CN115097894B - 一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型ldo - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO，属于电源管理技术领域。将推电流模式LDO和拉电流模式LDO合二为一，解决了传统LDO只有推电流模式的问题。包含一个具有超过700MHz的单位增益频率的低增益快速环路，在不需要μF级的片外大电容的情况下实现高频电源抑制比。所述架构具有推电流和拉电流两种工作模式；推电流模式输出电压为1V，线性调整率为0.12％/V，负载调整率为0.01mV/mA，可以驱动电源噪声敏感电路；拉电流模式输出电压为0.25V，线性调整率为4.4％/V，负载调整率为0.025mV/mA，可以驱动地噪声敏感电路；两种工作模式均实现低于6ns的瞬态响应和1Hz‑1GHz频率范围内低于‑10dB的电源抑制比；不需要片外大电容，实现电路全集成。

Description

一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO
技术领域
本发明涉及一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO(低压差线性稳压器)，属于电源管理技术领域。
背景技术
LDO作为一种线性直流稳压装置，存在一个最小输入电压以确保LDO将输出电压维持在其额定值上下100mV之内，这个最小输入电压与额定输出电压的电压差叫做压降电压，压降电压必须大于功率晶体管的饱和电压时LDO才能正常工作，衰减输入端的电压波动并输出经过调节的稳定电压。
LDO的功能主要通过负反馈控制环路实现，由基准电压模块产生一个精准、稳定的参考电压，反馈网络将输出电压的变化反馈到误差放大器的输入端，误差放大器放大反馈电压与参考电压的差值并输出给功率晶体管的栅极，驱动功率晶体管调整输出电流的大小，确保LDO输出的电压稳定在额定值范围。
LDO通常使用MOSFET作为功率晶体管，MOSFET是电压驱动的，不需要电流，所以大大降低了器件本身消耗的静态电流。MOSFET上的电压降大致等于输出电流与导通电阻的乘积，由于MOSFET的导通电阻很小，因而它的饱和电压非常小，LDO通常只需要200mV左右的压降电压，远低于传统线性稳压器所需的2V左右的压降电压。静态电流越小、压降电压越低，LDO的转换效率越高。
LDO凭借低成本、低压降、低功耗、低噪声和结构简单等优势在市场上占有重要地位，广泛用于便携式电子设备、通信***、工业设备、医疗器械等需要稳定电源的电子设备。
传统LDO的电源抑制比会随着工作频率的增大而降低，因此要求高电源抑制比的电路的工作频率存在上限。常用的增强高频电源抑制比的方法有片外接补偿电容和功率管衬底调制技术等。片外接补偿电容的方法通常需要一个μF级的电容，电路无法做到全集成，无法应用在各种微型电子设备中，不符合现在的电子设备越来越小型化的特点。功率管衬底调制技术需要消耗大量的静态电流，会大大降低LDO的效率，并且电路实现复杂。传统LDO只有推电流模式，只能用于驱动对电源噪声敏感的负载电路，不能用于驱动对地噪声敏感的负载电路。
发明内容
本发明提出了一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO，目的在于解决传统LDO需要片外大电容来实现高频电源抑制比的问题和不能有效驱动对地噪声敏感的负载电路的问题。
本发明的核心思想是：由功率晶体管、共栅极放大器以及超级源极跟随器构成一个低增益快速环路，该环路的所有都节点为低阻抗节点所以只需要一个220pF的片上补偿电容即可保证环路稳定性，并且将功率晶体管的漏端设置为环路的主极点，不需要μF级的片外大电容；低增益快速环路具有超过700MHz的单位增益频率，具有很快的瞬态响应速度，可以实现1Hz-1GHz频率范围内低于-10dB的电源抑制比；通过共用误差放大器EA、二选一选择器、分压电阻以及反相器，将电路结构对称且工作原理相同的推电流模块和拉电流模块结合在一起，在不增加太多静态功耗的同时实现有效驱动对电源噪声敏感的负载电路和对地噪声敏感的负载电路。
