CN114944756A - 控制电路、对应的电子转换器设备和方法 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施例涉及控制电路、对应的电子转换器设备和方法。控制电路操作为控制电子转换器的切换级。控制电路包括：向切换级的电子开关提供驱动信号的第一端子；从反馈电路接收与转换器输出电压成比例的第一反馈信号的第二端子；以及被配置为从电流传感器接收与电感器电流成比例的第二反馈信号的第三端子。驱动器电路根据由发生器电路生成的PWM信号来提供驱动信号，该PWM信号根据第一和第二反馈信号、参考电压和斜率补偿信号。模式选择信号根据输入电压和输出电压之间的比较而生成。前馈补偿电路被配置为根据模式选择信号的变化来提供和/或吸收补偿电流。

Description

控制电路、对应的电子转换器设备和方法
优先权要求
本申请要求于2021年2月15日提交的意大利专利申请No.102021000003368的优先权，其内容在法律允许的最大范围内通过引用整体并入本文。
技术领域
描述涉及DC-DC转换器，并且具体地涉及非隔离式转换器，诸如升压转换器。
一个或多个实施例可以被应用于为AMOLED技术设备供电。
背景技术
诸如AC/DC或DC/DC切换模式电源电路的电源电路在本领域中是众所周知的。电子转换器的种类很多，主要分为隔离式和非隔离式转换器。例如，非隔离式电子转换器是“降压”、“升压”、“降压-升压”、
Figure BDA0003505347370000011
“SEPIC”和“ZETA”类型的转换器。相反，隔离式转换器是例如“反激”、“正激”、“半桥”和“全桥”类型的转换器。这种类型的转换器对于本领域技术人员来说是众所周知的，例如申请AN513/0393“Topologies for Switched Mode PowerSupplies”,L.Wuidart,1999,STMicroelectronics(通过引用并入本文)证明了这一点。
DC-DC转换器，特别是升压型转换器，可以被用于各种应用。根据应用，为了提供足够的效率和性能水平，转换器电路需要在不同的模式下(例如，连续接通模式(CCM)、非连续接通模式(DCM)、异步模式、同步模式等)工作并且在不同的场景下可靠地操作。在这样的情况下，DC-DC转换器的设计相当复杂。
例如，DC-DC转换器可以被用于通过将电池馈电的电压电平VIN(例如，在2.3-5伏之间)转换为(正)输出调节电平VOUT(例如，约4.6伏)来向AMOLED显示器提供电压电平。
在这样的应用场景中，(正)调节电源上的任何纹波/瞬变都会直接影响显示性能，例如，导致显示闪烁。这将输出调节电压岳世伟尽可能平坦和平滑。为此，现有解决方案可以设想使用降压-升压型转换器。这种现有解决方案的缺点可能包括，例如：相对于升压型转换器增加了电路复杂度；例如由于使用了比升压型转换器更多的功率开关，增加了复杂度；增加硅面积占用率和成本；以及增加了所用功率晶体管的泄漏电流和静态电流消耗。
本领域需要有助于克服上述缺点的贡献。
发明内容
一个或多个实施例可以涉及方法。
用于控制电子转换器的切换级的控制电路可以是这样的方法的示例。例如，控制电路可以是集成电路。
一个或多个实施例可以涉及对应设备。升压型电子转换器可以是这样的设备的示例。
一个或多个实施例可以涉及控制电子转换器的切换级的对应方法。
一个或多个实施例可以促进闭环DC-DC转换器中的补偿转换，例如从同步模式到异步模式的补偿转换，反之亦然。
一个或多个实施例可以促进增加或改善DC-DC转换器的性能。
一个或多个实施例可以改善充分补偿在同步/异步模式之间的任何转换，同时忽略对输出电平的影响的能力。
一个或多个实施例在面积和电流消耗方面可以具有较小的占位空间，具有最小的控制逻辑来实现改善的操作。
由于前馈动作，一个或多个实施例可以有利地保持DC-DC开环特性，同时移动回路的操作点。
在一个或多个实施例中，特别是在异步模式中，DC增益以及回路带宽和相位裕度可以被改善。
一个或多个实施例可以有助于提供更快且反应性更强的DC-DC回路。
一个或多个实施例可以有助于以相对于现有技术设计的频率范围更高的频率范围推动转换器电路的传递函数的第二极。
附图说明
现在将参考附图、仅通过非限制性示例来描述一个或多个实施例，其中：
