CN114710036A - 一种用于小型ups的高效率升压变换器及其控制方法 - Google Patents

一种用于小型ups的高效率升压变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明属于DC‑DC升压变换器技术领域，公开了一种用于小型UPS的高效率升压变换器及其控制方法，该变换器输入电流连续，电流纹波较小，不会影响蓄电池使用寿命；具有较高的电压增益，能够在较低占空比条件下将较低的蓄电池电压抬升到较高的负载电压；功率器件数量少且电压应力很低，可以采用价格较低且性能更好的低额定电压功率器件，成本较低。采用所提控制方法，该升压变换器能在整个负载变化范围内实现软开关的同时，还进一步减小通态损耗，确保小型UPS具有较高的运行效率，且实现方法较为简单。

Description

一种用于小型UPS的高效率升压变换器及其控制方法
技术领域
本发明属于DC-DC升压变换器技术领域，具体涉及用于一种小型UPS的高效率升压变换器及其控制方法。
背景技术
小型轻量不间断电源(UPS)中的DC/DC变换器，一般采用较少的大容量蓄电池串联作为输入直流电压源，因此这种UPS中的电池电压较低，而UPS中的逆变器则要求很高的直流输入电压。通常这种小型 UPS都采用推挽电路(Push-Pull)来实现高的直流电压以供后级逆变器工作，但推挽电路的设计比较复杂，成本也高。由于其初级电流断续，电流纹波很大，会导致蓄电池严重发热，影响其寿命；采用了2个开关管，低压大电流的输入使得电路损耗较大；为实现高升压比而采用的升压变压器会产生漏感，由此带来了损耗，次级还得用一个滤波电感。显然，该方案的电路成本也较高。
为了解决上述问题，学者们提出了各种高增益无变压器型直流变换器。相较于推挽电路，无变压器型高增益变换器没有高频变压器，具有体积小、成本低、效率高等优点，特别适合于小型UPS。传统Boost 变换器当占空比D超过0.8时，其电感和开关管的电流应力和通态损耗严重增加，变换效率明显下降。因此，传统Boost变换器的电压增益G一般不超过5。各国学者分别将开关电感、开关电容、准Z源或Boost 等升压网络引入传统Boost变换器，得出了多种无变压器型高增益Boost方案。这些方案大都可以实现能量的单级变换，变换效率较高，但是电压增益通常不超过传统Boost变换器的两倍。为此，学者们进一步提出基于升压网络扩展的高增益方案。采用扩展升压网络的方案虽然可以显著提高升压能力，但是变换器的体积和重量也将因储能元件数量增加而明显增大。提高变换器的开关频率，可以有效降低储能元件的体积和重量，提高功率密度，但功率管的开关损耗也将随之急剧上升，变换效率严重下降。引入软开关技术，可以有效地解决这些问题。为此，学者们进一步提出了许多基于升压网络扩展ZVS高增益变换器。然而，这些拓扑普遍存在以下问题：(1)二极管数量较多，结构复杂；(2)部分开关管仍然工作在硬开关状态，效率难以进一步提升；(3)开关管电压应力较高，需要采用高耐压的半导体器件，导致通态损耗较大，成本较高；(4)存在占空比丢失现象。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种用于小型UPS的高效率升压变换器及其控制方法，该变换器输入电流连续，电流纹波较小，不会影响蓄电池的使用寿命，具有较高的电压增益，能够在较低占空比条件下将较低的蓄电池电压抬升到较高的负载电压，功率器件数量少且电压应力很低，可以采用价格较低且性能更好的低额定电压功率器件，采用所提控制方法，能在整个负载变化范围内实现软开关的同时，还进一步减小通态损耗，确保***具有较高的运行效率。
为了实现上述目的，现提出的方案如下：
一种用于小型UPS的高效率升压变换器的控制方法，所述高效率升压变换器的两个端口分别与蓄电池和负载连接，所述高效率升压变换器包括：
第一开关管S1、第二开关管S2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容 C5、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3；
