CN114726209A - 用于升压转换器的具有可调环路增益的反馈电路 - Google Patents

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Abstract

一种用于升压转换器的反馈电路，其中所述反馈电路包括测量电阻RM、反馈电阻RSH、增益电路gM以及比较电路，所述测量电阻RM被配置为接收来自所述升压转换器的电流ICOIL，所述增益电路gM包括增益输出并且被配置为接收与所述测量电阻相关联的感测电压，并在所述增益输出处提供基于所述感测电压生成的增益信号；所述比较电路包括比较输出，并被配置为在所述比较输出处生成比较信号，其中比较信号是基于所述增益信号、所述反馈电阻RSH两端的电压降和参考信号VREF生成的。

Description

用于升压转换器的具有可调环路增益的反馈电路
本申请要求2021年12月9日提交欧洲专利局、申请号为21213515.6、发明名称为“用于升压转换器的具有可调环路增益的反馈电路”的欧洲申请的优先权，其全部内容通过应用结合在本申请中。
技术领域
本申请涉及一种用于升压转换器的具有可调环路增益的反馈电路。本申请还涉及包括具有可调环路增益的反馈电路的升压转换器电路以及操作具有可调环路增益的反馈电路的方法。
背景技术
能量收集是从外部来源获取、捕获并存储能量用于小型无线自主设备的过程，例如可穿戴电子设备和无线传感器网络中使用的设备。直流到直流“DC-to-DC”转换器电路，例如升压转换器电路，是电子电路，其首先通过使用输入电压对储能元件充电将直流(DC)源从一个电压电平转换为另一电压使用输入电压，然后对储能元件进行放电，以在DC-DC转换器的输出处提供能量。DC-DC转换器可用于增加从能源收集的能量。恒定导通时间(constant-on-time，COT)升压转换器因其在连续导通模式(continuous conductionmode，CCM)和非连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)中的简单性和高性能而广受欢迎。COT升压转换器使用反馈电路来控制升压电路的切换。这些反馈电路需要符合一定的稳定性要求才能正常工作。由于稳定性标准取决于升压转换器电路的某些组件对于给定目标输出电压的值，因此牺牲效率和/或成本来满足稳定性标准。
Xiaoru Xu、Xiaobo Wu和Xiaolang Yan，《A Quasi Fixed Frequency ConstantOn Time Controlled Boost Converter》，《IEEE International Symposium on Circuitsand Systems》，ISCAS 2008，公开了一种COT升压转换器电路，其中，对于作为输入的给定电池电压VBAT、给定电感LBST和给定目标电流ILOAD，稳定性要求与成本要求(即，输出处电容器CBST的低值)以及效率(即，测量电阻RM的低值)相矛盾。即，只有牺牲效率或成本才能达到稳定性。避免矛盾要求的一个明显方法是使用不同类型的转换器拓扑，但这会消除COT拓扑的所有简单性和性能优势。
Jinping Wang、Liangkui Hou、Liang Zhang、Sheng Xiang和Yigang He，《Analysis of the Low-frequency Oscillation Phenomenon in Constant-on-timeControlled Boost Converter》，《IEEE Energy Conversion Congress and Exposition》，ECCE 2015公开了一种方法，该方法包括重新定位与输出电容器CBST串联的反馈电路的测量电阻RM。以这种方式，耗散被移动到输出电容器CBST。然而，这并没有提高效率，并使稳定性依赖于外部组件的寄生，即依赖于输出电容器CBST。另外，稳定性要求仍取决于电阻RM的测量值。此外，该配置还在输出电压VBST上引入了不需要的高纹波。