图1示出了升压型电子转换器的示例；
图2示出了图1的电子转换器的信号的示例性时序图；
图3示出了图1的转换器的第一部分的实施例；
图4示出了图1的转换器的第二部分的实施例；以及
图5和图6示出了图4的电路部分的备选实施例。
具体实施方式
在随后的描述中，一个或多个具体细节被图示，旨在提供对本描述的实施例的示例的深入理解。实施例可以在没有一个或多个具体细节的情况下获得，或者利用其他方法、组件、材料等来获得。在其他情况下，未详细图示或描述已知结构、材料或操作，使得实施例的某些方面将不被模糊。
在本说明书的框架中对“实施例”或“一个实施例”的引用意在指示与实施例有关的描述的特定配置、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，可能出现在本说明书的一个或多个点中的诸如“在实施例中”或“在一个实施例中”的短语不一定指代同一实施例。
此外，特定的构造、结构或特性可以在一个或多个实施例中以任何适当的方式组合。
在本文所附的所有附图中，相同的部分或元素利用相同的附图标记/数字表示，并且为了简洁将不重复对应的描述。
本文中使用的附图标记仅为了方便而提供，并且因此不限定保护范围或实施例的范围。
为简单起见，本文可以使用相同的名称来指定某些电路节点和出现在这些节点处的信号。
图1是升压型DC-DC转换器电路10的电路图，其被配置为向负载(诸如AMOLED显示器)提供电源电压电平。如图1中所例示的，电路10包括控制电路20，控制电路20被配置为例如利用峰值电流控制方案来操作升压转换器10。
如图1所示，电路10包括两个输入端子100a和100b，用于接收DC输入电压VIN(例如，由电池提供)，以及两个输出端子102a和102b，用于提供经调节的输出电压VOUT(例如，向负载ZL提供)。
具体地，升压转换器10包括在输出端子102a和输入端子100b之间串联连接(例如，直接)的两个电子开关S1和S2(及其电流路径)，其中电子开关S1和电子开关S2之间的中间节点S2表示切换节点Lx。具体地，电子开关S2是在(正)端子102a和切换节点Lx之间(例如，直接)连接的高侧开关，并且电子开关S1是在切换节点Lx和(负)端子100b之间(例如，直接)连接的低侧开关，(负)端子100b通常表示接地GND。(高侧)开关S2和(低侧)开关S1因此表示被配置为将切换节点Lx连接到端子102a(电压VOUT)或端子100b(接地GND)的半桥。
例如，开关S1和/或S2通常是晶体管，诸如场效应晶体管(FET)，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，例如n沟道FET，诸如NMOS，或者p沟道FET，诸如PMOS。通常，第二电子开关S2也仅利用二极管来实现，其中阴极被连接到端子102a，并且阳极被连接到切换节点Lx。
在所考虑的示例中，诸如电感器的电感L被连接(例如，直接)在切换节点Lx和(正)输入端子100a之间，而(负)输入端子100b被连接(例如，直接)到(负)输出端子102b。
在所考虑的示例中，为了稳定输出电压VOUT，转换器10包括在输出端子102a和102b之间(例如，直接)连接的电容器COUT。
如图1所示，转换器电路10被耦合到被配置为驱动开关S1、S2的控制电路20。具体地，控制电路20被配置用于提供用于切换第一电子开关S1的第一控制信号DRV1和用于切换第二电子开关S2的第二控制信号DRV2。根据从控制电路22接收相应控制信号，开关S1和S2被控制为从第一(例如断开)状态切换到第二(例如闭合)状态。
这样的受控开关有助于控制切换节点Lx处的电压电平Vx(即，第一开关S1处的电压)和流过电感器L的电流IL。
如图2所示，切换周期可以在时钟信号CK的下降沿开始，其中第一开关S1在TON阶段处于接通状态。
具体地，如图2所示：
在第一时刻t1，电子开关S1闭合(接通状态)并且同时电子开关S2断开，使得电感器L中的电流IL(基本)线性增加。
在与第一时刻t1相隔时间间隔TON的第二时刻t2，电子开关S1断开，并且电子开关S2闭合(关断状态)，使得电流IL(基本上)线性减小；以及
在与第二时刻t2相隔时间间隔TOFF的第三时刻t3，开关S2(或类似的二极管)因此在开关S1断开时闭合，反之亦然。
