CN115360915B - 一种可实现蓄电池电流零纹波的zvs高增益储能变换器 - Google Patents

一种可实现蓄电池电流零纹波的zvs高增益储能变换器 Download PDF

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Abstract

本申请属于变换器技术领域，公开了一种可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器。该变换器包括四个开关管，三个电感，三个电容。该变换器可实现Boost和Buck两种工作模式下所有开关管的ZVS开通，开关损耗小，变换效率高；功率管数量少且电压应力较低，可以采用低耐压的器件，降低了成本；电感的体积较小，功率密度较高；低压侧电流零纹波输，低压侧无需并联滤波电容，改善了可靠性；输入、输出共地，因此电磁干扰小，采样电路结构简单。

Description

一种可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器
技术领域
本发明属于变换器技术领域，具体涉及一种可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器。
背景技术
近年来，蓄电池储能***在智能电网、电动汽车、轨道交通等领域得到了广泛应用。双向DC-DC变换器是实现蓄电池与直流母线间能量交换的核心设备，影响着储能***的性能。然而，蓄电池的输出电压较低，且使用寿命与其电流纹波大小息息相关。因此，双向DC-DC变换器需要具有较高的电压增益和较小的低压侧电流纹波。目前，双向DC/DC变换器主要分为两大类：隔离型和非隔离型。在不需要电气隔离的应用中，由于非隔离型DC/DC变换器设计和结构简单、损耗低、体积小，因此更具有优势。
由于具有低压侧电流连续，高、低压侧共地，且器件数量少等优点，双向Buck/Boost变换器已成为应用最为广泛的非隔离型双向直流变换器。然而，其升/降压能力有限。因此，近年来很多学者提出了各种具有高升压能力的双向Buck/Boost变换器，其大多具有多个电感和电容，因此体积较大，功率密度较低，成本较高。提高开关频率，可以改善功率密度和动态响应，然而开关损耗也随之增加，变换效率下降。引入软开关技术，可以克服这些问题。此外，较大的输入电流纹波影响蓄电池的使用寿命。为此，学者们进一步提出了许多低压侧端口电流零纹波的软开关高增益非隔离型双向直流变换器。这些拓扑普遍存在以下问题：(1)开关管数量较多，体积大，功率密度低；(2)部分功率管仍然工作在硬开关状态，效率难以进一步提升；(3)功率管电压应力较高，需要采用高耐压的半导体器件，导致通态损耗较大，成本较高；(4)电感不是最优设计，导致电感体积大，通态损耗较高。
发明内容
有鉴于此，本发明目的在于提供一种可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器，可消除低压侧电流的开关频率纹波，在Boost模式与Buck模式下均可实现所有开关管的ZVS开通，不存在电压尖峰，且具有升/降压能力强、开关管数量少、电压应力和成本较低、电感体积小、功率密度、变换效率和可靠性高等优点。
为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：
一种可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器，包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4；
所述第一电感L1的一端与所述低压侧电源UL的正极相连；
所述第一电感L1的另一端与所述第二电感L2的一端、所述第一电容C1的正极连接；
所述第二电感L2的另一端与所述第一开关管S1的漏极、所述第二开关管S2的源极、所述第三开关管S3的源极连接；
所述第三电感L3的一端与所述第二开关管S2的漏极、所述第一电容C1的负极、所述第二电容C2的正极连接；
所述第三电感L3的另一端与所述第三开关管S3的漏极、所述第四开关管S4的源极连接；
所述第一开关管S1的源极与所述低压侧电源UL、所述第二电容C2的负极、所述第三电容C3的负极连接；
所述第四开关管S4的漏极与所述第三电容C3的正极连接；
所述第三电容C3的正极与所述高压侧电源UH的正极连接；
所述第三电容C3的负极与所述高压侧电源UH的负极连接；