为升压转换器电路实施低成本且有效的反馈电路将是有利的，该电路仍满足所需的稳定性标准。
发明内容
本申请的一个目的是以有效且划算的方式实现稳定的升压转换器电路。
本申请涉及一种用于升压转换器电路的反馈电路，其中该反馈电路包括被配置为从升压转换器接收电流ICOIL的测量电阻RM、反馈电阻RSH、增益电路gM以及比较电路，增益电路gM包括增益输出并且被配置为接收与测量电阻相关联的感测电压，并在增益输出处提供基于感测电压生成的增益信号IM；比较电路包括比较输出，并被配置为在比较输出处生成比较信号，其中比较信号是基于增益信号、反馈电阻RSH两端的电压降和参考信号VREF生成的。以这种方式，增益电路在比较电路中引入了增益，其允许以一种有效且简单的方式满足所需的稳定性标准。这允许扩展恒定导通时间升压转换器电路的负载电流范围，超出通常由外部组件、电池电压和开关电阻主导的限制。这意味着最大负载电流可以被增加到传统转换器不稳定的水平，或者通过在输出电容中选择高有效串联电阻(effective seriesresistance，ESR)，最大负载电流需要较高的测量电阻值，从而导致功率损耗和高纹波电压，或者高开关电阻导致高功率损耗，或者需要较高的输出电容值，或者需要较低的电感值，从而导致较高的纹波电流幅度。此外，增益设置可用于优化成本(外部电容)、效率(测量电阻、ESR)、性能(输出电阻、纹波电压、纹波电流)和给定用例(负载电流、电池电压)之间的平衡。此外，由于避免在反馈电路中使用电容器，使得相对于使用适合整个电压范围的电容器的反馈电路，反馈电路可以较小。
测量电阻RM可以包括第一端和第二端，增益电路可以包括第一增益输入和第二增益输入，并且其中增益电路可以被配置为在第一增益输入处接收在测量电阻的第一端感测到的第一电压，在第二增益输入端接收在测量电阻的第二端感测到的第二电压，并在增益输出处提供基于第一电压和第二电压生成的增益信号IM。这是连接增益电路的合适方式，使得可以在比较电路的输入处有效地提供增益。
反馈电阻RSH可以包括第一端和第二端，其中反馈电阻RSH的第一端可以耦合到测量电阻的第二端，反馈电阻(RSH)的第二端可以耦合到比较电路，并且增益输出可以耦合到比较电路。同样，这允许在比较电路的输入端有效地提供增益。
比较电路可以包括第一比较输入、第二比较输入和比较输出，其中比较电路可以被配置为在第一比较输入处接收参考电压，在第二比较输入处接收反馈信号，并通过比较反馈信号和参考信号来生成比较信号，其中反馈信号可以基于增益信号和反馈电阻两端的电压降。这以合适且有效的方式在比较电路的输入端提供增益，从而节省资源。
增益输出可以耦合到反馈电阻的第二端和第二比较输入。这是连接增益输出以在比较电路的输入端提供增益的合适方式。
反馈电路可以包括被配置为接收增益信号的另一反馈电阻，其中比较电路可以包括第一比较输入、第二比较输入以及比较输出，其中比较电路被配置为在第一比较输入处接收参考电压和由另一反馈电阻两端的增益信号引起的另一电压降之和，在第二比较输入处接收反馈电阻RSH两端的电压降，并且通过将参考电压与另一电压降之和与反馈电阻RSH两端的电压降进行比较生成比较信号。这允许独立于RSH的值向电路提供增益。
另一反馈电阻可以包括第一和第二端，其中第一比较输入可以耦合到另一反馈电阻的第一端和增益输出，并且其中另一反馈电阻的第二端可以耦合到参考电压。
增益电路可以包括压控电流源。这是增益电路的合适实现。
反馈电阻RSH的第一端可以耦合到升压转换器的输出端VBST。