电流IL因此可以被用于对电容器COUT充电，电容器COUT在输出端子102a和102b处提供电压VOUT。
如图1所示，控制电路22被配置为利用固定斜率补偿斜坡控制方案来施加峰值电流，以驱动开关S1和可能的开关S2的切换，以用于在所谓的恒定周期TCK＝TON+TOFF的切换循环中并且参考时钟信号CK同步(参加图2)，周期性地重复间隔TON和TOFF，但其占空比δ＝TON/TCK可以变化。
电流模式控制是多回路控制方法，其中电感器电流被直接控制。
例如，转换器电路10包括：
第一反馈电路12(诸如分压器)被配置为生成反馈信号FB，反馈信号FB指示输出电压VOUT(并且优选地与其成比例)，以及
第二反馈电路14(诸如与第一开关S1串联的电流感测电阻器，或任何其他电流传感器布置)，用于“读取”线圈电流IL并且以本身已知的方式获得测量信号，测量信号指示在间隔Ton期间，在线圈L内流动的电流；第二反馈电路14因此生成测量信号CS，测量信号CS指示在间隔TON期间，流过电感L的电流IL(并且优选地与其成比例)。
在一个或多个实施例中，测量信号CS可以是脉冲的或平均的电流值。
如图1所示，控制电路20被耦合到第一反馈电路12并接收反馈信号FB，并且被耦合到第二反馈电路14并接收测量信号CS。
在所考虑的示例中，控制电路20包括：
误差放大器电路22，诸如运算放大器，例如，放大器22被配置为执行反馈信号FB与参考信号(诸如参考电压VREF)的比较，从而产生控制信号VC作为比较结果；
求和电路24，被配置为将补偿信号K叠加到测量信号CS，从而产生和信号VSUM作为叠加的结果；例如，补偿信号K可以是锯齿斜坡，被保留以稳定电流回路反馈，从而提高抗噪能力；
主比较器电路26，被耦合到误差放大器电路22和求和电路24并且被配置为在控制信号VC和从其接收的和信号VSUM之间执行比较，从而提供(数字)调制信号VM作为比较结果，以及
驱动器电路28，被配置为根据脉宽调制(PWM)信号VM生成一个或多个驱动信号DRV1、DRV2，其中驱动器电路28被配置为根据控制信号VM而改变转换器10的操作模式。例如，在各种实施例中，如下所述，驱动器电路28被配置为根据控制信号OP在同步或异步模式下选择性地操作切换级S1、S2。
根据本示例中考虑的控制方案，控制电路20可以被配置为驱动转换器10，使得：
在第一时间间隔t1处，第一开关S1闭合(接通状态)，直到根据由主比较器26执行的比较而获得的调制信号VM触发驱动信号DRV1、DRV2以改变开关的状态S1、S2，从而确定第一阶段的Ton持续时间；以及
在与第一时刻t1相隔持续时间Ton的第二时间间隔t2处，第一开关S1断开(关断状态)并且第二开关S2闭合(接通状态)，直到时钟信号CK的后续下降沿(即，直到新的切换周期开始)；这确定了第二阶段的持续时间Toff。
主比较器电路26在随时间执行在信号VSUM与误差放大器22产生的控制信号VC的电平之间的比较时，如果和信号VSUM达到控制信号VC的电平，则输出具有第一二进制值(例如，1)的调制信号VM，或者如果和信号VSUM未能达到控制信号VC的电平，则输出具有第二二进制值(例如零)的调制信号VM。
如所提到的，补偿信号K有助于克服由于DC-DC转换器的限制循环和次谐波振荡而导致的限制，例如，将转换器的传递函数的极点推向比使用中的频率范围更高的频率范围。例如，这样的传递函数的第二极点在频率上根据补偿信号K的斜率被“拉回”，即，具有更大(即，更高振幅)的锯齿信号。优选地，补偿信号K被用于50％以上的占空比。
图1中所例示的布置可以使得其输入节点100a、100b耦合到电池，例如提供电压VIN＝(2.3÷5)伏，并且其输出节点102a、102b中的至少一个(例如输出节点102a)耦合到AMOLED显示器，以向其提供(正)电压供应。例如，同时另一输出节点102b可以被接地并且不直接耦合到AMOLED面板。
在这样的示例性应用场景中，转换器电路10可以操作为：
在VIN<VOUT时的第一“同步”模式下，控制电路20经由驱动信号DRV1、DRV2驱动晶体管S1、S2接通/关断；以及
在VIN≥VOUT时的第二“异步”或“二极管”模式下，控制电路20经由驱动信号DRV1驱动第一晶体管S1接通/关断，同时第二晶体管S2用作二极管，利用其主体二极管传导。
