]
这里，Vd是d轴的施加电压，Vq是q轴的施加电压，Id是d轴的电流，Iq是q轴的电流，s是拉普拉斯算子，R是绕组电阻，φ是转子磁体的交流磁通，Ld是d轴电感，Lq是q轴电感。
乘以式(7)的旋转角速度ω的项如下式所示，为绕组中产生的感应电压的项，d轴的感应电压Vdi和q轴的感应电压Vqi随着旋转角速度ω的增加而增加。
[数学式8]
感应电压Vi为下式所示那样，当感应电压Vi接近可施加的最大施加电压Vdc/Km时，可通电的绕组电流量减少，因此旋转电机的转矩减少。
[数学式9]
因此，由式(9)可知，一般进行弱磁控制，该弱磁控制通过使d轴电流Id在负方向上增加从而产生抵消转子的交链磁通φ的磁通，使感应电压Vi减少，并使绕组电流量增加。
接着，如下式所示，绕组电流被能流过的绕组电流的最大电流值Imax进行上限限制。在式(10)所示的电流限制圆的范围内，需要控制d轴电流Id、q轴电流Iq。
[数学式10]
Id 2+Iq 2≤Imax 2…(10)
此外，如下式所示，d轴电流Id和q轴电流Iq被限制，以使得在感应电压Vi与可施加的最大施加电压Vdc/Km一致的电压限制椭圆的范围内。
[数学式11]
如图4所示，在弱磁控制的区域的某个选择加速度ω下，得到所希望的转矩的d轴电流Id和q轴电流Iq成为电压限制椭圆与q轴的电流指令值Iqo的交点。在q轴的电流指令值Iqo被电流限制圆所限制的情况下，成为电压限制椭圆与电流限制圆的交点。
然而，像以往那样，为了将前馈地设定这样的最佳d轴和q轴的电流指令值，需要与电压限制椭圆有关的d轴和q轴电感Ld、Lq以及转子的交链磁通φ的高精度信息。但是，在无法获得d轴和q轴电感Ld、Lq以及转子的交链磁通φ的高精度信息的情况下，无法前馈地设定最佳d轴和q轴的电流指令值。或者，在d轴和q轴电感Ld、Lq以及转子的交链磁通φ因历时变化或温度特性而变动的情况下，d轴和q轴的电流指令值的设定精度恶化。
另一方面，专利文献1的技术中，基于q轴电流指令值与q轴电流检测值之间的q轴电流偏差，通过比例控制或积分控制来使d轴电流指令值增减。专利文献1的技术中，由于旋转角速度ω的增加，电流限制椭圆变窄，在q轴电流被电压限制椭圆所限制的情况下，d轴电流的负方向的增加量因q轴电流偏差而增加，因此，可以不使用电感和转子的交链磁通φ的信息来进行弱磁控制。然而，专利文献1的技术中，并没有公开基于q轴电流偏差的d轴电流指令值的控制的控制增益的设定方法。根据d轴电流的增减，q轴电流在电压限制椭圆上移动，q轴电流增减，因此，弱磁控制执行时的q轴电流的响应性取决于d轴电流指令值的控制的响应性。q轴电流的响应性涉及转矩的响应性，因此对旋转电机的性能来说很重要。
因此，要求一种控制装置，能基于q轴电流指令值与q轴电流检测值之间的q轴电流偏差，将q轴电流的响应性考虑在内来设定控制d轴电流指令值的控制增益。
＜d轴电流指令值变化部342＞
图5中示出d轴电流指令值变化部342的框图。d轴电流指令值变化部342基于对q轴的电流指令值Iqo与q轴的电流检测值Iqs的偏差即q轴电流偏差ΔIq_err乘以比例增益Kpid而得的值，来使d轴的电流指令值Ido变化。然后，如后述那样，使比例增益Kpid与旋转角速度ω成反比地变化。
本实施方式中，构成为进行基于q轴电流偏差ΔIq_err的比例控制和积分控制。另外，也可以不进行积分控制。
如下式所示，d轴电流指令值变化部342基于从q轴的电流指令值Iqo中减去q轴的电流检测值Iqs而得的q轴电流偏差ΔIq_err来进行比例控制和积分控制，计算d轴电流指令值变化量ΔIdo，将d轴电流指令值变化量ΔIdo与d轴的基本电流指令值Idob相加，来计算d轴的电流指令值Ido。根据q轴的电流指令值Iqo为正值还是负值，来切换对比例增益Kpid乘以-1还是+1。