所述第一开关管S1与所述第三开关管S3的驱动信号相同，所述第二开关管S2与所述第四开关管S4的驱动信号相同；
所述第一开关管S1与所述第二开关管S2互补导通；
所述第一电感L1工作于电流连续模式，且电流纹波为零；
所述第二电感L2和所述第三电感L3均工作于电流双向流通模式；
所述第一电感L1的电感量应满足：
式中，UL为低压侧电源电压；UH为高压侧电源电压；Po,max为输出功率的最大值；fs为开关频率；
所述第二电感L2的电感量应满足：
式中，D1为第一开关管S1驱动信号的占空比；IL2,val为Boost模式下第二电感电流的谷值，通常取：-0.5A～-1A；
所述第三电感L3的电感量应满足：
式中，IL3,val为Boost模式下第三电感电流的谷值，通常取：-2A～-3A。
进一步的，所述可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器在Boost模式下的理想电压增益为1/(1-D1)2，在Buck模式下的理想增益为D2 2，其中，D2为第二开关管S2驱动信号的占空比；
进一步的，所述第一开关管S1、第二开关管S2的电压应力均为所述第三开关管S3的电压应力为/>所述第四开关管S4的电压应力为UH。
与现有技术相比，本发明提出的可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器具有以下技术效果：
1)在Boost模式与Buck模式下，所有开关管均可实现ZVS开通，因此具有较小的开关损耗；
2)可实现低压侧端口电流的零纹波，因此低压侧无需采用任何滤波电容，改善了可靠性；
3)第一开关管S1、第三开关管S3的电压应力减小，且所有开关管不存在电压尖峰，因此可以选择较低通态电阻的低耐压功率器件，降低了成本和通态损耗。
4)电感体积较小，功率密度得以提升。
附图说明
图1为本发明提供的可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器的电路结构示意图；
图2为图1所示ZVS高增益储能变换器工作在Boost模式下的工作模态等效图；
图3为图1所示ZVS高增益储能变换器工作在Boost模式下的主要工作波形图；
图4为图1所示ZVS高增益储能变换器工作在Boost模式下时的平均电流的等效电路示意图；
图5为图1所示ZVS高增益储能变换器工作在Buck模式下的工作模态等效图；
图6为图1所示ZVS高增益储能变换器工作在Buck模式下的主要工作波形图；
图7为图1所示ZVS高增益储能变换器工作在Buck模式下时的平均电流的等效电路示意图；
图8为图1所示ZVS高增益储能变换器在Boost模式下的稳态仿真波形图；
图9为图1所示ZVS高增益储能变换器在Buck模式下的稳态仿真波形图；
图10为图1所示ZVS高增益储能变换器的控制框图；
图11为图1所示ZVS高增益储能变换器的动态仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明提供了一种可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器，其电路结构如图1所示。其包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4；第一电感L1的一端与第二电感L2的一段、第一电容C1的正极连接；第二电感L2的另一端与第一开关管S1的漏极、第二开关管S2的源极、第三开关管S3的源极连接；第三电感L3的一端与第二开关管S2的漏极、第一电容C1的负极、第二电容C2的正极连接；第三电感L3的另一端与第三开关管S3的源极、第四开关管S4的源极连接；第四开关管S4的漏极与第三电容C3的正极连接；第一开关管S1的源极与第二电容C2的负极、第三电容C3的负极连接；第一电感L1的另一端与低压侧电源UL的正极相连；第一开关管S1的源极与低压侧电源UL的负极相连；第三电容C3的正极与高压侧电源UH的正极连接；第三电容C3的负极与高压侧电源UH的负极连接。第一开关管S1与第三开关管S3的驱动信号相同，第二开关管S2与第四开关管S4的驱动信号相同；所述第一开关管S1与所述第二开关管S2互补导通；
下面对图1所示的储能变换器的工作原理进行说明。
为了简化分析，作如下假设：第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3均为理想器件；第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3足够大，可忽略其端电压纹波；低压侧电源UL负端为零电位参考点。
