CN115833562A - 基于图腾柱双向ac/dc变换器的开环pfc控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于交直流微电网技术领域，具体涉及基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法；图腾柱双向AC/DC变换器由直流侧全桥电路和交流侧电路组成，交流侧电路是由S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆六个同型号MOSFET组成的全桥电路；直流侧全桥由S₇、S₈、S₉、S₁₀四个同型号MOSFET开关管组成；本发明图腾柱双向AC/DC变换器由直流侧全桥电路和交流侧电路组成，基于开环PFC的方法，实现单级功率传输和开环功率因数校正，降低了***损耗，同时通过引入Smith预测器方法进行控制提高响应速度，解决传统交直流微网AC/DC变换器两级式拓扑传输效率低、不能实现开环功率因数校正、当负载突变时，动态响应较慢的技术问题。

Description

基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法

技术领域

本发明属于交直流微电网技术领域，具体涉及基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法。

背景技术

当前，为应对气候变化和资源紧缺问题，越来越多的国家和政府将“碳中和”提升至国家战略高度，提出了无碳未来的愿景。电力能源作为全球能源互联网***的重要组成部分，在其中扮演着举足轻重的一环。近年来，以风能、光伏为代表的可再生能源作为一系列清洁能源，已受到世界范围内的普遍重视。随着新能源发电理论的日趋完善和相关技术的日趋成熟，以新能源为主的高效、灵活的新型电力技术得到迅速发展。交直流混合微电网作为一种新兴的需求侧供用电形式，能更加高效地接纳本地交直流型新能源发电***和储能单元，为本地负荷提供高可靠性供电，已成为未来智能配电网的重要组成部分。在交直流微电网中，交直流微网互联变换器在电力***中承担着能源在直流配网和交流电网***间传输的关键作用，成为目前研究的热点。目前被广泛研究的交流-直流变换器拓扑结构可实现良好输出波形高功率因数校正(powerfactor correction，PFC)。为实现并网单相交流-直流变换器单位功率因数校正的，传统的解决方案是两级功率变换器拓扑，其中前级是具有PFC的双有源桥，以实现电流隔离和宽输入电压范围；后级是整流级，以提供稳定的直流侧输出电压。与单级交直流变换器相比，两级变换方案存在三个缺点：不能实现开环功率因数校正；当负载突变时，动态响应较慢。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有技术的不足，提供一种基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法，解决传统交直流微网AC/DC变换器两级式拓扑传输效率低、不能实现开环功率因数校正、当负载突变时，动态响应较慢的技术问题。

本发明的目的是这样实现的：基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法，所述图腾柱双向AC/DC变换器由直流侧全桥电路和交流侧电路组成，交流侧电路是由S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆六个同型号MOSFET组成的全桥电路；直流侧全桥由S₇、S₈、S₉、S₁₀四个同型号MOSFET开关管组成；直流电源电压为v_dc，交流电源电压为v_g＝V_Lsin(2f_gt)，谐振变换器两端口电压分别为v_ab＝v_p和v_cd＝v_s，f_g＝50Hz是交流电网的频率，ω_g是交流电网的角频率，

是前后级电路的脉冲信号中线间的移相角，C₁为直流侧的稳压电容，同理交流侧电感由L_g1和L_g2构成；变压器变比为1:n，L_s为辅助电感与变压器漏感之和,i_L为流过电感L_s的电流；v_ab和v_cd分别表示交直流侧两全桥桥臂中点间的电压，前后两级电路采用固定50％占空比，C₁为交流侧钳位电容；所述开环PFC控制方法，具体如下：

直流侧全桥电路的两个桥臂180°导通，并使用信号m(t)进行调制，m(t)定义为

m(t)＝0.5sin(ω_gt)(1)

T_s＝1/f_s表示交流侧MOSFET开关周期，f_s设定为100kHz，交流全桥开关管脉冲时序由载波u₁生成，调制波m(t)与u₂和u₂′共同作用控制着直流全桥四只开关管的开通信号，载波u₂是u₁经过移相后得到，移相角为φ，即前后级交直流侧电路间的移相角，前后交直流电路驱动信号脉冲中心间隔时长为δ，满足δ＝φ/2πf_s，将u₂反相或移相180°后即可得到载波u₂′；V_ac为交流电压的瞬时值，V_dc为直流电压值。

所述双向AC/DC变换器采用基于Smith预估器的电压闭环控制方案，对直流电压进行采样，电压环采用PI控制，其输出为电流环给定，控制器的输出为前后级交直流侧电路间的移相角