[数学式12]
这里，Kpid是设定为正值的d轴电流指令值计算用的比例增益，Tiid是d轴电流指令值计算用的积分时间，s是拉普拉斯算子。以下，对d轴电流指令值计算用的比例增益Kpid和积分时间Ti id的设定方法进行说明。
＜比例增益Kpid的设定＞
式(12)的比例增益Kpid设定为正值即可，但以下对考虑了响应性的优选设定方法进行说明。d轴电流指令值变化部342使d轴电流指令值计算用的比例增益Kpid与旋转角速度ω成反比地变化。本实施方式中，如下式所示，将目标响应角频率ωido除以旋转角速度ω而得的值被设定为比例增益Kpid。目标响应角频率ωido是根据q轴电流偏差ΔIq_err使d轴的电流指令值Ido变化、并使q轴电流偏差ΔIq_err的绝对值减小的反馈控制***的目标响应角频率。
[数学式13]
目标响应角频率ωido被设定为比R/Lq要大的值即可。若这样设定，则q轴电流偏差ΔIq_err收敛的时间(时间常数)比电路的时间常数Lq/R要短。由此，在弱磁控制的区域中，相对于旋转角速度和要求转矩的变化，能使d轴和q轴的电流指令值Ido、Iqo较快地变化，并使输出转矩变化。如本实施方式那样，在旋转电机作为电动助力转向装置100的辅助用驱动力源来使用的情况下，例如，当目标响应角频率ωido被设定为250[rad/s]至1200[rad/s]之间的值时，可得到良好的转向感。
式(12)的积分时间Ti id例如可以被设定为电路的时间常数Lq/R。如下式所示，积分增益Kiiq变为Kpid/Tiid。由此，根据式(13)，积分增益Kiiq也与旋转角速度ω成反比地变化。例如，积分增益Kiiq被设定为将对目标响应角频率ωido乘以绕组的电阻值R而得的值除以旋转角速度ω和电感Lq后而得的值。
[数学式14]
若从式(7)的电压方程式中提取q轴电压Vq的式子，将Vq替换为Vqo，并将Id、Iq替换为Ids、Iqs，则成为下式。
[数学式15]
若对q轴的电流检测值Iqs求解式(15)，则得到下式。
[数学式16]
在执行弱磁控制时，q轴的电压指令值Vqo成为与基于电压限制圆的上限限制值VqlmtH或下限限制值VqlmtL相一致的状态，因此不考虑基于q轴的电压指令值Vqo的操作的q轴的电流检测值Iqs的控制，而考虑基于d轴的电流检测值Ids的操作的q轴的电流检测值Iqs的控制。由此，若忽略式(16)的Vqo和ωφ的项，则式(16)成为下式那样。
[数学式17]
根据式(17)，从d轴的电流检测值Ids到q轴的电流检测值Iqs的传递环数Gp(s)成为下式那样。
[数学式18]
由此，可知d轴的电流检测值Ids的操作所引起的q轴的电流检测值Iqs的变化量与旋转角速度ω成比例地增大。
若使用该传递函数Gp(s)，则控制***如图6的框图那样来表示。从q轴电流偏差ΔIq_err到d轴的电流指令值Ido的传递函数Gc(s)根据式(12)、式(13)成为下式那样。其中，将积分时间Tiid设定为Lq/R。
[数学式19]
从d轴的电流指令值Ido到d轴的电流检测值Ids的传递函数Gd(s)用下式来表示。这里，ωids是d轴的电流反馈控制的目标响应角频率。
[数学式20]
优选为d轴的电流反馈控制的目标响应角频率ωids相比于d轴的电流指令值的目标响应频率ωido设定得足够高。ωids使用式(2)的d轴的比例增益Kd成为Kd/Ld。由此，d轴的比例增益Kd被设定为比ωido×Ld要大的值即可。例如，优选为d轴的比例增益Kd可以被设定为比3×ωido×Ld要大的值，更优选为d轴的比例增益Kd可以被设定为比5×ωido×Ld要大的值。通过这样设定d轴的比例增益Kd，从而能视为Gd(S)≈1。