基于上述假设，则本发明储能变换器在Boost和Buck模式下的稳态工作过程均可分成4个模态。其在Boost模式和Buck模式下的工作过程分述如下：
(1)Boost模式
该模式下各模态的等效电路如图2所示。一个开关周期内的主要波形如图3所示。
t0时刻前，第一开关管S1的体二极管DS1、第三开关管S3的体二极管DS3已导通续流。
模态1，t0～t1阶段：(等效电路如图2(a.1)～图2(a.3)所示)
t0时刻，零电压(ZVS)开通第一开关管S1、第三开关管S3，模态1开始。该模态中，第二开关管S2、第四开关管S4均关断；第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3均承受正向电压；
在此期间，有：
式中，UL为低压侧电源的端电压，UC1和UC2分别为第一电容C1和第二电容C2的端电压。
模态2，t1～t2阶段：(等效电路如图2(b)所示)
t1时刻，关断第一开关管S1、第三开关管S3，模态2开始。该模态中，第二开关管S2的体二极管DS2、第四开关管S4的体二极管DS4导通续流；第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3的电流均正向线性减小。
在此期间，有
式中，UH为高压侧电源的端电压。
模态3，t2～t3阶段：(等效电路如图2(c.1)～图2(c.3)所示)
t2时刻，ZVS开通第二开关管S2、第四开关管S4，模态3开始。该模态中，第一开关管S1、第三开关管S3均关断；各电感电流表达式与式(2)相同。
模态4，t3～t4阶段：(等效电路如图2(d)所示)
t3时刻，关断第二开关管S2、第四开关管S4，模态4开始。该模态中，第一开关管S1的体二极管DS1、第三开关管S3的体二极管DS3导通续流；第一电感电流iL1正向线性增大，第二电感电流iL2和第三电感电流iL3反向线性减小，其电流表达式与式(1)相同。
基于以上工作原理，下面对本发明的储能变换器工作在Boost模式下的稳态特性进行分析。
忽略死区时间，根据第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3的伏秒平衡，可得：
式中，D1为第一开关管S1驱动信号的占空比。
根据式(3)，可得可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器在Boost模式下的理想电压增益为：
第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3的电压应力为：
第一开关管S1、第二开关管S2、和第三开关管S3的电压应力为：
式中，US1、US2、US3和US4分别为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4的电压应力。
进入稳态后，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3的平均电流为零，由此可以得到Boost模式下的平均电流的等效电路示意图，如图4所示，可得：
式中，IL1为第一电感L1的平均电流值、IL2为第二电感L2的平均电流值、IL3为第二电感L3的平均电流值、IS1为第一开关管S1的平均电流值、IS2为第二开关管S2的平均电流值、IS3为第三开关管S3的平均电流值、IS4为第四开关管S4的平均电流值、IL为低压侧端口电流的平均值、IH为高压侧端口电流的平均值。
(2)Buck模式
该模式下各模态的等效电路分别如图5所示。一个开关周期内的主要波形如图6所示。
t0时刻前，第一开关管S1的体二极管DS1、第三开关管S3的体二极管DS3已导通续流。
模态1，t0～t1阶段：(等效电路如图5(a.1)～图5(a.3)所示)
t0时刻，ZVS开通第一开关管S1、第三开关管S3，模态1开始。该模态中，第二开关管S2、第四开关管S4均关断；各电感电流表达式与式(1)相同。
模态2，t1～t2阶段：(等效电路如图5(b)所示)
t1时刻，关断第一开关管S1、第三开关管S3，模态2开始。该模态中，第二开关管S2的体二极管DS2、第四开关管S4的体二极管DS4导通续流；第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3的电流均正向线性减小，其电流表达式与式(2)相同。