用以产生直流全桥占空比D_dc；对电流内环采用Smith预估器加PI控制方案，以消除求平均过程所产生的时滞。

对于直流侧，当m(t)>u₂时，S₇驱动置高电平，反之S₈驱动置高电平；当m(t)>u₂′时，S₉驱动置高电平，反之S₁₀驱动置高电平；对于交流侧，其工作原理为通过交流电路开关管脉冲信号为周期方波，S₁、S₂、S₃、S₄以开关频率f_s切换状态，S₁、S₄脉冲信号与S₂、S₃相反。

直流侧占空比的表达式为

其中K＝nV_ac/V_dc定义为电压转换比，变换器传输功率为P，直流侧移相角φ的计算式为

在开环PFC控制方式下，设定D_ac＝1，从而推导得到交流微电网输入电流i_ac(t)，

u_g和i_g同相位，即实现开环PFC校正。

图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法、Smith预算期均通过DSP芯片实现。

本发明的有益效果：本发明的基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法，图腾柱双向AC/DC变换器由直流侧全桥电路和交流侧电路组成，基于开环PFC的方法，实现单级功率传输和开环功率因数校正，降低了***损耗，同时通过引入Smith预测器方法进行控制提高响应速度，解决传统交直流微网AC/DC变换器两级式拓扑传输效率低、不能实现开环功率因数校正、当负载突变时，动态响应较慢的技术问题。

附图说明

图1为本发明所涉及基于图腾柱双向AC/DC变换器拓扑图。

图2为本发明所涉及图腾柱双向AC/DC变换器工频周期下电路关键参数波形图。

图3为本发明所涉及图腾柱双向AC/DC变换器开关周期下电路关键参数波形图。

图4为本发明所涉及基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法控制框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的说明。

基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法，所述拓扑结构如图1中所示，所述图腾柱双向AC/DC变换器由直流侧全桥电路和交流侧电路组成，交流侧电路是由S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆六个同型号MOSFET组成的全桥电路；直流侧全桥由S₇、S₈、S₉、S₁₀四个同型号MOSFET开关管组成；直流电源电压为v_dc，交流电源电压为v_g＝V_Lsin(2f_gt)，谐振变换器两端口电压分别为v_ab＝v_p和v_cd＝v_s，f_g＝50Hz是交流电网的频率，ω_g是交流电网的角频率，

是前后级电路的脉冲信号中线间的移相角，C₁为直流侧的稳压电容，同理交流侧电感由L_g1和L_g2构成；变压器变比为1:n，L_s为辅助电感与变压器漏感之和,i_L为流过电感L_s的电流；图1中，v_ab和v_cd分别表示交直流侧两全桥桥臂中点间的电压，前后两级电路采用固定50％占空比，C₁为交流侧钳位电容，电流正方向也在图1中标出；所述开环PFC控制方法，具体如下：

直流侧全桥电路的两个桥臂180°导通，并使用信号m(t)进行调制，m(t)定义为

m(t)＝0.5sin(ω_gt)(1)

定义能量由交流侧流向直流侧为正向，图2为未接入电力弹簧时交直流微网互联变换器正向工作模式电路波形，图2中：V_L是交流电压的幅值，f_g＝ω_g/2π＝50Hz是交流电网的频率，ω_g是交流电网的角频率，T_g是交流电网的正弦周期，对于交流侧，其工作原理为通过交流电路开关管脉冲信号为周期方波，S₁、S₂、S₃、S₄以开关频率f_s切换状态,S₁、S₄脉冲信号与S₂、S₃相反；其中Ts＝1/fs表示交流侧MOSFET开关周期，fs设定为100kHz，交流全桥开关管脉冲时序由载波u1生成，调制波m(t)与u2和u2′共同作用控制着直流全桥四只开关管的开通信号，载波u2是u1经过移相后得到，移相角为φ，即前后级交直流侧电路间的移相角，前后交直流电路驱动信号脉冲中心间隔时长为δ，满足δ＝φ/2πfs，将u2反相或移相180°后即可得到载波u2′；Vac为交流电压的瞬时值，Vdc为直流电压值，考虑到ω_g<<ω_s，可近似认为在少数一两个开关周期内交流微电网电压保持不变。

所述双向AC/DC变换器采用基于Smith预估器的电压闭环控制方案，对直流电压进行采样，电压环采用PI控制，其输出为电流环给定，交流电路可实现开环PFC，因此控制器设计较简单，控制器的输出为前后级交直流侧电路间的移相角

用以产生直流全桥占空比D_dc；直流侧输出电流i_dc包括直流分量和二倍工频的交流分量，因此在确定i_dc数值时会不可避免地带来半个工频周期的延迟，为加快***响应速度，对电流内环采用Smith预估器加PI控制方案，以消除求平均过程所产生的时滞；对应控制器框图如图4所示，虚线框内部分即为Smith预估器，其中G_po(s)为实际被控对象传函，G_q(s)为被控对象模型的未延迟状态传函。