所述蓄电池的正极与所述第一电感L1的第一端连接；所述第一电感L1的第二端与所述第一开关管S1的漏极、所述第二开关管S2的源极、所述第二电容C2的第二端、所述第三电容C3的第二端连接；所述第二开关管S2的漏极与所述第二电感L2的第一端、所述第一电容C1的第一端连接；所述第二电感L2的第二端与所述第二电容C2的第一端、所述第一二极管D1的阳极连接；所述第一二极管D1的阴极与所述第三电感L3的第一端、所述第四电容C4的第一端连接；所述第三电感L3的第二端与所述第三电容C3的第一端、所述第二二极管D2的阳极连接；所述第二二极管D2的阴极与所述第五电容C5的第一端、所述负载的正极连接；所述负载的负极和所述蓄电池的负极、所述第一开关管S1的源极、所述第一电容C1的第二端、所述第四电容C4的第二端、所述第五电容C5的第二端连接；
所述控制方法包括以下步骤：
S1.将所述高效率升压变换器的输出电压采样值uo与基准值uo,ref比较，得到误差信号uo,e；
S2.将所述误差信号uo,e送至输出电压控制器，得到调节信号ur；
S3.获取所述高效率升压变换器的输出电流采样值io，根据如下规则调节开关频率fs：
Figure RE-GDA0003660600720000021
Figure RE-GDA0003660600720000022
Figure RE-GDA0003660600720000023
Figure RE-GDA0003660600720000024
其中，ΔI＝-iL2,peak-iL3,peak-iL1,val，Uin为输入电压；L1为第一电感；L3为第三电感；Uo为输出电压； Io,max为输出平均电流的最大值；ΔI为电流裕度，iL1,val为第一电感电流iL1的谷值，-iL2,peak和-iL3,peak分别为第二电感L2和第三电感L3的反向电流峰值。
S4.将调节信号ur与开关频率为fs的单极性三角载波uc交截，产生第一开关管S1的驱动信号ugs,S1；将 ugs,S1取反，产生第二开关管S2的驱动信号ugs,S2。
进一步的，所述第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3的设计如下：
Figure RE-GDA0003660600720000025
Figure RE-GDA0003660600720000026
其中，D为第一开关管S1的驱动信号占空比；δ％为第一电感L1允许的最大电流脉动量与第一电感 L1最大平均电流的百分比；Po,max为输出功率的最大值；fs,min为最低开关频率。
与现有技术相比，本发明提出的一种用于小型UPS的高效率升压变换器及其控制方法，能够使蓄电池具有较小的输出电流纹波，不会影响其使用寿命，能在整个载变化范围内确保UPS***具有较高的运行效率，且实现方法较为简单，成本较低。
附图说明
图1为本发明提供的一种用于小型UPS的高效率升压变换器的电路结构示意图；
图2为本发明提供的一种用于小型UPS的高效率升压变换器的***控制策略框图；
图3为本发明提供的一种用于小型UPS的高效率升压变换器的模态分析图；
图4为本发明提供的一种用于小型UPS的高效率升压变换器的稳态特性实验波形图；
图5为本发明实施例的一种用于小型UPS的高效率升压变换器输出功率由重载(250W)切换到轻载 (40W)时，第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的反向电流-iL2和输出电压uo的实验波形；
图6为本发明实施例的一种用于小型UPS的高效率升压变换器采用传统PWM控制方式(fs＝110kHz) 和本发明所提控制方式时，在不同负载条件下的实测效率曲线。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1所示为本发明提供的一种用于小型UPS的高效率升压变换器。包括：第一开关管S1、第二开关管S2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3；所述蓄电池的正极与所述第一电感L1的第一端连接；所述第一电感L1的第二端与所述第一开关管S1的漏极、所述第二开关管S2的源极、所述第二电容C2的第二端、所述第三电容C3的第二端连接；所述第二开关管S2的漏极与所述第二电感L2的第一端、所述第一电容C1的第一端连接；所述第二电感L2的第二端与所述第二电容C2的第一端、所述第一二极管D1的阳极连接；所述第一二极管D1的阴极与所述第三电感L3的第一端、所述第四电容C4的第一端连接；所述第三电感L3的第二端与所述第三电容C3的第一端、所述第二二极管D2的阳极连接；所述第二二极管D2的阴极与所述第五电容C5的第一端、所述负载的正极连接；所述负载的负极和所述蓄电池的负极、所述第一开关管S1的源极、所述第一电容C1的第二端、所述第四电容C4的第二端、所述第五电容C5的第二端连接。