模态3，t2～t3阶段：(等效电路如图5(c.1)～图5(c.3)所示)
t2时刻，ZVS开通第二开关管S2和第四开关管S4，模态3开始。该模态中，第一开关管S1、第三开关管S3均关断；各电感电流表达式与式(2)相同。
模态4，t3～t4阶段：(等效电路如图5(d)所示)
t3时刻，关断第二开关管S2、第四开关管S4，模态4开始。该模态中，第一开关管S1的体二极管DS1、第三开关管S3的体二极管DS3导通续流；第一电感L1第二电感L2、第三电感L3的电流均反向线性减小，其电流表达式与式(1)相同。
进入稳态后，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3的平均电流为零，由此可以得到Buck模式下的平均电流的等效电路示意图，如图7所示。可以看出Buck模式下，第一电感平均电流值I1、第二电感平均电流值IL2、第三电感平均电流值IL3、第一开关管平均电流值IS1、第二开关管平均电流值IS2、第三开关管平均电流值IS3、第四开关管平均电流值IS4、低压侧端口电流平均值IL、高压侧端口电流平均值IH满足式(7)。
基于以上工作原理，下面对本发明的储能变换器工作在Buck模式下时的稳态特性进行分析。
忽略死区时间，根据第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3的伏秒平衡，可得：
式中，D2为第二开关管S2驱动信号的占空比。
根据式(8)，可得本发明的储能变换器在Buck模式下的理想电压增益为：
第一电容C1、第二电容C2的电压应力如式(5)所示。
第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的电压应力如式(6)所示。
下面讨论本发明所提储能变换器ZVS开通的条件。
在Boost模式下，第二开关管S2和第四开关管S4可以自然实现ZVS开通。
第一开关管S1和第三开关管S3实现ZVS开通的关键在于模态4期间有：iL2(t)<0，iL3(t)<0。
在Buck模式下，第一开关管S1和第三开关管S3可以自然实现ZVS开通；
第二开关管S2和第四开关管S4实现ZVS开通的关键在于模态2期间有：iL2(t)>0，iL3(t)>0。
可见，两种工作模式下，实现ZVS开通的关键均在于使第二电感L2和第三电感L3的电流双向流动。
下面讨论本发明所提储能变换器消除电流开关频率纹波的条件。
第一电感L1的端电压可表示为：
式中，ΔuC1(t)为第一电容C1的纹波电压，ΔuC2(t)为第二电容C2的纹波电压。
因为ΔuC1(t)和ΔuC2(t)近似为反相，并假设ΔuC2(t)的初相位为0，则有：
式中，ΔUC1，ΔUC2分别为第一电容C1和第二电容C2的纹波电压峰峰值。
此外，第一电感电流纹波ΔiL1(t)的相量形式可以表示为：
由于电容端电压的峰峰值通常为端电压平均值的1％，即：ΔUC1＝0.01UC1，ΔUC2＝0.01UC2，而第一电感电流纹波率不允许超过平均电流IL1的1％，因此有：
即：
所发明的储能变换器在Boost模式和Buck模式下具有相同的稳态特性和软开关条件，故只需要在Boost模式下进行参数设计即可。
第一电感L1按照式(13)进行设计。
为了在整个工作范围内均实现所有开关管的ZVS开通，需要使第二电感L2和第三电感L3在最大负载Po,max的条件下也能实现电流的双向流通。
因此，第二电感量需满足：
式中，ΔIL2为第二电感L2的电流峰峰值；IL2,max为第二电感L2的最大平均电流，IL2,val为第二电感电流的谷值，通常取：-0.5A～-1A。
第三电感L3的电感量设计如下：
式中，ΔIL3为第三电感L3的电流峰峰值；IL3,max为第三电感L3的最大平均电流，IL3,val为第三电感电流的谷值，通常取：-2A～-3A。
下面结合具体示例对本发明所提双向变换器的设计方法进行说明。
本发明所提变换器的设计指标为：开关频率fs＝100kHz，低压侧电压UL＝30V，高压侧电压UH＝400V，最大输出功率Po,max＝150W，IL2,val＝-0.75A，IL3,val＝-2.5A。
根据上述指标，由式(4)可得占空比D1满足：
由式(16)可得占空比D1＝0.726。
将上述指标代入(13)-式(15)，可得：
实际取第一电感L1＝60μH。
实际取第二电感L2＝19μH。
实际取第三电感L3＝104μH。
基于以上对本发明的双向直流变换器进行的模态分析、工作条件分析以及参数设计，下面使用Saber仿真软件对其进行仿真验证：