为实现上述目的，本发明的技术实现方案如下：
所述一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO包括误差放大器EA、二选一选择器、补偿电容器、推电流模块、拉电流模块、分压电阻和反相器；
其中，误差放大器EA采用NMOS晶体管作为输入对的差转单折叠式共源共栅跨导放大器，提供高增益，同时对电源噪声和地噪声进行一定程度的衰减，向后级电路输出一个相对干净的电压；
其中，二选一选择器包括MUX-I、MUX-II、MUX-III，采用数字逻辑电路实现；
其中，补偿电容器包括CP、CN和CC，采用金属-绝缘体-金属电容；
其中，推电流模块包括PMOS功率晶体管、共栅极放大器、超级源极跟随器、MOS晶体管开关和电流镜；
其中，拉电流模块包括NMOS功率晶体管、共栅极放大器、超级源极跟随器、MOS晶体管开关和电流镜；
其中，分压电阻包括R1和R2，采用多晶硅电阻；
其中，反相器采用数字逻辑电路实现。
所述一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO中各模块的连接关系如下：
误差放大器EA的输出端与MUX-I相连，MUX-I的通道1分别与CN以及拉电流模块相连，MUX-I的通道0分别与CP以及推电流模块相连，CN分别与MUX-I的通道1以及电源相连，CP分别与MUX-I的通道0以及地相连，拉电流模块和推电流模块的输出端与CC、R2以及MUX-III相连，CC与MUX-II相连，MUX-II的通道1与电源相连，MUX-II的通道0与地相连，MUX-III分别与R1、R2以及误差放大器EA的反相输入端相连，反相器分别与MUX-I、MUX-II、MUX-III、推电流模块和拉电流模块相连。
所述一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO中各模块的功能如下：
误差放大器EA的功能是放大参考电压VREF与反馈电压VF之间的差值并输出给后级电路，将反馈电压VF钳位在参考电压VREF附近，提供高增益，实现较好的线性调整率和负载调整率，增强低频电源抑制比；
二选一选择器的功能是选择电路工作在推电流模式或拉电流模式；
补偿电容器的功能是补偿电路中各环路的相位裕度，增强***稳定性；
推电流模块的功能是提供一个低增益快速环路，实现快速瞬态响应和增强的高频电源抑制比，输出一个参考地的干净电压；
拉电流模块的功能是提供一个低增益快速环路，实现快速瞬态响应和增强的高频电源抑制比，输出一个参考电源的干净电压；
分压电阻的功能是串联在输出和电源之间实现分压，为拉电流模式和推电流模式提供不同的输出电压值；
反相器的功能是输出一个与SM相反电平的电压SMN，用于控制推电流模块和拉电流模块中的部分晶体管开关打开或者关闭。
所述一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的工作过程，具体包括如下步骤：
步骤一、选择LDO的工作模式，具体又包括如下子步骤：
步骤1.1输入一个低电平/高电平控制信号SM，MUX-I、MUX-II以及MUX-III都选通通道0/通道1；
步骤1.2低电平/高电平控制信号SM经过反相器输出一个高电平/低电平控制信号SMN；
步骤1.3高电平控制信号SM和低电平控制信号SMN共同控制推电流模块工作并且拉电流模块不工作/低电平控制信号SM和高电平控制信号SMN共同控制推电流模块不工作并且拉电流模块工作；
此时，LDO工作在推电流模式/拉电流模式；
步骤二、将输出电压稳定在对应工作模式的额定值，具体包括如下子步骤：
步骤2.1误差放大器EA放大参考电压VREF与反馈电压VF的差值并输出给推电流模块/拉电流模块；
步骤2.2推电流模块/拉电流模块根据误差放大器EA提供的放大差值调整自身的输出电压；
步骤2.3将推电流模块/拉电流模块调整后的输出电压反馈给误差放大器EA的反相输入端；
误差放大器EA与推电流模块/拉电流模块构成一个负反馈环路，重复上述步骤二中的步骤2.1、2.2和2.3，直至输出电压稳定在对应工作模式的额定值；