注意，二极管模式操作有助于使用升压DC-DC来维持电压调节，对于接近输出电压VOUT的输入电压VIN的值，最大可持续偏差与第二晶体管S2上的体二极管压降相关。
常规的解决方案很难在操作模式之间提供平滑的转换，即，对调节输出电压VOUT没有明显的瞬变扰动。这样的瞬变可能会改变整体性能。
发明人已观察到，为了对抗DC-DC频率响应，以基本上自动的方式检测模式操作改变的阈值可能是有用的。
例如，作为输入VIN和输出VOUT电压电平之间比较的结果，控制电路20提供(例如，专用)“模式”控制信号OP来选择第一和第二操作模式中的一个。这可能涉及相对简单的电路实现方式，诸如图1中所例示的控制逻辑20内的比较器电路块28a，比较器28a被耦合到相应的输入/输出节点100a、102a并且被配置为当VIN高于VOUT时，触发(可能例如利用增加操作裕度的某个假设)模式操作信号OP，反之亦然。
发明人进一步观察到，增加DC-DC占空比δ有助于抵消在从同步模式转换到二极管模式时输出电压上的任何瞬变。
例如，占空比δ可以被(近似)表示为：
Figure BDA0003505347370000081
其中：VOUT是输出电压，VIN是输入电压，IL是电感L中的电流，DCRL是线圈L的DC等效串联电阻，即，如例如由电子组件的制造商提供的电感L的固有寄生电阻的等效电阻，
Figure BDA0003505347370000082
是第一晶体管S1的(接通状态)电阻，并且
Figure BDA0003505347370000083
是至少在同步操作模式期间，第二晶体管S2的电阻。
注意，在二极管模式操作期间，由于在第二晶体管S2的体二极管中接通，其正向电压随电感L中的电流IL而变化，因此行为可以被建模为第二晶体管S2的电阻
Figure BDA0003505347370000084
远高于第一电阻器S1的电阻，例如
Figure BDA0003505347370000085
如参考图1所讨论的，DC-DC转换器10可以被建模为具有一定(例如，有限)回路带宽的闭环***，它几乎不能快速补偿突然变化，诸如同步到二极管模式转换的突然变化。
一个或多个实施例可以执行前馈动作来增加占空比δ，即，以关断状态持续时间Toff为代价增加接通状态持续时间Ton。例如，这可以备选地涉及：在控制信号VC上提供正阶跃，或者在和信号VSUM上提供负阶跃。
在一个或多个实施例中，可以使用包括专用“回路外”补偿动作的前馈动作来克服这种带宽限制。由于这些前馈动作可以在DC-DC主回路之外进行，因此它们可以被设计得非常快并且快速补偿特定事件，使得主回路对这样的输入事件“视而不见”。
图3示出了对控制信号VC应用前馈补偿的可能实现方式，当转换器10执行同步到二极管模式转换时，在误差放大器22的输出节点上添加正阶跃信号(即，偏移)。例如，误差放大器22可以包括：
运算放大器220，例如，运算跨导放大器(OTA)；
RC补偿网络，被耦合到OTA 220的输出节点，被配置用于为DC-DC转换器10提供回路稳定性；
可选的缓冲级222，例如，源跟随器，被耦合到OTA的输出节点；以及
电流发生器224和介于OTA输出节点和发生器之间的电阻器级R，后者被配置为在电阻器R上提供特定电流。可选的缓冲级222特别适用于误差放大器22包括单个OTA级(如图3所示)的情况。在这种情况下，缓冲器222被用于将电阻器R与OTA输出节点去耦。
为了简单起见，在下文中，前馈补偿的效果主要针对从同步模式到二极管模式的转换进行讨论，否则应理解反之亦然，一个或多个实施例适用于二极管到同步模式转换。
在一个或多个实施例中：
当转换器电路10在同步模式下操作时，电流发生器IDMFF关断，且控制信号VC等于缓冲器的输入电压VBUFF，因为R上没有压降；以及
当转换器电路在二极管模式下操作时，电流发生器IDMFF在切换周期TCK开始时例如经由“模式”控制信号OP被使能，从而将基本上呈阶梯状的正偏移(其可以被表示为电阻R乘以其上的电流)添加到控制信号VC，即，VC＝VBUFF+IDMFFR。结果，接通状态持续时间Ton在完全相同的切换周期中增加。
如图3和图4中例示的一个或多个实施例可以有利地在移动转换器10的反馈回路的操作点时，对DC-DC开环特性的影响可忽略不计。
图4示出了实施例的可能备选实现方式。如图4所示，电流发生器IDMFF存在于被配置为提供和信号VSUM的求和电路24处。