图3中，对于直流侧，当m(t)>u₂时，S₇驱动置高电平，反之S₈驱动置高电平；当m(t)>u₂′时，S₉驱动置高电平，反之S₁₀驱动置高电平；对于交流侧，其工作原理为通过交流电路开关管脉冲信号为周期方波，S₁、S₂、S₃、S₄以开关频率f_s切换状态，S₁、S₄脉冲信号与S₂、S₃相反。

直流侧占空比的表达式为

其中K＝nV_ac/V_dc定义为电压转换比，变换器传输功率为P，直流侧移相角φ的计算式为

在开环PFC控制方式下，设定D_ac＝1，从而推导得到交流微电网输入电流i_ac(t)，

u_g和i_g同相位，即实现开环PFC校正。

图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法、Smith预算期均通过DSP芯片实现。

本发明的基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法，图腾柱双向AC/DC变换器由直流侧全桥电路和交流侧电路组成，基于开环PFC的方法，实现单级功率传输和开环功率因数校正，降低了***损耗，同时通过引入Smith预测器方法进行控制提高响应速度，解决传统交直流微网AC/DC变换器两级式拓扑传输效率低、不能实现开环功率因数校正、当负载突变时，动态响应较慢的技术问题。

Claims (5)

1.基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法，其特征在于：所述图腾柱双向AC/DC变换器由直流侧全桥电路和交流侧电路组成，交流侧电路是由S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆六个同型号MOSFET组成的全桥电路；直流侧全桥由S₇、S₈、S₉、S₁₀四个同型号MOSFET开关管组成；直流电源电压为v_dc，交流电源电压为v_g＝V_Lsin(2f_gt)，谐振变换器两端口电压分别为v_ab＝v_p和v_cd＝v_s，f_g＝50Hz是交流电网的频率，ω_g是交流电网的角频率，

是前后级电路的脉冲信号中线间的移相角，C₁为直流侧的稳压电容，同理交流侧电感由L_g1和L_g2构成；变压器变比为1:n，L_s为辅助电感与变压器漏感之和,i_L为流过电感L_s的电流；v_ab和v_cd分别表示交直流侧两全桥桥臂中点间的电压，前后两级电路采用固定50％占空比，C₁为交流侧钳位电容；所述开环PFC控制方法，具体如下：

直流侧全桥电路的两个桥臂180°导通，并使用信号m(t)进行调制，m(t)定义为

m(t)＝0.5sin(ω_gt)(1)

T_s＝1/f_s表示交流侧MOSFET开关周期，f_s设定为100kHz，交流全桥开关管脉冲时序由载波u₁生成，调制波m(t)与u₂和u₂′共同作用控制着直流全桥四只开关管的开通信号，载波u₂是u₁经过移相后得到，移相角为φ，即前后级交直流侧电路间的移相角，前后交直流电路驱动信号脉冲中心间隔时长为δ，满足δ＝φ/2πf_s，将u₂反相或移相180°后即可得到载波u₂′；V_ac为交流电压的瞬时值，V_dc为直流电压值。

2.如权利要求1所述的基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法，其特征在于：所述双向AC/DC变换器采用基于Smith预估器的电压闭环控制方案，对直流电压进行采样，电压环采用PI控制，其输出为电流环给定，控制器的输出为前后级交直流侧电路间的移相角

用以产生直流全桥占空比D_dc；对电流内环采用Smith预估器加PI控制方案，以消除求平均过程所产生的时滞。

3.如权利要求1所述的基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法，其特征在于：对于直流侧，当m(t)>u₂时，S₇驱动置高电平，反之S₈驱动置高电平；当m(t)>u₂′时，S₉驱动置高电平，反之S₁₀驱动置高电平；对于交流侧，其工作原理为通过交流电路开关管脉冲信号为周期方波，S₁、S₂、S₃、S₄以开关频率f_s切换状态，S₁、S₄脉冲信号与S₂、S₃相反。

4.如权利要求1所述的基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法，其特征在于：直流侧占空比的表达式为

其中K＝nV_ac/V_dc定义为电压转换比，变换器传输功率为P，直流侧移相角φ的计算式为

在开环PFC控制方式下，设定D_ac＝1，从而推导得到交流微电网输入电流i_ac(t)，

u_g和i_g同相位，即实现开环PFC校正。

5.如权利要求1所述的基于图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法，其特征在于：图腾柱双向AC/DC变换器的开环PFC控制方法、Smith预算期均通过DSP芯片实现。

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