根据图2，所述控制策略框图包括电压控制支路、频率控制支路、调制单元，且所述电压控制支路与所述频率控制支路连接到所述调制单元；所述电压控制支路用于获取负载的输出电压uo，产生电压控制信号，以实现所述负载的恒压控制；所述频率控制支路用于获取所述负载的输出电流io，产生频率控制信号，在负载变化时，调节开关频率。
其步骤为：
S1.将输出电压采样值uo与基准值uo,ref比较，得到误差信号uo,e；
S2.将所述误差信号uo,e送至输出电压控制器，得到调节信号ur；
S3.获取输出电流采样值io，根据开关频率表，选择如下开关频率fs；
表1开关频率表
i<sub>o</sub>/I<sub>o,max</sub> ∈[0,0.2] ∈(0.2,0.4] ∈(0.4,0.6] ∈(0.6,0.8] ∈(0.8,1]
f<sub>s</sub> f<sub>s1</sub> f<sub>s2</sub> f<sub>s3</sub> f<sub>s4</sub> f<sub>s,min</sub>
S4.将调节信号ur与开关频率为fs的单极性三角载波uc交截，产生第一开关管S1的驱动信号ugs,S1；将 ugs,S1取反，产生第二开关管S2的驱动信号ugs,S2。
下面对图1所示的一种用于小型UPS的高效率升压变换器的工作过程进行说明。
为了简化分析，作如下假设：第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第一电感L1、第二电感L2、第三电感 L3均为理想器件；第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5足够大，可忽略电压纹波；第一开关管S1、第二开关管S2的体二极管分别为DS1、DS2。
基于上述假设，则进入稳态后，所述一种用于小型UPS的高效率升压变换器在一个开关周期内的波形可分为4种模态。各模态的等效电路图分别如图3(a)-(d)所示。
t0时刻前，第一开关管S1的体二极管DS1已导通续流。
(1)模态1，t0～t1阶段：(等效电路如图3(a)所示)
t0时刻，零电压开通第一开关管S1，其体二极管DS1自然关断。该模态中，第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2均反向偏置；第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3均承受正向电压；第一电感电流iL1线性增大，第二电感L2、第三电感L3的电流均先反向线性减小至零后正向线性增大。此时，有：
Figure RE-GDA0003660600720000031
其中，UC1、UC2、UC3和UC4分别为第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4的端电压, Uin为输入电压，L2为第二电感。
(2)模态2，t1～t2阶段：(等效电路如图3(b)所示)
t1时刻，关断第一开关管S1，模态2开始。在第一开关管S1关断瞬间，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3的电流均流入结点m，迫使第二开关管S2的体二极管DS2导通续流；同时，第一二极管D1、第二二极管D2均正向偏置；第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3均承受反向电压，其电流均正向线性减小。此时，有：
Figure RE-GDA0003660600720000041
(3)模态3，t2～t3阶段：(等效电路如图3(c)所示)
t2时刻，零电压开通第二开关管S2，其体二极管DS2自然关断，模态3开始。该模态下，第一电感电流iL1继续正向线性减小，而第二电感L2、第三电感L3的电流正向减小至零后反向线性增大。其电流表达式与式(2)相同。
(4)模态4，t3～t4阶段：(等效电路如图3(d)所示)
t3时刻，关断第二开关管S2，模态4开始。第一电感电流iL1流入结点m；第二电感L2、第三电感L3的电流均流出结点m，第一开关管S1的体二极管DS1导通续流。第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3的电流表达式与式(1)类似。t4时刻，零电压开通第一开关管S1，进入下一个开关周期。
忽略死区时间，根据各电感的伏秒平衡，可得：
Figure RE-GDA0003660600720000042
此外，由图3(c)可得：
Figure RE-GDA0003660600720000043