步骤三、快速响应输出电压的交流小信号波动，实现1Hz-1GHz频率范围内低于-10dB的电源抑制比，具体包括如下子步骤：
步骤3.1当电源/地端出现交流小信号波动导致输出电压有交流小信号波动时，在推电流模块/拉电流模块内部的共栅极放大器的漏端会产生一个误差交流电压；
步骤3.2在共栅极放大器的漏端产生的误差交流电压经过超级源极跟随器后传递到PMOS功率晶体管/NMOS功率晶体管的栅极；
步骤3.3PMOS功率晶体管/NMOS功率晶体管的栅极电压变化导致VGS变化，功率晶体管调整负载电流的大小变化以对抗输出电压波动，稳定输出电压；
推电流模块/拉电流模块内部由PMOS功率晶体管/NMOS功率晶体管、共栅极放大器和超级源极跟随器构成一个低增益快速环路，该环路所有节点都是低阻点并且具有很高的单位增益频率，可以快速响应上述3个步骤，在不需要μF级片外大电容的情况下实现1Hz-1GHz频率范围内低于-10dB的电源抑制比。
有益效果
一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO，与传统的LDO相比，具有以下有益效果：
1.引入一个低增益快速环路，在不需要μF级片外大电容的情况下实现响应时间低于6ns的快速瞬态响应和1Hz-1GHz频率范围内低于-10dB的电源抑制比；
2.误差放大器采用NMOS晶体管作为输入对的差转单折叠式共源共栅跨导放大器，提供高增益，实现较好的线性调整率和负载调整率，增强低频电源抑制比；
3.通过共用误差放大器EA、二选一选择器、分压电阻以及反相器，将推电流模式和拉电流模式结合在一起，实现了既能驱动对电源噪声敏感电路又能驱动对地噪声敏感电路，在不增加过多静态电流的同时解决了传统LDO不能驱动对地噪声敏感电路的问题；
4.不需要μF级片外大电容，实现电路全集成，节约成本。
附图说明
图1是本发明一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的推电流模式电路结构图；
图2是本发明一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的拉电流模式电路结构图；
图3是本发明一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的整体电路结构图；
图4是本发明一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的推电流模式的电源抑制比图；
图5是本发明一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的拉电流模式的电源抑制比图；
图6是本发明一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的负载瞬态响应图；
图7是本发明一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的推电流模式的线性调整率图；
图8是本发明一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的拉电流模式的线性调整率图；
图9是本发明一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的负载调整率图；
具体实施方式
下面结合实施例及附图中对本发明一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO依托***的各电路模块及工作过程做进一步说明和详细描述。
实施例1
所述一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的工作过程如下：
步骤A、选择LDO的工作模式，具体又包括如下子步骤：
步骤A.1输入一个低电平/高电平控制信号SM，MUX-I、MUX-II以及MUX-III都选通通道0/通道1；
具体到本实施例，输入的高电平控制信号SM为1.25V，低电平控制信号SM为0；
步骤A.2低电平/高电平控制信号SM经过反相器输出一个高电平/低电平控制信号SMN；
