CN114665502A - 基于前馈补偿的lcl型光伏并网逆变器控制方法和装置 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制方法和装置,方法包括获取逆变器的电网电压,计算电网电压在两相静止坐标系中的分量,计算电网电压与电压指令值的差值,将差值经过PI调节和坐标变换计算得到参考电流信号;获取逆变器侧电流,经过坐标变换得到实际电流信号;计算参考电流信号和实际电流信号的差值,输入QPR调节器,得到参考调制信号;获取逆变器的电容电流,计算与参考调制信号的差值,将差值增益后进行基于PFC的内部阻尼前馈补偿,重新计算差值,增益后得到输出电压指令值;经过坐标变换至三相静止坐标系中,输入空间矢量脉冲单元得到SVPWM波形,输入逆变器进行控制。与现有技术相比,本发明具有控制手段简单、控制效果好等优点。
Description
技术领域
本发明涉及逆变器并网控制领域,尤其是涉及一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制方法和装置。
背景技术
并网逆变器作为交、直流微电网中关键的接口设备之一获得了广泛的关注,其性能也直接关系到入网电流质量。为满足入网谐波标准,一般需要在并网逆变器交流侧和电网之间串联接入滤波器。传统并网逆变器输出端通常需要选取较大的滤波电感,不仅体积大、成本高,且影响***的动态性能。为了解决该问题,可采用LCL滤波器。与传统的L型滤波器相比,LCL滤波器增加了一条电容支路,其对高频纹波的阻抗值很小,从而注入电网的纹波电流将会减少,但是LCL型滤波器是三阶***,存在一个谐振尖峰,易造成***不稳定,因此为了避免谐振附近的谐波幅值放大,增大并网电流高次谐波的含量,必须采用阻尼手段来抑制。通常有两种方法,无源阻尼和有源阻尼。无源阻尼在电路中增加阻尼单元实现谐振峰消除,但会使***产生损耗,现阶段多采用有源阻尼的方法,从控制策略角度实现阻尼,常用的有虚拟阻抗、***电容、陷波器等方法,还有电容电流、电容电压等状态量反馈方法。
并网逆变器的并网电流跟踪以及谐波电流抑制也是其控制的重点,常见的控制手段有PI控制、PR控制、无差拍控制、滞环控制及一些智能控制方法等。对于三相并网***,PI控制简单易实现但基频增益有限,存在稳态误差和抗干扰能力差的问题,且在三相并网***中,dq坐标系下PI控制需要进行多次坐标变换对电流分量解耦,计算复杂。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制方法和装置。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现:
一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制方法,包括以下步骤:
S1、获取逆变器的电网电压,计算电网电压在两相静止坐标系中的分量,计算电网电压与电压指令值的差值,将差值经过PI调节和坐标变换计算得到参考电流信号;
S2、获取逆变器侧电流,经过坐标变换得到实际电流信号;
S3、计算参考电流信号和实际电流信号的差值,输入QPR调节器,得到参考调制信号;
S4、获取逆变器的电容电流,经过坐标变换后计算与参考调制信号的差值,将差值增益后进行基于PFC的内部阻尼前馈补偿,重新计算差值,增益后得到输出电压指令值;
S5、将输出电压指令值经过坐标变换至三相静止坐标系中,输入空间矢量脉冲单元得到SVPWM波形,将SVPWM输入逆变器进行控制。
进一步地,通过QPR调节器生成的参考调制信号的表达式如下:
其中,s表示参考电流信号与实际电流信号之间的误差值,参数KR表示基波频率处的幅值增益,参数KP表示低频与高频处的幅值增益,ωc表示***的带宽,ω0表示***谐振角频率。
进一步地,基于PFC的内部阻尼前馈补偿的补偿信号表达式如下:
其中,P表示比例增益,KPFC表示阻尼常数,KPWM表示逆变器的等效增益,Gd(s)表示计算、采样和PWM延迟,Gic(s)表示未补偿的LCL滤波器传递函数,L1、L2和C表示LCL滤波器的电感和电容。
进一步地,电网电压在两相静止坐标系中的分量计算表达式如下:
其中,Ua,Ub和Uc为电网电压在三相静止坐标系中的电网电压值,Uα和Uβ表示电网电压在二相静止坐标系中的值。
进一步地,步骤S4中对差值进行增益的方式为比例增益。
一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制装置,包括存储器和处理器;所述存储器,用于存储计算机程序;所述处理器,用于当执行所述计算机程序时,实现以下方法:
S1、获取逆变器的电网电压,计算电网电压在两相静止坐标系中的分量,计算电网电压与电压指令值的差值,将差值经过PI调节和坐标变换计算得到参考电流信号;
S2、获取逆变器侧电流,经过坐标变换得到实际电流信号;