反馈电路还可以包括测量开关SM，其中测量开关SM和测量电阻RM可以串联耦合，其中测量开关SM和测量电阻RM可以与升压转换器的SH的第一开关SH并联耦合，其中第一开关SH包括在第一开关SH闭合时的导通电阻RH，并且其中升压转换器电路的反馈开关SM和第一开关SH可以被配置为同时打开和闭合。这允许减少输出处的耗散，因为通过重新使用无论如何都存在开关SH的导通电阻RH，避免了测量电阻处的能量损耗。测量电阻RM不再处于高电流路径中，并且使用与开关SH同时开关的附加开关SM，当开关SH和SM都闭合时，感测开关SH和导通电阻RH两端的电压。现在可以将测量电阻RM选择得较大，从而可以忽略测量电阻RM中的功率损耗。
反馈电路还可以包括耦合到反馈电阻的第二端和比较电路的第二比较输入的可调电流源。这是将输出处电压调整到所需值的合适方法。或者，反馈电路可以包括由数字字控制的电流DAC或由控制电压控制的压控电流源或由控制电流控制的电流控制电流源。
本申请还涉及一种包括反馈电路的升压转换器电路。
本申请还涉及一种操作用于升压转换器电路的反馈电路的方法。
本领域技术人员将理解上述特征可以以任何被认为有用的方式结合。另外，关于***描述的修改和变化同样可以应用于方法。
附图说明
在下文中，本申请的各个方面将参照附图，通过示例加以说明。附图是示意图，并且不是按比例绘制的。
图1示出了已知的升压转换器电路。
图2A-B和图3A-B示出了图1的升压转换器电路在运行期间的几个信号的时间波形图。
图4示出了根据本申请实施例的反馈电路。
图5示出了包括图4的反馈电路的升压转换器电路。
图6示出了根据本申请另一实施例的另一反馈电路。
图7示出了包括图6的反馈的升压转换器电路。
图8示出了根据本申请的另一实施方式的包括反馈电路的升压转换器电路。
图9A-B示出了图8的升压转换器电路800在运行期间的几个信号的波形的时序图。
图10和图11示出了图8的升压转换器电路的实施的示例。
图12示出了操作图6的升压转换器电路的反馈电路的方法的流程图。
具体实施方式
在附图中，相同的附图标记表示结构和功能相似的元件。
图1示出了已知的升压转换器电路100。图2A-B和图3A-B示出了图1的升压转换器电路在运行期间的几个信号的时间波形图。现在将参照图1、图2A-B和图3A-B说明升压转换器电路的操作。图2A-B示出了对于图1的升压转换器电路的不同操作状态，作为时间函数的VSH和ICOIL的理想值。图3A-B示出了对于图1的升压转换器电路的不同操作状态，作为时间函数的VBST和ICOIL的实际值。ICOIL是通过电感LBST的电流。如图2A-B所示，在时间间隔200期间，开关SL闭合并且开关SH打开以便将电感LBST连接到地，如图1所示。当电感LBST连接到地时，升压转换器电路进入充电状态，其中电流流经电感LBST，并且电感LBST通过生成磁场来储存一些能量。如图2A所示，电感LBST中的电流ICOIL在时间间隔200期间增加。如图1所示，控制单元124发送控制信号128打开开关SL以断开电感LBST与地的连接，并发送控制信号126闭合开关SH以通过测量电阻RM将电感LBST连接到输出VBST，升压转换器电路进入放电状态，其中在时间间隔210期间，先前累积在电感LBST中的能量被传送到输出VBST，由此对电容器CBST充电，并且电感LBST中的电流ICOIL开始下降，如图2A所示。在这种情况下，时间间隔200和210定义了连续模式事件，其中电路已经执行了完整的切换周期。新的连续模式事件开始于时间间隔220。
虽然上面的示例已经考虑到DCDC电路在连续模式下工作，其中电感LBST处的电流在每个充电周期后不会放电到零，而是放电到较低的能量阈值，但电路可能正在DCM模式下工作。
通过使用可调电流源114为电流ISH选择适当的值来设置图1的用于升压转换器电路的目标输出升压电压VBST，如下所示：
Figure BDA0003636384370000041