具体到本实施例，反相器输出的高电平控制信号SMN为1.25V，低电平控制信号SMN为0；
步骤A.3高电平控制信号SM和低电平控制信号SMN共同控制推电流模块工作并且拉电流模块不工作/低电平控制信号SM和高电平控制信号SMN共同控制推电流模块不工作并且拉电流模块工作；
此时，LDO工作在推电流模式/拉电流模式；
具体到本实施例，LDO的推电流模式的负载电路接在输出端和地之间，拉电流模式的负载电路接在输出端和电源之间；
步骤B、将输出电压稳定在对应工作模式的额定值，具体包括如下子步骤：
步骤B.1误差放大器EA放大参考电压VREF与反馈电压VF的差值并输出给推电流模块/拉电流模块；
具体到本实施例，参考电压VREF为1V；
步骤B.2推电流模块/拉电流模块根据误差放大器EA提供的放大差值调整自身的输出电压；
具体到本实施例，推电流模式的输出电压为1V，拉电流模式的输出电压为0.25V，不同的输出电压通过分压电阻R1与R2串连实现；
步骤B.3将推电流模块/拉电流模块调整后的输出电压反馈给误差放大器EA的反相输入端；
误差放大器EA与推电流模块/拉电流模块构成一个负反馈环路，重复上述步骤B中的步骤B.1、B.2和B.3，直至输出电压稳定在额定值；
具体到本实施例，推电流模式的额定输出电压为1V，拉电流模式的额定输出电压为0.25V；
步骤C、快速响应输出电压的交流小信号波动，实现1Hz-1GHz频率范围内低于-10dB的电源抑制比，具体包括如下子步骤：
步骤C.1在电源/地端出现交流小信号波动导致输出电压有交流小信号波动时，在推电流模块/拉电流模块内部的共栅极放大器的漏端会产生一个误差交流电压；
具体到本实施例，推电流模式时在电源端输入一个峰值为50mV的交流小信号，拉流模式时在地端输入一个峰值为50mV的交流小信号；
步骤C.2在共栅极放大器的漏端产生的误差交流电压经过超级源极跟随器后传递到PMOS功率晶体管/NMOS功率晶体管的栅极；
步骤C.3PMOS功率晶体管/NMOS功率晶体管的栅极电压变化导致VGS变化，功率晶体管调整负载电流的大小变化以对抗输出电压波动，稳定输出电压；
推电流模块/拉电流模块内部由PMOS功率晶体管/NMOS功率晶体管、共栅极放大器和超级源极跟随器构成一个低增益快速环路，该环路所有节点都是低阻点且具有很高的单位增益频率，可以快速响应上述3个步骤，在不需要μF级片外大电容的情况下实现1Hz-1GHz频率范围内低于-10dB的电源抑制比；
具体到本实施例，LDO的推电流模式/拉电流模式的单位增益频率为700MHz/750MHz，两种工作模式都实现了低于6ns的瞬态响应和1Hz-1GHz频率范围内低于-10dB的电源抑制比。
实施例2
所述的一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的推电流模式原理图如图1所示，图中环路-I是由PMOS功率晶体管、共栅极放大器和缓冲器构成的一个低增益快速环路，具有超过700MHz的单位增益频率，可以实现超快瞬态响应和增强的高频电源抑制比。当电源端出现交流小信号波动导致输出电压有交流小信号波动时，在共栅极放大器的漏端会产生一个误差交流电压，误差交流电压经过缓冲器后传递到PMOS功率晶体管的栅极，PMOS功率晶体管的栅极电压变化导致VGS变化，调整负载电流的大小变化以对抗输出电压波动，实现较好的高频电源抑制比。为了确保环路-I的稳定性，需要使用一个220pF的电容器CC将主极点设置在PMOS功率晶体管的漏端。环路-II是一个高增益慢速环路，增强了LDO的负载调整率、线性调整率和低频电源抑制比。为了确保环路-II的稳定性，需要在误差放大器的输出端与地之间接一个1.5pF的补偿电容器CP。推电流模式的输出电压为1V。推电流模式时负载电路接在LDO的输出端和地之间，可以有效减小电源端的小信号电压波动对输出的影响，为负载电路提供一个干净的驱动电压。