通过开环仿真验证本发明所提变换器的稳态特性，具体技术指标与电路参数如下：开关频率fs＝100kHz，低压侧电源端电压UL＝30V，高压侧电源端电压UH＝400V，最大输出功率Po,max＝150W；第一电容C1＝20μF、第二电容C2＝20μF、第三电容C3＝10μF；第一电感L1＝60μH第二电感L2＝19μH、第三电感L3＝104μH。此时，理论电压增益G＝13.3。
图8所示为变换器工作在Boost模式下时，第一开关管S1的驱动信号ugs,S1、第一开关管的漏源极电压uds,S1、第二开关管S2的驱动信号ugs,S2、第二开关管的漏源极电压uds,S2、第三开关管的驱动信号ugs,S3、第三开关管的漏源极电压uds,S3、第四开关管的驱动信号ugs,S4、第四开关管的漏源极电压uds,S4、低压侧电压UL、高压侧电压UH、第一电感电流iL1、第二电感电流iL2、第三电感电流iL3、第一电容C1的端电压UC1、第二电容C2的端电压UC2、的仿真波形。可以看出，低压侧电压UL＝30V，高压侧电压UH＝400V，实测电压增益为UH/UL≈400/30＝13.3，实测占空比约为0.73，与理论值D1＝0.726非常接近；第一电容C1的电压应力为UC1＝79V，第二电容的电压应力为UC2＝109V，与理论值基本一致；第一电感L1的电流iL1开关频率纹波几乎为零，第二电感L2、第三电感L3均工作在电流双向流通模式；驱动信号ugs,S1、ugs,S2、ugs,S3、ugs,S4正压到来前，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的漏源极电压uds,S1、uds,S2、uds,S3、uds,S4均已降为零，这表明第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均实现了ZVS开通；第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的电压应力为uds,S1＝uds,S2＝109V、uds,S3＝290V、uds,S4＝400V，与理论值基本一致。
图9所示为变换器工作在Buck模式下时，第一开关管S1的驱动信号ugs,S1、第一开关管的漏源极电压uds,S1、第二开关管S2的驱动信号ugs,S2、第二开关管的漏源极电压uds,S2、第三开关管的驱动信号ugs,S3、第三开关管的漏源极电压uds,S3、第四开关管的驱动信号ugs,S4、第四开关管的漏源极电压uds,S4、低压侧电压UL、高压侧电压UH、第一电感电流iL1、第二电感电流iL2、第三电感电流iL3、第一电容C1的端电压UC1、第二电容C2的端电压UC2、的仿真波形。可以看出，低压侧电压UL＝30V，高压侧电压UH＝400V，实测电压增益UL/UH≈30/400＝0.075，实测占空比约为0.27，与理论值D2＝0.274非常接近；第一电容C1的电压应力为UC1＝80V，第二电容的电压应力为UC2＝110V，与理论值基本一致；第一电感L1的电流iL1开关频率纹波几乎为零，第二电感L2、第三电感L3均工作在电流双向流通模式；第驱动信号ugs,S1、ugs,S2、ugs,S3、ugs,S4正压到来前，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的漏源极电压uds,S1、uds,S2、uds,S3、uds,S4均已降为零，这表明第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均实现了ZVS开通；第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的电压应力为uds,S1＝uds,S2＝109V、uds,S3＝290V、uds,S4＝400V，与理论值基本一致，由此验证了理论分析的正确性。