[数学式21]
如上所述，从q轴电流偏差ΔIq_err到q轴的电流检测值Iqs的开环的传递函数Gop(s)用下式来表示。这里，设为d轴电感Ld与q轴电感Lq大致相等、Gd(s)≈1来进行整理。
[数学式22]
式(22)是单纯的积分特性，不依赖于旋转角速度ω。当描绘波特图时，如图7那样，增益的斜率为-20dB/dec的恒定值，在角频率＝ωido下成为0dB。
由此，如下式所示，q轴的电流检测值Iqs的变化相对于q轴的基本电流指令值Iqob的变化的闭环的传递函数Gfb(s)成为具有目标响应角频率ωido的倒数的时间常数的一阶延迟。由此，在弱磁控制中，如式(13)所示使d轴电流指令值计算用的比例增益Kpid与旋转角速度ω成反比地变化，从而能将q轴的电流检测值Iqs的变化相对于q轴的基本电流指令值Iqob的变化的响应设为不因旋转角速度ω而变动、且具有目标响应角频率ωido的倒数的时间常数的一阶延迟。由此，通过目标响应角频率ωido的设定，从而能得到所希望的转矩的响应性。由此，电动助力转向装置100的转向感得以提高。
[数学式23]
/>
与式(13)不同，对不使d轴电流指令值计算用的比例增益Kpid根据旋转角速度ω变化而将其设定为固定值的情况进行说明。该情况下，在式(22)中，不通过比例增益Kpid、利用Gc(s)中存在的1/ω的项来抵消Gp(s)中存在的ω的项，因此，如下式所示，开环的传递环数Gop(s)成为与ω成比例的特性。
[数学式24]
这里，K为常数。若要在ω＝ωmd下得到与式(22)相同的特性，则设定为K＝1/ωmd。如图8中示出ω＝0.5×ωmd、ω＝1×ωmd、ω＝2×ωmd时的波特图那样，若旋转角速度ω从ωmd变动，则响应变动ω/ωmd倍。在ω＝1×ωmd的情况下，开环的传递函数Gop(s)的响应变为ωido，因此可得到希望的响应，但在ω＝2×ωmd的情况下，Gop(s)的响应变为2倍，虽然具有响应性变好的优点，但q轴的电流检测值Iqs中包含的噪声分量的反馈量变为2倍，旋转电机的异响有可能增加。另一方面，在ω＝0.5×ωmd的情况下，Gop(s)的响应变为0.5倍，q轴电流的响应恶化，转矩的响应恶化。由此，转矩的响应根据旋转角速度ω变动，电动助力转向装置100的转向感有可能恶化。
＜d轴的电流指令值Ido的上下限限制＞
如下式所示，d轴电流指令值限制值343通过上限限制值IdlmtH对d轴的电流指令值Ido进行上限限制，并通过下限限制值IdlmtL进行下限限制。上限限制值IdlmtH被设定为d轴的基本电流指令值Idob。下限限制值IdlmtL被设定为用于防止转子的永磁体的不可逆退磁产生的负的限制值。
[数学式25]
在旋转角速度ω为基底旋转角速度以下的情况下等，在不需要执行弱磁控制的区域中可以强制性设定为Ido＝Idob。
＜q轴电流指令值限制部344＞
q轴电流指令值限制部344基于最大电流值Imax和d轴的电流指令值Ido对q轴的电流指令值Iqo进行限制，以使得提供给三相绕组的电流不超过能提供给三相绕组的最大电流值Imax的范围。例如，如下式所示，q轴电流指令值限制部344对q轴的基本电流指令值Iqob进行上限限制和下限限制，以使得q轴的基本电流指令值Iqob不超过基于最大电流值Iamx和d轴的电流指令值Ido计算出的上限限制值IqlmtH和下限限制值IqlmtL，并将上限限制和下限限制后的值作为q轴的电流指令值Iqo来计算。该限制处理是将d轴和q轴的电流指令值Iqo、Ido限制在最大电流值Imax的电流限制圆的范围内的处理。
[数学式26]