根据式(3)-(4)，可得本发明所提一种用于小型UPS的高效率升压变换器的电压增益：
Figure RE-GDA0003660600720000044
可以看出，当占空比D＝0.8时，电压增益G＝13，达到传统Boost变换器电压增益的2倍以上，表明本发明所提一种用于小型UPS的高效率升压变换器具有极强的升压能力，因此能够以较低的占空比将蓄电池较低的端电压抬升到较高的负载电压。
此外，由模态分析可知，本发明所提一种用于小型UPS的高效率升压变换器中第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1和第二二极管D2的电压应力为：
Figure RE-GDA0003660600720000045
其中，US1为第一开关管S1承受的电压应力，US2为第二开关管S2承受的电压应力，UD1为第一二极管D1承受的电压应力，UD2为第二二极管D2承受的电压应力。
可以看出，第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1和第二二极管D2具有相同的电压应力，约为输出电压的1/3，因此可以采用低额定电压的功率器件。由于低额定电压的功率器件的价格相对较低，且通态电阻或正向导通压降更低，因此成本和通态损耗也相应更小。
第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5的电压应力为：
Figure RE-GDA0003660600720000046
Figure RE-GDA0003660600720000047
Figure RE-GDA0003660600720000051
Figure RE-GDA0003660600720000052
UC5＝Uo (11)
其中，UC5为第五电容C5的端电压。
第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3的电流有效值分别为：
Figure RE-GDA0003660600720000053
其中，IL1,rms、IL2,rms、IL3,rms分别为第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3的电流有效值；IL1、IL2分别为第一电感L1、第二电感L2的电流平均值；ΔIL1、ΔIL2分别为第一电感L1、第二电感L2的电流峰峰值。
第一开关管S1和第二开关管S2的电流有效值分别为：
Figure RE-GDA0003660600720000054
其中，IS1,rms、IS2,rms分别为第一开关管S1、第二开关管S2的电流有效值，Io为输出电流。
为了确保图1所示的一种用于小型UPS的高效率升压变换器实现零电压开通(ZeroVoltage Switching, ZVS)，需要使得第一电感L1工作在电流连续模式，第二电感L2和第三电感L3均工作在电流双向流通模式，且在最大负载条件下能满足：-iL2,peak-iL3,peak-iL1,val>0。为此，本发明提供了一种第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3的设计方法：
所述第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3承受的正向电压为：
Figure RE-GDA0003660600720000055
式中，UL1为第一电感L1端电压；UL2为第二电感L2端电压；UL3为第三电感L3端电压。
所述第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3的电流峰峰值为：
Figure RE-GDA0003660600720000056
式中，ΔIL3为第三电感L3的电流峰峰值，Ts为开关周期。
软开关电流条件：
ΔIL1+ΔIL2+ΔIL3≥2(IL1+IL2+IL3) (16)
式中，IL3为第三电感L3的电流平均值。
整理得：
Figure RE-GDA0003660600720000061
式中，Iin为输入电流的平均值。
一般而言，Boost类变换器的第一电感L1可以按照电流峰峰值ΔIL1不超过其最大平均电流IL1,max的δ％来进行设计，这里取δ％＝30％。此时，有：
Figure RE-GDA0003660600720000062
为了在整个运行条件范围内均可靠实现软开关，需要确保式(17)在最大输出电流Io,max的条件下仍然成立。因此，结合式(15)和式(17)，可得：