在图1的升压转换器电路中，开关SL以频率f和占空比D闭合，该占空比D取决于在具有恒定负载的周期性稳态条件下的输出电压VBST和输入电压VBAT，如下所示：
Figure BDA0003636384370000042
图1的升压转换器电路的导通时间TON(即时间段200)与频率f和占空比D的关系如下：
Figure BDA0003636384370000043
这意味着，对于固定的导通时间TON值，频率f将取决于占空比D，因此取决于输入电压VBAT和输出电压VBST，这通常是不可取的。因此，导通时间TON的选择通常取决于输入电压VBAT、输出电压VBST和预期的切换频率fTARGET，如下所示：
Figure BDA0003636384370000044
实际切换频率f将等于预期频率fTARGET，并且与输入电压VBAT和输出电压VBST无关，如下所示：
Figure BDA0003636384370000045
如图2A-B和图3A-B所示，在恒定负载条件下的(周期性)稳定状态中，当开关SH被接通或闭合时，控制节点150处的控制电压VHS中的阶跃ΔVSH2必须足够高以使电压VSH高于选定的参考电压VREF。否则，如图3A-B所示，比较器116将不会切换，并且升压转换器电路停止切换。这将发生高负载电流的情况下，最高和最低值输出电压VBST之间的具有差值ΔVBST较大。以这种方式，升压转换器电路必须满足以下稳定条件：
ΔVBST<ΔVSH2-ΔVSH1
ΔVSH1表示当开关SH切断或打开时控制节点150处的控制电压VHS的阶跃。如果我们将ICOIL,MIN称为电感LBST中的最小电流，将ICOIL,MAX称为电感LBST中的最大电流，将ΔI称为峰峰值纹波幅度，即最小电流ICOIL,MIN与最大电流ICOIL,MAX之差，则阶跃ΔVSH1和阶跃ΔVSH2可以被定义如下：
ΔVSH1＝ICOIL,MINRM
ΔVSH2＝ICOIL,MAXRM
其中上述ΔVSH1和ΔVSH2的定义得出：
ΔVSH2-ΔVSH1＝ΔIRM
峰峰纹波幅度ΔI可以写成导通时间TON、输入电压VBAT和电感LBST的函数，如下所示：
Figure BDA0003636384370000051
负载电流ILOAD和输出电容CBST以如下方式确定输出电压VBST在导通时间TON期间的电压降ΔVBST：
Figure BDA0003636384370000052
以这种方式，稳定性条件可以改写为：
Figure BDA0003636384370000053
在图1所示的升压转换器电路中可以看到并且已经讨论过。对于给定的电感LBST和给定的输入电压VBAT,上述稳定性标准取决于测量电阻RM和输出电容CBST的值。然而，测量电阻RM的高值意味着高能量耗散，因此对于低效的升压转换器电路而言，具有高值的输出电容器CBST是昂贵的。
图4示出了根据本申请实施例的反馈电路400。图4的反馈电路包括测量电阻RM、反馈电阻RSH和可调电流源414，其被配置为接收电压VSET作为输入，并提供电流ISH作为输出，从而将电压VSH调整到所需值VSET。图4的反馈电路还包括比较电路416，比较电路416包括第一比较输入418、第二比较输入420和比较输出422，其中比较电路416被配置为从电压源480接收在第一比较输入418处的参考电压VREF以及在第二比较输入420处的电压VSH，并且基于比较第一比较输入418和第二比较输入420在比较输出422处生成比较结果。图4的反馈电路还可以被配置为将比较输出422发送到升压转换器电路(图4中未示出)的控制电路，使得控制电路基于比较电路生成控制信号，以控制升压转换器电路的切换。