本发明所提变换器采用高压侧电压uH、与第二电感电流iL2双闭环控制，其结构如图10所示。可以看出，其高压侧电压采样值uH,f与预设的电压基准值uH,ref比较，得到第一误差信号uH,e；将误差信号uH,e送至PI调节器1，经过双向限幅环节1，得到第二电感电流基准值iL2,ref；将电流基准值iL2,ref与第二电感L2的电流反馈值iL2,f比较，得到的误差信号iL2,e送至PI调节器2，经过单向限幅环节2，得到调节信号ur；调节信号ur与单极性三角载波uc交截，产生第一驱动信号，作为第一开关管S1、第三开关管S3的驱动信号ugs,S1、ugs,S3；将第一驱动信号取反，产生第二驱动信号，作为第二开关管S2、第四开关管S4的驱动信号ugs,S2、ugs,S4。动态仿真时，采用高压侧可变电源与电阻R＝27Ω串联。当仿真进行到200ms时，可变电源由电压由390V瞬间切换至410V，以实现从Boost模式切换至Buck模式的切换，其动态调节过程如如图11所示。可以看出，第一电感电流iL1由正变为负，变换器的能量流向发生改变，工作模式由Boost模式切换到Buck模式；模式切换前后，变换器高压侧电压uH均稳定在400V，超调量很小，且第一电感电流没有开关频率纹波。
本发明提供的可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器具有以下优点：(1)Boost与Buck模式下，所有开关管均可实现ZVS开通，具有较小的开关损耗；(2)可实现低压侧端口电流的零纹波，低压侧无需采用任何滤波电容，可靠性得到改善；(3)功率器件数量少、结构简单、成本低；(4)第二开关管S2、第三开关管S3的电压应力减小，且所有开关管不存在电压尖峰，可以选择较低通态电阻的低耐压功率器件，降低成本和通态损耗；(5)电感体积较小，功率密度得以提升。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种可实现蓄电池电流零纹波的ZVS高增益储能变换器，其特征在于，包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4；
所述第一电感L1的一端与低压侧电源UL的正极相连；
所述第一电感L1的另一端与所述第二电感L2的一端、所述第一电容C1的负极连接；
所述第二电感L2的另一端与所述第一开关管S1的漏极、所述第二开关管S2的源极、所述第三开关管S3的源极连接；
所述第三电感L3的一端与所述第二开关管S2的漏极、所述第一电容C1的正极、所述第二电容C2的正极连接；
所述第三电感L3的另一端与所述第三开关管S3的漏极、所述第四开关管S4的源极连接；
所述第一开关管S1的源极与所述低压侧电源UL、所述第二电容C2的负极、所述第三电容C3的负极连接；
所述第四开关管S4的漏极与所述第三电容C3的正极连接；
所述第三电容C3的正极与高压侧电源UH的正极连接；
所述第三电容C3的负极与所述高压侧电源UH的负极连接；
所述第一开关管S1与所述第三开关管S3的驱动信号相同，所述第二开关管S2与所述第四开关管S4的驱动信号相同；
所述第一开关管S1与所述第二开关管S2互补导通；
所述第一电感L1工作与电流连续模式，且电流纹波为零；
所述第二电感L2和所述第三电感L3均工作于电流双向流通模式。
2.根据权利要求1所述的ZVS高增益储能变换器，其特征在于，所述第一电感L1，第二电感L2、第三电感L3的电感设计方案如下；
所述第一电感L1的电感量应满足：
式中，UL为低压侧电源端电压，UH为高压侧电源端电压，Po,max为输出功率的最大值，fs为开关频率；
所述第二电感L2的电感量应满足：
式中，D1为第一开关管S1驱动信号的占空比，IL2,val为Boost模式下第二电感电流的谷值，通常取：-0.5A～-1A；
所述第三电感L3的电感量应满足：
式中，IL3,val为Boost模式下第三电感电流的谷值，通常取：-2A～-3A。
3.根据权利要求1所述的ZVS高增益储能变换器，其特征在于，所述ZVS高增益储能变换器在Boost模式下的理想电压增益为1/(1-D1)2，在Buck模式下的理想电压增益为D2 2，其中，D2为第二开关管S2驱动信号的占空比。
4.根据权利要求1所述的ZVS高增益储能变换器，其特征在于，所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3、所述第四开关管S4在Boost模式与Buck模式下均实现ZVS开通。
5.根据权利要求1所述的ZVS高增益储能变换器，其特征在于，所述第一开关管S1的电压应力为所述第三开关管S3的电压应力为/>
6.根据权利要求1所述的ZVS高增益储能变换器，其特征在于，所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3、所述第四开关管S4均为N沟道MOS管。
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