根据该结构，在q轴的基本电流指令值Iqob被限制为与最大电流值Imax对应的电流限制圆的情况下，能使d轴的电流指令值Ido沿着与最大电流值Imax对应的电流限制圆优先地变化，并使q轴的电流指令值Iqo从属地变化。由此，在弱磁控制中能使d轴的电流指令值Ido优先地变化，并能进行弱磁通量的优化。
2.实施方式2
对实施方式2所涉及的控制装置10进行说明。与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的旋转电机1、功率转换器4和控制装置10的基本结构与实施方式1相同，但q轴电流偏差ΔIq_err的计算方法与实施方式1不同。图9中示出d轴电流指令值变化部342的框图。
本实施方式中，d轴电流指令值变化部342通过使q轴的电流指令值Iqo的绝对值减少q轴偏移值ΔIqoff而得的偏移后的q轴的电流指令值Iqoffo、与q轴的电流检测值Iqs之间的偏差，来计算q轴电流偏差ΔIq_err。
如下式所示，在q轴的电流指令值Iqo为正值的情况下，d轴电流指令值变化部342将从q轴的电流指令值Iqo中减去正值的q轴偏移值ΔIqoff而得的偏移后的q轴电流指令值Iqoffo、与q轴的电流检测值Iqs之间的偏差作为q轴电流偏差ΔIq_err来计算。另一方面，在q轴的电流指令值Iqo为负值的情况下，d轴电流指令值变化部342将对q轴的电流指令值Iqo加上q轴偏移值ΔIqoff而得的偏移后的q轴电流指令值Iqoffo、与q轴的电流检测值Iqs之间的偏差作为q轴电流偏差ΔIq_err来计算。与实施方式1的式(12)同样地，基于对q轴电流偏差ΔIq_err乘以比例增益Kpid而得的值，使d轴的电流指令值Ido变化。
[数学式27]
根据该结构，在q轴电流被电压限制椭圆所限制的情况下，d轴的电流指令值Ido的负方向的增加量增减，以使得移动到电压限制椭圆与比q轴的电流指令值Iqo降低或增加q轴偏移值ΔIqoff而得的直线之间的交点。此时，q轴的电流检测值Iqs低于或超过q轴的电流指令值Iqo相当于q轴偏移值ΔIqoff，因此，能使q轴的电压指令值Vqo附着于基于电压限制圆的上限限制值VqlmtH或下限限制值VqlmtL，能将电压利用率保持在最大值。此外，在q轴偏移值ΔIqoff比q轴的电流检测值Iqs的噪声分量的振幅要大的情况下，即使产生噪声分量，也能使q轴的电压指令值Vqo附着于限制值，能降低旋转电机的异响和噪音。
<转用例>
旋转电机1可以设为电动助力转向装置100以外的各种装置的驱动力源。例如，旋转电机1可以被设为车轮的驱动力源。
定子上还可以设有三相以外的多相(例如，二相、四相)绕组。
定子上还可以设有多组(例如两组)三相绕组，与各组的三相绕组相对应地设有功率转换器和控制装置的各个部分。
虽然本申请记载了各种示例性实施方式和实施例，但是在一个或多个实施方式中记载的各种特征、方式和功能不限于特定实施方式的应用，可以单独地或以各种组合来应用于实施方式。因此，可以认为未例示的无数变形例也包含在本申请说明书所公开的技术范围内。例如，设为包括对至少一个构成要素进行变形、添加或省略的情况，以及提取至少一个构成要素并与其他实施方式的构成要素进行组合的情况。
标号说明
1 旋转电机
4 功率转换器
10 旋转电机的控制装置
31 旋转检测部
32 电流检测部
33 电流坐标转换部
34 电流指令值计算部
35 电压指令值计算部
36 开关控制部
Ido d轴的电流指令值
Ids d轴的电流检测值
Iqo q轴的电流指令值
Iqs q轴的电流检测值
Vdo d轴的电压指令值
Vqo q轴的电压指令值
ΔIdo d轴电流指令值变化量
ωido 目标响应角频率。

Claims (8)

1.一种旋转电机的控制装置，经由功率转换器对具有设置了多相绕组的定子和设置了磁体的转子的旋转电机进行控制，所述旋转电机的控制装置的特征在于，包括：