图4的反馈电路还包括增益电路，其具有gM级并包括压控电流源460，该压控电流源460包括连接在测量电阻的第一端432处的第一增益输入462、连接在测量电阻的第二端436处的第二增益输入464以及增益输出466，增益输出466被配置为基于在第一和第二增益输入处感测到的电压提供电流IM。此外，反馈电阻RSH包括第一端438和第二端442，第一端438连接到测量电阻的第二端436，第二端442连接到增益输出466、可调电流源414和第二比较输入420。
在图4中，可编程电流ISH定义升压转换器电路的输出端468处的目标升压电压。目标升压电压被定义为：
VBST,TARGET＝VREF+ISHRSH
反馈节点470处的电压VSH与输出电压VBST的关系如下：
VSH＝VBST–ISHRSH+IMRSH
当升压转换器电路处于电感器存储能量的充电状态时，增益输出466处的电流IM为零，因此当***处于控制状态时电压VSH接近参考电压VREF。
当升压转换器电路处于电感器释放能量的放电状态时，电感电流ICOIL将流过测量电阻RM，并且增益输出466处的电流IM不等于0。乘积IMRSH充当反馈信号VFB，可以被定义为：
VSH＝VBST–ISHRSH+gMRMICOILRSH＝VBST–ISHRSH+VFB
反馈信号VFB是由增益电路460的gM级结合反馈电阻RSH生成的电压VSH的变化，使得：
VFB＝IMRSH＝gMRMICOILRSH
图1所示的已知升压转换器电路中的反馈信号可以被表示为：
VFB＝RMICOIL
以这种方式，图4的反馈电路引入了相对于图1所示的已知升压转换器电路的增益，该增益等于：
增益＝gMRSH
压控电流源gM与编程目标输出电压所需的反馈电阻RSH相结合，产生了增益因子。
图5示出了包括图4的反馈电路的升压转换器电路500。
图5的升压转换器电路500包括连接到接收输入电压VBAT的输入端的电感LBST，输入电压VBAT可以对应于，例如电池，从而基于输入电压VBAT在升压转换器电路的输出端468提供输出电压VBST，其中通常VBST<VBAT。图5的升压转换器电路还包括一个切换电路，该切换电路包括开关SL和SH。图5的升压转换器电路还包括控制电路502，其被配置为接收比较电路416的比较输出422，并且基于比较电路416的比较输出422生成第一控制信号526和第二控制信号528。第一控制信号526用于控制开关SL打开或闭合，第二控制信号528用于控制开关SH打开或闭合。此外，图5的升压转换器电路包括脉冲信号电路530，其被配置为基于控制电路502生成的第三控制信号570向升压转换器电路提供导通时间信号。
在图5的示例中，电感LBST包括第一端502和第二端504，使得电感LBST的第一端502连接到输入电压VBAT，并且电感LBST的第二端504连接到开关SL和开关SH。开关SL包括第一端506和第二端508。开关SL的第一端506连接到地，开关SL的第二端508连接到电感LBST的第二端504。开关SH包括第一端510和第二端512。开关SH的第一端510连接到电感LBST的第二端504，开关SH的第二端512连接到测量电阻RM的第一端432和压控电流源460的第一增益输入462。开关S1和S2可以用任何类型的合适的切换设备来实现，例如晶体管、二极管等。
如图5所示，升压转换器电路可以包括具有第一端544和第二端546的电容器CBST，其中电容器CBST的第一端544连接到升压电路的输出电压VBST，第二端546电容器CBST连接到地。
控制电路502被配置为生成第一控制信号526和/或第二控制信号528，以便基于比较电路416生成的比较输出422来控制SH和/或SL的切换。控制电路502还被配置为生成第三控制信号570，以便基于比较电路416生成的比较输出422来控制脉冲信号电路530。
图6示出了根据本申请另一实施例的反馈电路600。