如图4所示，求和电路24可以包括：
运算放大器240，被配置为在第一非反相输入节点处接收补偿信号K并且在输出节点与第二例如反相输入节点之间具有反馈回路，反馈回路包括电阻器R1以及晶体管MB；具体地，运算放大器240被配置为电压-电流缓冲器；
电流镜M0、M1，被耦合到运算放大器240的输出以及和电路24；以及
开关SW，被配置为在时间间隔Ton期间，根据驱动信号DRV1将切换节点Lx选择性地耦合到加法器电阻R。
如图4所示，固定锯齿电压信号K被缓冲、电流转换和镜像，以借助电阻器R被叠加到包含线圈电流信息的信号。例如，在图4所示的布置中，补偿信号K被转换为流过加法器电阻R的电流，导致其上的电压降K*R。这在时间间隔Ton期间，经由由信号DRV1驱动的开关SW被添加或“偏移”，并且Lx上的电压降也被施加到加法器电阻R。因此，和信号VSUM是在加法器电阻R处的电压，它是切换节点Lx上的值以及与补偿信号K成比例的信号的贡献之和。
为简单起见，以下考虑电流镜M0、M1具有单一镜像因子的示例性场景，否则应理解这样的场景仅是示例性的，而非限制性的。
例如，在同步模式中，当第一晶体管S1处于接通状态时，即，在Ton阶段期间，切换节点Lx被耦合到电阻器R。因此，和信号VSUM可以被表示为：
Figure BDA0003505347370000111
如图4所示，求和电路24还包括电流发生器23，电流发生器23经由开关SD而被选择性地耦合到求和电路24，开关SD由来自控制电路20的(例如，专用的)“模式”控制信号OP驱动，电流发生器23被配置为从加法电阻器R吸收一定的电流IDMFF。例如，当模式控制信号OP从“同步”切换到“二极管模式”时，开关SD被接通，从而将电流发生器23耦合到求和电路24。当转换器进入异步模式时，这会导致对和信号VSUM施加负阶跃偏移。例如，二极管模式操作中的和信号VSUM可以被表示为：
Figure BDA0003505347370000112
在如图3和图4中例示的一个或多个实施例中，由发生器23提供/吸收的电流IDMFF和加法器电阻R均可以被选择或调谐，以根据应用场景提供最佳性能。例如，该调谐可以通过仿真以及专用修整来实现。
在一个或多个实施例中，增加占空比以补偿电路操作模式之间的转换的备选方法可以包括减小用于执行和信号VSUM的斜率补偿的锯齿信号K的斜率。这可以有利地增加***带宽和增益(例如，经由回路AC和稳定性分析/建模可以理解)。
图5和图6示出了加法器电路24的可能实现方式，加法器电路24被配置为增加占空比并补偿电路操作模式之间的转换。这可能涉及减小用于执行和信号VSUM的斜率补偿的锯齿信号K的斜率。
这些实现方式可以操作锯齿波信号K的斜率变化，并且即当斜率补偿信号K的影响较小时，可能特别适用于二极管模式中的占空比δ被估计远低于25％(由于VIN≥VOUT)的场景。
如图5所示，电流镜M0、M1可以包括另一晶体管M2，晶体管M2可经由开关SD而被选择性地耦合：作为电流镜布置M0、M1的另一晶体管，或者与镜布置M0、M1并联。
为简单起见，以下讨论具有p沟道晶体管的电流镜M0、M1、M2，否则应理解一个或多个实施例可以包括n沟道或其他种类的晶体管。
例如，当晶体管M2被耦合到电流镜布置M0、M1时，可以应用以下表达式：
Figure BDA0003505347370000121
其中：W是晶体管的沟道宽度，L为晶体管的沟道长度，并且括号外的下标指示W-L比所指代的相应晶体管M0、M1、M2。
如图5所示：
在同步模式操作期间，开关SD可以处于第一状态，例如关断状态，使得晶体管M2形成电流镜布置M0、M1、M2的一部分；因此，和信号VSUM可以被表示为
Figure BDA0003505347370000122
当转换器转换到异步模式时，模式信号OP将开关SD切换到接通状态，从而将晶体管M2与电流镜布置M0、M1断开连接并且与镜输出分支断开连接，从而降低(P沟道)电流镜M0、M1在和节点VSUM处提供经转换的电流锯齿波信号K的镜像因子；这等价于降低锯齿信号的斜率，因为和信号可以被表示为：
Figure BDA0003505347370000123
注意，二极管模式中的镜像因子
Figure BDA0003505347370000124