S3、计算参考电流信号和实际电流信号的差值,输入QPR调节器,得到参考调制信号;
S4、获取逆变器的电容电流,经过坐标变换后计算与参考调制信号的差值,将差值增益后进行基于PFC的内部阻尼前馈补偿,重新计算差值,增益后得到输出电压指令值;
S5、将输出电压指令值经过坐标变换至三相静止坐标系中,输入空间矢量脉冲单元得到SVPWM波形,将SVPWM输入逆变器进行控制。
与现有技术相比,本发明具有以下优点:
1、本发明对计算的各参数进行了坐标转换,从三相坐标系转换至两相坐标系,简化了控制过程中的计算流程;并通过QPR调节器获取了参考调制信号,与电容电流比较后经过内部阻尼前馈补偿修正了控制信号的值,仅仅在控制电路中设置了一个补偿器就完成了对逆变器的控制,且均基于逆变器自身的参数进行调节,控制效果好,成本低。
2、本发明在前馈补偿时引入了比例增益,保证了控制信号的稳定裕度,进一步改善了对逆变器的控制效果。
附图说明
图1为本发明涉及的LCL型光伏并网逆变器的电路图。
图2为本发明的流程示意图。
图3为本发明的坐标转换示意图。
图4为本发明在两相坐标系下的LCL滤波器模型框图。
图5为本发明涉及的LCL并网逆变器简化等效图。
图6为本发明内部阻尼前馈补偿的等效控制框图。
图7为本发明整体控制拓扑图。
图8为本发明电压电流仿真图。
图9为本发明其中一相的电压电流仿真图。
图10为本发明在电压突降时的电压电流仿真图。
图11为开环情况下的本发明的控制方法下和无控制方法下的伯德图对比。
图12为闭环情况下的本发明的控制方法下和无控制方法下的伯德图对比。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施,给出了详细的实施方式和具体的操作过程,但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
LCL型滤波器的三相并网逆变器如图1所示,前端为T型三电平逆变器,直流母线侧电压为Udc,电流为idc;直流侧分压电容为Cd1和Cd2,开关器件均视为理想器件。并网逆变器交流侧采用L1、C、L2代表LCL型并网滤波器。逆变器输出电压为U1a、U1b、U1c输出电流为i1a、i1b和i1c;流经滤波电容C的电流分别为ica、icb和icc;并网电流则为i2a、i2b和i2c;三相电网电压为Uga、Ugb和Ugc,忽略电感电阻及滤波电容的寄生电阻。
本实施例提供了一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制方法,如图2所示,包括以下步骤:
步骤S1、通过电网电压传感器采样并网逆变器的电网电压Uabc,在三相静止坐标系下所建立的数学模型的各个状态变量时变且阶数高。为了减少***耦合变量,简化数学模型,使用Clark坐标变换,将在三相静止坐标系下所建立的LCL型并网逆变器模型转化到两相静止坐标系中,坐标系的转换示意图如图3所示,坐标变换公式的表达式如下:
坐标转换后的LCL滤波器模型框图和逆变器的简化等效图分别如图4和图5所示。
通过三相静止abc坐标系到两相静止αβ坐标系的坐标变换公式可以得到电网电压矢量在静止坐标系中的分量,分量的表达式如下:
通过锁相环PLL提取得到电网电压幅值、相位角信息。提取直流侧电压Udc与指令值Udc*比较经PI调节后通过dq/αβ坐标变换得到参考电流信号i1α*、i1β*。
步骤S2、通过逆变器侧电流传感器采样到逆变器侧电流i1abc,在坐标变换下由三相静止abc坐标系变换到两相静止αβ坐标系下的实际电流信号i1α和i1β。
步骤S3、将参考电流信号i1α*、i1β*与实际电流信号i1α、i1β之间的误差值输入QPR调节器得到参考调制信号。基于QPR的调节方式不但在谐振频率点处幅值增益最大,无需进行复杂坐标变换就可实现对给定量无静差追踪,而且当电网频率发生偏移时,能够有效降低线路电流谐波。其中,QPR调节器输出的参考调制信号GQPR(s)表达式如下:
其中,s表示参考电流信号i1α*、i1β*与实际电流信号i1α、i1β之间的误差值,参数KR表示基波频率处的幅值增益,参数KP表示低频与高频处的幅值增益,ωc表示***的带宽,ω0表示***谐振角频率。
步骤S4、通过滤波器电容电流传感器采样到电容电流ic,再经过坐标变换得到两相静止αβ坐标系下电容电流信号icα、icβ。将电容电流信号与参考调制信号求差后,经过P增益,通过内部阻尼前馈补偿,得到输出电压指令值。
其中,内部阻尼前馈补偿的等效控制框图如图6所示,内部阻尼的表达式如下:
其中,P表示比例增益,KPFC表示阻尼常数,KPWM表示逆变器的等效增益,Gd(s)表示计算、采样和PWM延迟,Gic(s)表示未补偿的LCL滤波器传递函数。
步骤S5、对输出电压指令值进行坐标变换,从两相静止αβ坐标系变换到三相静止abc坐标系,送入空间矢量脉冲单元生成SVPWM波形,最后送入逆变器单元,驱动开关管的通断,控制逆变器工作。整体的控制框图如图7所示。