Figure RE-GDA0003660600720000063
式中：ΔI＝-iL2,peak-iL3,peak-iL1,val，称为电流裕度。ΔI越大，用来在死区Td内抽出开关管结电容的电荷的电流就越大，就越容易实现第一开关管S1的ZVS。但是，第二电感L2、第三电感L3的电流峰峰值和有效值也相应越大，导致其铜耗、铁耗和开关管的通态损耗、关断损耗均增加。权衡考虑，ΔI一般取4A较为合适，即：既能方便地实现软开关，又不至于引起较大的附加损耗。
前已述及，为了在整个运行条件下均能实现所有开关管的软开关，第二电感L2和第三电感L3需要在最大负载下设计。这导致常规的恒定开关频率PWM控制时，在轻载条件下，第二电感L2和第三电感L3的电流峰峰值远大于满足软开关条件所需要的值，从而使得变换效率严重下降。
为此，本发明提出了一种用于小型UPS的高效率升压变换器的控制方法，即每个开关周期内，均查询表1所示的开关频率表，根据实时采样的负载的大小，确定当前的开关频率，将第二电感L2和第三电感 L3的电流峰峰值维持在合适的范围内，使***既可以实现软开关，又具有较小的通态损耗，从而在整个工作范围内均具有较高的运行效率。表1所示的开关频率表中的开关频率fs1～fs4的计算方法如下：
Figure RE-GDA0003660600720000064
Figure RE-GDA0003660600720000065
Figure RE-GDA0003660600720000066
Figure RE-GDA0003660600720000067
下面给出本发明的具体实施例。其设计指标如表2所示。
表2设计指标
Figure RE-GDA0003660600720000068
将表2所示参数代入式(18)，可得：
Figure RE-GDA0003660600720000071
实际取第一电感L1＝200μH。
将L1＝200μH、ΔI≈4A和表2所示参数代入式(19)，可得：
Figure RE-GDA0003660600720000072
实际取第二电感L2＝25μH。
从而，根据式(20)-(23)，可计算得出表3所示开关频率表。
表3不同负载下的开关频率
i<sub>o</sub>/I<sub>o,max</sub> ∈(0,0.2] ∈(0.2,0.4] ∈(0.4,0.6] ∈(0.6,0.8] ∈(0.8,1]
f<sub>s</sub>(kHz) 270 190 160 130 110
为了验证一种用于小型UPS的高效率升压变换器及其控制方法，基于表4所示参数制作了一台实验样机。
表4实验样机主电路参数
Figure RE-GDA0003660600720000073
图4(a)为第一开关管的驱动信号ugs,S1、第一电感电流iL1、蓄电池电压uin和输出电压uo的实验波形；图4(b)为第二开关管的驱动信号ugs,S2、第二电感电流-iLa2和第三电感电流-iL3的实验波形；图4(c)为第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4两端电压的实验波形；图4(d)为第一开关管的驱动信号 ugs,S1、第一开关管的漏源极间电压uS1、第二开关管的驱动信号ugs,S2、第二开关管的漏源极间电压uS2的实验波形；图4(e)为满载时(输出功率为250W)第一二极管的端电压uD1、第一二极管的电流iD1、第二二极管的端电压uD2、第二二极管的电流iD2的实验波形；图4(f)为轻载时(输出功率为50W)第一二极管的端电压uD1、第一二极管的电流iD1、第二二极管的端电压uD2、第二二极管的电流iD2的实验波形。
由图4(a)、4(b)可以看出：第一电感L1和第二电感L2、第三电感L3均工作在电流连续模式；第二电感电流iL2和第三电感电流iL3相等，且-iL2,peak-iL3,peak-iL1,val>0；有效占空比实测值为Deff≈0.76，与理论值 Deff＝0.75非常接近。由图4(c)可以看出：第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4的电压应力分别为UC1＝160V、UC2＝120V、UC3＝240V、UC4＝280V，均与理论值基本一致。由图4(d)可以看出：第一开关管S1、第一开关管S2互补工作；第一开关管S1、第一开关管S2的电压应力为US1＝US2＝160V，与理论值基本吻合；驱动信号ugs,S1、ugs,S2正压到来前，第一开关管S1、第二开关管S2的端电压uS1、uS2均已降为零，这表明二者均实现了零电压开通。由图4(e)、4(f)可以看出：满载条件下，第一二极管D1、第二二极管D2的关断电流较小(1A)，近似为自然关断；轻载条件下，二者完全实现了自然关断；电压应力较低，为UD1＝UD2＝160V，与理论值基本吻合。