在图6中，与图4相同的附图标记已用于指代类似元件。此外，图6的反馈电路600包括另一反馈电阻RFB。反馈电阻RFB包括第一端670和第二端672，其中反馈电阻RFB的第一端670连接到比较电路416的第一比较输入418。现在，压控电流源460的增益输出666也连接到比较电路416的第一比较输入418，从而基于在第一和第二增益输入处感测到的电压提供电流IN。此外，反馈电阻RFB的第二端672连接至电压源480。
以这种方式，使用反馈电阻RFB在第一比较输入418处添加反向反馈电压。如果反馈电阻RFB的值与另一反馈电阻RSH的值相同，则效果与图4的反馈电路中的相同。图6的反馈电路600的优点的在于可以独立于反馈电阻RSH的值来选择增益电路460的gM级的值gM和反馈电阻RFB的值。然而，提供VREF的电压源480必须能够吸收电流IN。
图6中的反馈电压可以表示为VFB＝gMRMICOILRFB。
图7示出了类似于图5的升压转换器电路500的升压转换器电路700，而不包括图6的反馈电路600。图7的升压转换器电路700的操作也类似于图5的升压转换器电路500，但具有反馈电压VFB＝gMRMICOILRFB。
图8示出了根据本申请另一实施例的升压转换器电路800。升压转换器电路800还包括与测量电阻RM串联的测量开关SM。此外，测量开关SM和测量电阻RM与升压转换器电路800的开关SH并联连接。当第一开关SH闭合时，开关SH包括导通电阻RH，使得测量开关SM和升压转换器电路800的开关SH被配置为同时打开和闭合。以这种方式，测量电阻RM位于高电流路径之外，避免了所述测量电阻RM处的能量损耗。重新使用开关SH的导通电阻RH。测量开关SM与开关SH同时开关，从而当开关SH和SM都闭合时感测开关SH和导通电阻RH两端的电压。可以将测量电阻RM选择得较大，从而可以忽略测量电阻RM中的功率损耗。例如，对于具有在10-100毫欧范围内的开关电阻RH的升压转换器电路800，可以在千欧范围内选择测量电阻RM。当开关SH和SM都闭合时，测量电阻RM两端的电压等于
Figure BDA0003636384370000071
当开关SH和SM都打开时，感测VBST，因此测量电阻RM两端的电压为零：
Figure BDA0003636384370000072
图8的升压转换器电路800还包括如图5所示的反馈电路，其中增益电路460的第一增益输入462和第二增益输入464分别连接到测量电阻RM的第二端436和测量电阻RM的第一端432。现在可以选择gM的值，使gM级的输出电流高于通过被替换的原始电容器CM的电流。因此，反馈节点VSH处的电压阶跃ΔV可以缩放：
ΔV＝ICOILRHgMRSH
对于gM＝1/RSH，与使用电容器的情况相比，增益为1。gM值越高，反馈电流越大，并且与较高的测量电阻具有相同的效果。反馈增益可以被定义为：
gain＝gMRSH
现在，稳定性要求包括这样的增益：
Figure BDA0003636384370000081
图9A-B示出了图8的升压转换器电路800在运行期间的几个信号的波形的时序图。具体地，图9A-B示出了图8的升压转换器电路800的电感电流ICOIL和输出电压VBST的值，作为三种不同的增益的时间函数，即增益1、2和4。作为参考，增加了增益＝1的情况。这类似于使用达到最大电流限制的电容器的现有技术情况。显然，反馈增益现在可用于稳定升压转换器电路，以应对没有它就不可能的工作条件。请注意，较高的反馈增益设置也会导致较高的输出电阻，其方式与较高的测量电阻相同，因为它会增加反馈节点VSH上的纹波电压幅度。
图10和图11示出了图8的升压转换器电路800的可能实施方式。升压转换器电路中的开关可以用晶体管来实现。在图9A中可以看到使用NMOS和PMOS晶体管的互补功率级的示例，其中开关SL用NMOS晶体管ML实现，开关SH用PMOS晶体管MH实现，开关SM用晶体管MM实现，晶体管MM可以是与MH相同类型的PMOS晶体管，以便MH和MM的栅极驱动可以组合。由于MM具有一定的导通电阻，gM级的输入电压是MH的漏源电压的一部分，由MM和RM形成的电阻分压器确定。