电流检测部，该电流检测部检测流过所述多相绕组的电流；
电流坐标转换部，该电流坐标转换部基于所述转子的旋转角度，将电流检测值转换为由在所述转子的磁极位置的方向上确定的d轴和在比所述d轴在电气角上前进了90度的方向上确定的q轴所构成的dq轴的旋转坐标系上的d轴的电流检测值和q轴的电流检测值；
电流指令值计算部，该电流指令值计算部计算d轴的电流指令值和q轴的电流指令值；
电压指令值计算部，该电压指令值计算部使d轴的电压指令值和q轴的电压指令值变化，以使得所述d轴的电流检测值接近所述d轴的电流指令值、所述q轴的电流检测值接近所述q轴的电流指令值，并基于所述旋转角度将所述d轴的电压指令值和所述q轴的电压指令值转换为多相的电压指令值；以及
开关控制部，该开关控制部基于所述多相的电压指令值，使所述功率转换器所具有的多个开关元件导通关断，
所述电流指令值计算部基于对所述q轴的电流指令值与所述q轴的电流检测值之间的偏差即q轴电流偏差乘以比例增益而得的值来使所述d轴的电流指令值变化，并使所述比例增益与所述转子的旋转角速度成反比地变化。
2.如权利要求1所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流指令值计算部基于所述q轴电流偏差来使所述d轴的电流指令值变化，并设定将使所述q轴电流偏差的绝对值减小的反馈控制***的目标响应角频率除以所述旋转角速度而得的值，以作为所述比例增益。
3.如权利要求2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流指令值计算部将所述目标响应角频率设定为比将绕组的电阻值除以电感而得的值要大的值。
4.如权利要求2或3所述的旋转电机控制装置，其特征在于，
所述电压指令值计算部基于对所述d轴的电流指令值与所述d轴的电流检测值之间的偏差即d轴电流偏差乘以d轴的比例增益而得的值，来计算所述d轴的电压指令值，并将所述d轴的比例增益设定为比对所述目标响应角频率乘以电感而得的值要大的值。
5.如权利要求1至4中任一项所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流指令值计算部基于对所述q轴电流偏差乘以所述比例增益而得的值、与对所述q轴电流偏差乘以积分增益而得的值的积分值的合计值，来计算所述d轴的电流指令值，并使所述积分增益与所述旋转角速度反比例地变化。
6.如权利要求5所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流指令值计算部基于所述q轴电流偏差来使所述d轴的电流指令值变化，并设定将使所述q轴电流偏差的绝对值减小的反馈控制***的目标响应角频率除以所述旋转角速度而得的值，以作为所述比例增益，
将对所述目标响应角频率乘以绕组的电阻值而得的值除以所述旋转角速度和电感，并将由此得到的值作为所述积分增益来设定。
7.如权利要求1至6中任一项所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述电流指令值计算部通过使所述q轴的电流指令值的绝对值减少q轴偏移值而得的偏移后的q轴的电流指令值、与所述q轴的电流检测值之间的偏差，来计算所述q轴电流偏差。
8.一种电动助力转向装置，其特征在于，包括：
权利要求1至7中任一项所述的旋转电机的控制装置；
所述功率转换器；
所述旋转电机；以及
将所述旋转电机的驱动力传递至车辆的转向装置的驱动力传递机构。
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