可以小于同步模式中的镜像因子，而与其数量无关(例如，大于或等于单位1)；该比率指示斜率补偿减少，因此指示前馈强度。
如图5所示，镜像因子
Figure BDA0003505347370000125
的精确值可以被选择和调谐，以获得所需的电路性能(例如无论是在仿真中还是在专用修整中)。
图6是图4的解决方案的另一备选实现方式的示例，其通过减小用于执行和信号VSUM的斜率补偿的锯齿信号K的斜率来增加占空比，以补偿电路操作模式之间的转换。
如图6所示，求和电路24包括与感测电阻R并联的电阻RFF(例如，电阻器)，电阻RFF选择性地耦合在和信号节点VSUM与切换节点Lx之间。
为了简单起见，在下文中，求和电路24的电阻RFF被认为具有等于加法电阻器R的值，否则应理解为求和电路24的电阻RFF的这种值是纯粹是示例性的，而不是限制性的。
如图6所示：
在同步模式操作期间，开关SD可以处于第一状态，例如关断状态，使得电阻RFF从切换节点Lx去耦并且使得和信号VSUM可以被表示为
Figure BDA0003505347370000131
当转换器转换到异步模式时，模式信号OP切换开关SD进入接通状态，从而将电阻RFF耦合在节点VSUM与切换节点Lx之间，与加法电阻R并联。这等价于降低锯齿信号的斜率，因为和信号可以被表示为：
Figure BDA0003505347370000132
注意，电阻RFF的值可以被设置和调谐(例如，在仿真和专用调谐中)，以获得期望的电路性能。
图6的解决方案的另一备选实施例可以涉及在耦合在它们之间的一系列不同的电气组件中分解加法电阻R，并且通过将一些这样的串联电气组件选择性地短路来改变锯齿信号的斜率。
图5和图6中例示的一个或多个实施例既可以移动转换器的反馈回路的操作点，又可以通过减小斜率补偿来改变DC-DC开环特性。这可以支持进一步补偿从同步模式到异步模式的转换(即，由于增益和带宽增加，DC-DC回路更快且反应更灵敏)。同时，增益裕度可能会降低，高频敏感度较高(即抖动)。如果***具有可用的增益裕度，则可以很好地容忍这种情况。
注意，虽然简单的比较器可以发出模式操作改变的信号，但这可能以相对于切换周期异步的方式发生。一个或多个实施例设想将阈值检测和模式操作改变与新切换周期的开始重新同步，即，与发生前馈补偿的时刻同步。这涉及：
在Ton开始时同步应用前馈补偿，使得控制信号VC(如图3所示)或和信号VSUM(如图4至图6所示)逐步变化；以及
假设转换器电路10在改变操作模式之前处于稳定状态，改变PWM比较器相对于前一个切换周期(当转换器以同步模式操作时)触发的切换点或时间，由于具有较高的控制信号VC(如图3所示)或具有较低的和信号VSUM(如图4至图6所示)，相对于前一个周期扩展Ton。
因此，所提出的解决方案允许前馈控制来克服保持高性能的特定现象/事件。所提出的解决方案对功耗的影响可以忽略不计，因为它仅涉及生成适当的电流，电流被提供给(或从其吸收)控制信号节点VC或和节点VSUM。
在***复杂性和面积消耗方面，与没有所建议的前馈补偿的实现方式相比，差异可以忽略不计，并且优势克服了这种增加的次要复杂性。最后，可以使用简化逻辑28来触发OP响应于补偿现象的前馈，并且可以使用电流镜M0、M1来创建适当的前馈电流IDMFF。
一般而言，例如，由于可以在其间添加多个前馈电流，所提出的前馈实现方式允许多个前馈工作，而不管其他前馈(即，特定前馈的存在不排除/损害另一前馈的作用)。
如前所述，在各种实施例中，控制电路20也可以被集成在集成电路中。在该情况下，集成电路可以包括：
-用于连接到反馈电路12的端子，其也可以被集成在同一集成电路中；
-用于连接到电流传感器14的端子，其也可以被集成在同一集成电路中；
-用于向电子转换器10的切换级提供相应的一个或多个驱动信号DRV1、DRV2的一个或多个端子，其中切换级的开关S1、S2中的一个或多个开关也可以被集成在集成电路中；
-驱动器电路28，被配置为根据PWM信号VM生成一个或多个驱动信号，其中驱动器电路28被配置为经由模式选择信号OP，根据输入和输出电压之间的比较来改变操作模式；以及
-PWM信号发生器电路22、24、26，被配置为生成PWM信号VM，其中PWM信号发生器电路22、24、26包括至少一个电流镜M0、M1，其中相应电流IDMFF根据模式选择信号OP而变化(几乎瞬时)。