RM也可以用PMOS晶体管MR来实现，如图11所示。当VBIAS等于导通状态下MH的栅极电压时，MM和MR再次形成一个电阻分压器，该电阻分压器确定驱动gm级的MH上的电压分数。这种方法的优点是该部分与工艺变化和温度无关，因为相同类型的组件用于开关和电阻。相同的方法可用于实现，其中MH、MM和MR是NMOS晶体管(在全NMOS功率级中)。
图12示出了操作图6的升压转换器电路的反馈电路的方法的流程图。图6的方法包括在测量电阻RM处接收电流ICOIL的步骤1202。步骤1204，该方法在增益电路460处接收与测量电阻相关联的感测电压，并且进行到步骤1206。步骤1206包括在增益电路的增益输出466处提供基于感测电压生成的增益信号。最后，图12的方法包括在比较电路416的比较输出422生成比较信号的步骤1208，其中比较信号是基于增益信号、反馈电阻(RSH)两端的电压降和参考信号(VREF)生成的。
本文描述的示例和实施例用于说明，而不是限制本申请。本领域技术人员将能够在不脱离权利要求的范围的情况下设计替代实施例。权利要求中括号内的参考标记不应解释为限制权利要求的范围。在权利要求或说明书中被描述为单独实体的项目可以被实现为结合所描述项目的特征的单个硬件或软件项目。

Claims (15)

1.一种用于升压转换器电路的反馈电路，其中所述反馈电路包括：
测量电阻(RM)，用于接收电流(ICOIL)；
反馈电阻(RSH)；
增益电路(460)，包括增益输出(466)并且被配置为接收与所述测量电阻相关联的感测电压，并且在所述增益输出(466；666)处提供基于所述感测电压生成的增益信号；以及
比较电路(416)，包括比较输出(422)，并且被配置为在所述比较输出(422)处生成比较信号，其中所述比较信号是基于所述增益信号、所述反馈电阻两端的电压降(RSH)和参考信号(VREF)生成的。
2.根据权利要求1所述的反馈电路，其中所述测量电阻(RM)包括第一端(432)和第二端(436)，所述增益电路(460)包括第一增益输入(462)和第二增益输入(464)，并且其中所述增益电路(460)被配置为在所述第一增益输入(462)处接收在所述测量电阻的第一端(432)处感测的第一电压，在所述第二增益输入处(464)接收在所述测量电阻的第二端(436)处感测的第二电压，并且在所述增益输出(466)处提供基于所述第一电压和所述第二电压生成的所述感测电压。
3.根据权利要求2所述的反馈电路，其中所述反馈电阻(RSH)包括第一端(438)和第二端(442)，所述反馈电阻(RSH)的第一端(438)耦合到所述测量电阻的第二端(436)，所述反馈电阻(RSH)的第二端(442)耦合到所述比较电路(416)并且所述增益输出(466)耦合到所述比较电路。
4.根据前述权利要求中任一项所述的反馈电路，其中所述比较电路(416)包括第一比较输入(418)、第二比较输入(420)和比较输出(422)，其中，所述比较电路被配置为在所述第一比较输入处接收所述参考电压，在所述第二比较输入处接收反馈信号，并通过将所述反馈信号与所述参考信号(VREF)进行比较来生成所述比较信号，其中所述反馈信号基于所述增益信号和所述反馈电阻上的电压降(RSH)。
5.根据权利要求4所述的反馈电路，其中，所述增益输出(466)耦合到所述反馈电阻(RSH)的第二端(442)，并耦合到所述第二比较输入(420)。