所述的一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的拉电流模式工作原理图如图2所示，拉电流模式的工作原理与推电流模式相同，也有一个低增益快速环路-I和高增益慢速环路-II。为了确保环路-I的稳定性，需要使用一个220pF的电容器CC将主极点设置在NMOS功率晶体管的漏端。为了确保环路-II的稳定性，需要在误差放大器的输出端与电源之间接一个1pF的补偿电容器CN。拉电流模式的输出电压为0.25V。拉电流模式时负载电路接在LDO的输出端和电源之间，可以有效减小地端的小信号电压波动对输出的影响，为负载电路提供一个干净的驱动电压。
所述的一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的整体电路如图3所示，推电流模式和拉电流模式共用误差放大器EA、反相器、二选一选择器MUX-I～MUX-III和220pF的补偿电容器CC，通过控制信号SM和SMN对二选一选择器MUX-I、MUX-II、MUX-III和晶体管开关M11、M16、M19、M23、M25、M28的控制来选择LDO的工作模式，当推电流模块工作时拉电流模块关闭，当拉电流模块工作时推电流模块关闭，以减小消耗的静态电流。通过分压电阻R1和R2串联来实现不同工作模式输出不同电压。
图4和图5分别显示了LDO推电流模式和拉电流模式的电源抑制比。工作在推电流模式时，低频电源抑制比小于-58dB，1Hz-1GHz频率范围内电源抑制比小于-10dB，在1GHz处的电源抑制比小于-15dB。工作在拉电流模式时，低频电源抑制比小于-39dB，1Hz-1GHz频率范围内电源抑制比小于-10dB，在1GHz处的电源抑制比小于-12dB。
LDO的负载瞬态响应如图6所示，负载电流在10μA和20mA之间跳变，上升/下落时间为6ns，推电流模式的上冲电压为31mV，下冲电压36mV；拉电流模式的上冲电压为43mV，下冲电压为39mV。
图7和图8分别显示了LDO的推电流模式和拉电流模式的线性调整率，推电流模式的额定输出电压为1V，当在电源端输入峰值为50mV的纹波时，输出电压变化幅度小于0.12mV，线性调整率为0.12％/V；拉电流模式的额定输出电压为0.25V，当在地端输入峰值为50mV的纹波时，输出电压变化幅度小于1.1mV，线性调整率为4.4％/V。
LDO的负载调整率如图9所示，当负载电流在10μA和20mA之间变化时，推电流模式的输出电压变化幅度小于0.2mV，负载变化率为0.01mV/mA；拉电流模式的输出电压变化幅度小于0.5mV，负载变化率为0.025mV/mA。
以上所述为本发明的较佳实施例而已，本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，都落入本发明保护的范围。

Claims (5)

1.一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO，包括推电流模式和拉电流模式；其特征在于：电路结构包括：误差放大器EA、二选一选择器、补偿电容器、推电流模块、拉电流模块、分压电阻和反相器；
其中，误差放大器EA、二选一选择器、分压电阻以及反相器为推电流模式和拉电流模式共用；
二选一选择器包括MUX-I、MUX-II以及MUX-III；
补偿电容器包括CP、CN以及CC；
分压电阻包括R1以及R2；
推电流模块包括PMOS功率晶体管、共栅极放大器、超级源极跟随器、MOS晶体管开关以及电流镜；
拉电流模块包括NMOS功率晶体管、共栅极放大器、超级源极跟随器、MOS晶体管开关以及电流镜；
所述一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO中各模块的连接关系如下：
误差放大器EA的输出端与MUX-I相连，MUX-I的通道1同时与CN以及M27的栅极相连，MUX-I的通道0同时与CP以及M17的栅极相连，CN与电源相连，CP与地相连，推电流模块的输出端同时与CC、拉电流模块的输出端、R2以及MUX-III的通道0相连，CC与MUX-II相连，MUX-II的通道1与电源相连，MUX-II的通道0与地相连，MUX-III的通道1同时与R1以及R2相连，MUX-III与误差放大器EA中的M2的栅极相连，反相器的输入端同时与M11的栅极、M16的栅极、M23的栅极、M28的栅极、MUX-I、MUX-II以及MUX-III相连，反相器的输出端同时与M19的栅极以及M25的栅极相连，R2与电源相连；