图5给出了变换器的输出功率由重载(250W)切换到轻载(40W)时，第一电感电流iL1、第二电感反向电流-iL2和输出电压uo的实验波形。可以看出：负载切换后，输出电压uo在1.16ms后重新恢复稳定 (Uo＝400V)，且开关频率fs由110kHz变为270kHz，占空比D几乎不变，电流裕度ΔI＝-iL3,peak-iL2,peak-iL1,val保持在4A的设计范围内，从而验证所提控制策略的可行性。
图6给出了输入电压Uin＝40V、输出电压Uo＝400V，分别采用传统PWM控制方式(fs＝110kHz)和本发明控制方式时，本文所述一种用于小型UPS的高效率升压变换器在不同负载条件下的实测效率曲线。可以看出，两种控制方式下实测的满载效率相同，均为96.44％；然而，与传统PWM控制方式相比，所述控制方式下***轻载(50W)运行时的实测效率由88.86％提高为92.61％。
从上述实验结果可以看出，本发明所提出的一种用于小型UPS的高效率升压变换器及其控制方法，能够根据负载大小改变开关频率，调整第二电感L2(第三电感L3)的电流峰峰值，从而确保第一开关管S1和第二开关管S2实现软开关，又具有较小的通态损耗。相比传统的PWM调制策略，轻载效率得到了明显提升，且实现方法较为简单。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种用于小型UPS的高效率升压变换器的控制方法，其特征在于，所述高效率升压变换器的两个端口分别与蓄电池和负载连接，所述高效率升压变换器包括：
第一开关管S1、第二开关管S2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3；
所述蓄电池的正极与所述第一电感L1的第一端连接；所述第一电感L1的第二端与所述第一开关管S1的漏极、所述第二开关管S2的源极、所述第二电容C2的第二端、所述第三电容C3的第二端连接；所述第二开关管S2的漏极与所述第二电感L2的第一端、所述第一电容C1的第一端连接；所述第二电感L2的第二端与所述第二电容C2的第一端、所述第一二极管D1的阳极连接；所述第一二极管D1的阴极与所述第三电感L3的第一端、所述第四电容C4的第一端连接；所述第三电感L3的第二端与所述第三电容C3的第一端、所述第二二极管D2的阳极连接；所述第二二极管D2的阴极与所述第五电容C5的第一端、所述负载的正极连接；所述负载的负极和所述蓄电池的负极、所述第一开关管S1的源极、所述第一电容C1的第二端、所述第四电容C4的第二端、所述第五电容C5的第二端连接；
所述控制方法包括以下步骤：
S1.将所述高效率升压变换器的输出电压采样值uo与基准值uo,ref比较，得到误差信号uo,e；
S2.将所述误差信号uo,e送至输出电压控制器，得到调节信号ur；
S3.获取输出电流采样值io，根据如下规则调节开关频率fs：
Figure FDA0003543518760000011
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Figure FDA0003543518760000014
其中，ΔI＝-iL2,peak-iL3,peak-iL1,val，Uin为输入电压；L1为第一电感；L3为第三电感；Uo为输出电压；Io,max为输出平均电流的最大值；ΔI为电流裕度，iL1,val为第一电感电流iL1的谷值，-iL2,peak和-iL3,peak分别为第二电感L2和第三电感L3的反向电流峰值。
S4.将调节信号ur与开关频率为fs的单极性三角载波uc交截，产生第一开关管S1的驱动信号ugs,S1；将ugs,S1取反，产生第二开关管S2的驱动信号ugs,S2。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3的设计如下：
Figure FDA0003543518760000015
Figure FDA0003543518760000016
其中，D为第一开关管S1的驱动信号占空比；δ％为第一电感L1允许的最大电流脉动量与第一电感L1最大平均电流的百分比；Po,max为输出功率的最大值；fs,min为最低开关频率。
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