6.根据权利要求1-3中任一项所述的反馈电路，还包括被配置为接收所述增益信号的另一反馈电阻(RFB)，其中所述比较电路(416)包括第一比较输入(418)、第二比较输入(420)以及比较输出(422)，其中所述比较电路(416)被配置为在所述第一比较输入(418)处接收所述参考电压(VREF)和由所述另一反馈电阻(RFB)两端的增益信号引起的另一电压降之和，在所述第二比较输入(420)处接收所述反馈电阻(RSH)两端的电压降，并且通过将所述参考电压和所述另一电压降之和与所述反馈电阻两端的电压降(RSH)进行比较生成所述比较信号。
7.根据权利要求6所述的反馈电路，其中，所述另一反馈电阻(RFB)包括第一端(670)和第二端(672)，其中，所述第一比较输入(418)耦合到所述另一反馈电阻(RFB)的第一端(670)，并耦合到所述增益输出(666)，所述另一反馈电阻(RFB)的第二端(672)耦合到所述参考电压(VREF)。
8.根据前述权利要求中任一项所述的反馈电路，其中，所述增益电路(460)包括压控电流源。
9.根据前述权利要求中任一项所述的反馈电路，其中所述反馈电阻(RSH)的第一端(438)耦合到所述升压转换器的输出端(VBST)。
10.根据前述权利要求中任一项所述的反馈电路，还包括测量开关(SM)，其中所述测量开关(SM)和所述测量电阻(RM)串联耦合，其中所述测量开关(SM)和所述测量电阻(RM)与所述升压转换器的第一开关(SH)并联耦合，其中所述第一开关(SH)包括在所述第一开关(SH)闭合时的导通电阻(RH)，并且其中所述升压转换器电路的反馈开关(SM)和第一开关(SH)被配置为同时打开和闭合。
11.根据前述权利要求中任一项所述的反馈电路，还包括可调电流源(414)，所述可调电流源(414)耦合到所述反馈电阻(RSH)的第二端(442)和所述比较电路(416)的第二比较输入(420)。
12.一种升压转换器电路，包括：
根据权利要求1至11中任一项所述的反馈电路；
电感(LBST)；
输入端，用于接收输入电压(VBAT)；
输出端，用于提供输出电压(VBST)；
控制电路(502)，被配置为切换所述电路以执行循环，其中每个循环包括能量放电状态和能量充电状态，在所述能量放电状态中，所述电感向所述输出端提供能量，在所述能量充电状态中，所述电感存储所述输入电压提供的能量；其中，所述控制电路被配置为基于所述比较信号来切换所述升压转换器电路。
13.根据权利要求12所述的升压转换器电路，其中所述电感(LBST)包括第一端(502)和第二端(504)，其中，所述第一端(502)耦合到所述输入端，并且其中，所述切换电路包括第一开关(SL)，所述第一开关(SL)包括连接到所述电感(LBST)的第二端(504)的第二端(508)和连接到地的第一端(506)，并且其中所述第一开关(SL)被配置为将所述电感(LBST)连接到所述地，使得所述电感(LBST)进入充电状态，并断开所述电感与所述地的连接。
14.根据权利要求13所述的升压转换器电路，其中所述切换电路还包括第二开关(SH)，所述第二开关(SH)具有耦合到所述电感(LBST)的第二端(504)的第一端(510)，并且具有耦合到所述输出端的第二端(512)，并且其中所述第二开关(SH)被配置为将所述电感(LBST)耦合到所述输出端，使得所述能量存储元件(LBST)进入放电状态。
15.一种操作用于升压转换器电路的反馈电路的方法，所述方法包括以下步骤：
在测量电阻(RM)处接收电流(ICOIL)；
在增益电路(460)处接收与所述测量电阻相关联的感测电压；
在所述增益电路的增益输出(466；666)处提供基于所述感测电压生成的增益信号；以及
在比较电路(416)的比较输出(422)处生成比较信号，其中所述比较信号是基于所述增益信号、所述反馈电阻(RSH)两端的电压降和参考信号(VREF)生成的。
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