将另外理解，在伴随本描述的附图中例示的各种单独的实现选项不一定旨在以附图中例示的相同组合来采用。因此，一个或多个实施例可以相对于附图中所例示的组合单独和/或以不同组合采用这些(否则非强制性的)选项。
权利要求是本文参考实施例提供的技术教导的组成部分。
在不损害基本原理的情况下，细节和实施例可以在不脱离保护范围的情况下，相对于仅以示例方式描述的内容变化甚至显著变化。保护范围由所附权利要求来限定。

Claims (21)

1.一种控制电路，被配置为控制电子转换器的切换级，所述电子转换器包括电感，并且操作为在输入端子处接收输入电压以及在输出端子处提供输出电压，所述控制电路包括：
一个或多个第一端子，被配置为向所述切换级的一个或多个电子开关提供一个或多个相应的驱动信号；
第二端子，被配置为从反馈电路接收与所述输出电压成比例的第一反馈信号；
第三端子，被配置为从电流传感器接收与所述电感中的电流成比例的第二反馈信号；
驱动器电路，被配置为提供：
一个或多个驱动信号，所述一个或多个驱动信号根据脉冲宽度调制PWM信号；以及
选择信号，所述选择信号响应于所述输入电压与所述输出电压的比较而被断言，所述选择信号指示所述电子转换器的操作模式的改变；以及
PWM信号发生器电路，被配置为根据所述第一反馈信号、所述第二反馈信号、参考电压和斜率补偿信号而生成所述PWM信号，所述PWM信号发生器电路包括：
第一放大器电路，被配置为根据所述参考电压与所述第一反馈信号之间的差，提供第一控制信号；
求和电路，被配置为提供第二控制信号，所述第二控制信号指示所述斜率补偿信号和所述第二反馈信号的叠加；以及
比较器电路，被配置为比较所述第一控制信号与所述第二控制信号，并且生成所述PWM信号；以及
前馈补偿电路，被配置为响应于所述模式选择信号的所述断言而提供补偿电流，其中所述补偿电流是以下至少一项：被提供来调制从所述第一放大器电路输出的所述第一控制信号，或者被吸收来调制从所述求和电路输出的所述第二控制信号。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述模式选择信号的断言指示所述电子转换器正从同步操作模式改变为二极管操作模式。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述前馈补偿电路包括电流发生器、以及与所述第一放大器电路的输出耦合的串联电阻，其中响应于所述模式选择信号的断言，所述电流发生器被使能为将所述补偿电流提供给所述串联电阻。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述求和电路包括：
第二放大器电路，其具有电阻反馈分支，并且被配置为接收所述斜率补偿信号；
电流镜，被耦合到所述第二放大器电路的输出；以及
求和节点，被耦合到所述电流镜的输出，并且经由另一开关而选择性地耦合到所述控制电路的所述第三端子，所述另一开关被配置为由所述一个或多个驱动信号驱动。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其中所述前馈补偿电路包括电流发生器，所述电流发生器经由由所述模式选择信号控制的第一开关而选择性地耦合到所述求和电路的所述求和节点，以从其吸取电流。
6.根据权利要求4所述的控制电路，其中所述电流镜包括电流镜分支，所述电流镜分支经由根据所述模式选择信号操作的第二开关而选择性地激活，以改变所述求和电路的所述求和节点处的电流。
7.根据权利要求4所述的控制电路，还包括旁路分支，所述旁路分支经由根据所述模式选择信号操作的第三开关而选择性地耦合到所述求和电路的所述求和节点以及所述另一开关，所述另一开关被配置为由所述一个或多个驱动信号驱动。
8.根据权利要求7所述的控制电路，其中所述旁路分支包括与用于获得所述第二反馈信号的电阻相等的电阻，所述第二反馈信号与所述切换级的电感中的电流成比例。
9.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述电子转换器是升压转换器，其具有与所述电子转换器的输入端子耦合的所述电感。
10.一种电子转换器，包括：
根据权利要求1所述的控制电路；以及
切换级，包括所述电感，并且被配置为在所述输入端子处接收所述输入电压以及在所述输出端子处提供所述输出电压，并且
其中所述控制电路被耦合到所述切换级。