所述一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO的工作过程，具体包括如下步骤：
步骤一、选择LDO的工作模式，具体又包括如下子步骤：
步骤1.1输入一个低电平/高电平控制信号SM，MUX-I、MUX-II以及MUX-III都选通通道0/通道1；
步骤1.2低电平/高电平控制信号SM经过反相器输出一个高电平/低电平控制信号SMN；
步骤1.3高电平控制信号SM和低电平控制信号SMN共同控制推电流模块工作并且拉电流模块不工作/低电平控制信号SM和高电平控制信号SMN共同控制推电流模块不工作并且拉电流模块工作；
此时，LDO工作在推电流模式/拉电流模式；
步骤二、将输出电压稳定在对应工作模式的额定值，具体包括如下子步骤：
步骤2.1误差放大器EA放大参考电压VREF与反馈电压VF的差值并输出给推电流模块/拉电流模块；
步骤2.2推电流模块/拉电流模块根据误差放大器EA提供的放大差值调整自身的输出电压；
步骤2.3将推电流模块/拉电流模块调整后的输出电压反馈给误差放大器EA的反相输入端；
误差放大器EA与推电流模块/拉电流模块构成一个负反馈环路，重复上述步骤二中的步骤2.1、2.2和2.3，直至输出电压稳定在对应工作模式的额定值；
步骤三、快速响应输出电压的交流小信号波动，实现1Hz-1GHz频率范围内低于-10dB的电源抑制比，具体包括如下子步骤：
步骤3.1当电源/地端出现交流小信号波动导致输出电压有交流小信号波动时，在推电流模块/拉电流模块内部的共栅极放大器的漏端会产生一个误差交流电压；
步骤3.2在共栅极放大器的漏端产生的误差交流电压经过超级源极跟随器后传递到PMOS功率晶体管/NMOS功率晶体管的栅极；
步骤3.3PMOS功率晶体管/NMOS功率晶体管的栅极电压变化导致VGS变化，功率晶体管调整负载电流的大小变化以对抗输出电压波动，稳定输出电压；
推电流模块/拉电流模块内部由PMOS功率晶体管/NMOS功率晶体管、共栅极放大器和超级源极跟随器构成一个低增益快速环路，该环路所有节点都是低阻点且具有超过700MHz的单位增益频率，可以实现低于6ns的瞬态响应，在不需要μF级片外大电容的情况下实现1Hz-1GHz频率范围内低于-10dB的电源抑制比。
2.根据权利要求1所述的一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO，其特征在于：推电流模块/拉电流模块内部由功率晶体管、共栅极放大器和超级源极跟随器构成一个低增益且快速的环路，该环路具有超过700MHz的单位增益频率，可以实现低于6ns的瞬态响应和1Hz-1GHz频率范围内低于-10dB的电源抑制比。
3.根据权利要求1所述的一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO，其特征在于：推电流模块/拉电流模块内部由功率晶体管、共栅极放大器和超级源极跟随器构成一个低增益且快速的环路，该环路所有节点都是低阻点，只需要在功率晶体管的漏端接一个220pF的片上补偿电容器CC以确保环路稳定性，不需要片外大电容。
4.根据权利要求1所述的一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO，其特征在于：LDO具有推电流模式和拉电流模式，推电流模式用于驱动电源噪声敏感电路，负载电路接在输出与地之间；拉电流模式用于驱动地噪声敏感电路，负载电路接在输出与电源之间。
5.根据权利要求1所述的一种高电源抑制比的无片外电容的推拉型LDO，其特征在于：高电平控制信号SM和低电平控制信号SMN共同控制推电流模块工作并且拉电流模块不工作，LDO工作在推电流模式；低电平控制信号SM和高电平控制信号SMN共同控制推电流模块不工作并且拉电流模块工作，LDO工作在拉电流模式。
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