11.一种控制电路，被配置为控制电子转换器的切换级，所述电子转换器包括电感，并且操作为在输入端子处接收输入电压以及在输出端子处提供输出电压，所述控制电路包括：
驱动器电路，被配置为根据脉宽调制PWM信号提供一个或多个驱动信号，以控制所述切换级；
比较器，被配置为将所述输出电压与所述输入电压进行比较，并且响应于所述比较来断言模式选择信号，所述模式选择信号指示所述电子转换器的操作模式从同步模式到二极管模式的改变；
PWM信号发生器电路，包括：
放大器电路，被配置为根据参考电压与第一反馈信号之间的差来提供第一控制信号，所述第一反馈信号与所述输出电压成比例；
求和电路，被配置为提供第二控制信号，所述第二控制信号指示斜率补偿信号与第二反馈信号的叠加，所述第二反馈信号与所述电感中的电流成比例；以及
比较器电路，被配置为比较所述第一控制信号与所述第二控制信号并且生成所述PWM信号；以及
前馈补偿电路，被配置为提供补偿电流，以响应于所述模式选择信号的所述断言来调制从所述放大器电路输出的所述第一控制信号。
12.根据权利要求11所述的控制电路，其中所述前馈补偿电路包括电流发生器、以及与所述第一放大器电路的输出耦合的串联电阻，其中所述电流发生器响应于所述模式选择信号的断言而被使能，以将所述补偿电流提供给所述串联电阻。
13.根据权利要求11所述的控制电路，其中所述电子转换器是升压转换器，所述升压转换器具有与所述电子转换器的输入端子耦合的所述电感。
14.一种电子转换器，包括：
根据权利要求11所述的控制电路；以及
切换级，包括所述电感，并且被配置为在所述输入端子处接收所述输入电压以及在所述输出端子处提供所述输出电压，以及
其中所述控制电路被耦合到所述切换级。
15.一种控制电路，被配置为控制电子转换器的切换级，所述电子转换器包括电感，并且操作为在输入端子处接收输入电压以及在输出端子处提供输出电压，所述控制电路包括：
驱动器电路，被配置为根据脉宽调制PWM信号提供一个或多个驱动信号来控制所述切换级；
比较器，被配置为将所述输出电压与所述输入电压进行比较，并且响应于所述比较来断言模式选择信号，所述模式选择信号指示所述电子转换器的操作模式从同步模式到二极管模式的改变；
PWM信号发生器电路，包括：
第一放大器电路，被配置为根据参考电压与第一反馈信号之间的差来提供第一控制信号，所述第一反馈信号与所述输出电压成比例；
求和电路，被配置为提供第二控制信号，所述第二控制信号指示斜率补偿信号与第二反馈信号的叠加，所述第二反馈信号与所述电感中的电流成比例；以及
比较器电路，被配置为比较所述第一控制信号和所述第二控制信号，并且生成所述PWM信号；以及
前馈补偿电路，被配置为响应于所述模式选择信号的所述断言而施加补偿电流，以调制从所述求和电路输出的所述第二控制信号。
16.根据权利要求15所述的控制电路，其中所述求和电路包括：
第二放大器电路，具有电阻反馈分支，并且被配置为接收所述斜率补偿信号；
电流镜，被耦合到所述第二放大器电路的输出；以及
求和节点，被耦合到所述电流镜的输出，并且经由另一开关而选择性地耦合为接收所述第二反馈信号，所述另一开关被配置为由所述一个或多个驱动信号驱动。
17.根据权利要求16所述的控制电路，其中所述前馈补偿电路包括电流发生器，所述电流发生器响应于所述模式选择信号的所述断言而选择性地耦合，以从所述求和电路的所述求和节点吸收所述补偿电流。
18.根据权利要求16所述的控制电路，其中所述电流镜包括电流镜分支，所述电流镜分支响应于所述模式选择信号的所述断言而选择性地激活，以改变所述求和电路的所述求和节点处的电流。
19.根据权利要求16所述的控制电路，还包括响应于所述模式选择信号的所述断言而选择性地耦合在所述另一开关与所述求和电路的所述求和节点之间的电阻旁路分支。
20.根据权利要求16所述的控制电路，其中所述电子转换器是升压转换器，所述升压转换器具有与所述电子转换器的输入端子耦合的所述电感。
21.一种电子转换器，包括：
根据权利要求15所述的控制电路；以及
切换级，包括所述电感，并且被配置为在所述输入端子处接收所述输入电压以及在所述输出端子处提供所述输出电压，并且
其中所述控制电路被耦合到所述切换级。
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