进行仿真测试,图8为电压电流仿真图,图9为其中一相的电压电流仿真图,图10电压突降时的电压电流仿真图,由图8~图10图中的波形可知,在该本实施例的控制下,并网电流能达到频率幅值稳定,且在电流指令变化时能实现快速、稳定跟踪。
图11为开环情况下的本实施例的控制方法下和无控制方法下的伯德图对比,图12为闭环情况下的本实施例的控制方法下和无控制方法下的伯德图对比。从图11~图12的变化曲线可以看出,本方法(PFC)扩宽有效阻尼区间。有较快的的动态响应,良好的跟踪性能和共振抑制能力。
同时从闭环频率响应可以看出,本方法在低频段具有更好的相位特性和更高的增益,这表明在电网电压畸变情况下具有良好好的低次谐波抑制能力。
本实施例还提供了一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制装置,包括存储器和处理器;存储器,用于存储计算机程序;处理器,用于当执行计算机程序时,实现上述基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制方法。
本实施例还提供了一种计算机可读存储介质,其上存储有计算机程序,该程序被处理器执行时实现如上述实施例中提到的基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制方法,可以采用一个或多个计算机可读的介质的任意组合。计算机可读介质可以是计算机可读信号介质或者计算机可读存储介质。计算机可读存储介质例如可以是——但不限于——电、磁、光、电磁、红外线、或半导体的***、装置或器件,或者任意以上的组合。计算机可读存储介质的更具体的例子(非穷举的列表)包括:具有一个或多个导线的电连接、便携式计算机磁盘、硬盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦式可编程只读存储器(EPROM或闪存)、光纤、便携式紧凑磁盘只读存储器(CD-ROM)、光存储器件、磁存储器件、或者上述的任意合适的组合。在本文件中,计算机可读存储介质可以是任何包含或存储程序的有形介质,该程序可以被指令执行***、装置或者器件使用或者与其结合使用。
以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解,本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此,凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案,皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。
Claims (10)
1.一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制方法,其特征在于,包括以下步骤:
S1、获取逆变器的电网电压,计算电网电压在两相静止坐标系中的分量,计算电网电压与电压指令值的差值,将差值经过PI调节和坐标变换计算得到参考电流信号;
S2、获取逆变器侧电流,经过坐标变换得到实际电流信号;
S3、计算参考电流信号和实际电流信号的差值,输入QPR调节器,得到参考调制信号;
S4、获取逆变器的电容电流,经过坐标变换后计算与参考调制信号的差值,将差值增益后进行基于PFC的内部阻尼前馈补偿,重新计算差值,增益后得到输出电压指令值;
S5、将输出电压指令值经过坐标变换至三相静止坐标系中,输入空间矢量脉冲单元得到SVPWM波形,将SVPWM输入逆变器进行控制。
5.根据权利要求1所述的一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制方法,其特征在于,步骤S4中对差值进行增益的方式为比例增益。
6.一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制装置,其特征在于,包括存储器和处理器;所述存储器,用于存储计算机程序;所述处理器,用于当执行所述计算机程序时,实现以下方法:
S1、获取逆变器的电网电压,计算电网电压在两相静止坐标系中的分量,计算电网电压与电压指令值的差值,将差值经过PI调节和坐标变换计算得到参考电流信号;
S2、获取逆变器侧电流,经过坐标变换得到实际电流信号;
S3、计算参考电流信号和实际电流信号的差值,输入QPR调节器,得到参考调制信号;
S4、获取逆变器的电容电流,经过坐标变换后计算与参考调制信号的差值,将差值增益后进行基于PFC的内部阻尼前馈补偿,重新计算差值,增益后得到输出电压指令值;
S5、将输出电压指令值经过坐标变换至三相静止坐标系中,输入空间矢量脉冲单元得到SVPWM波形,将SVPWM输入逆变器进行控制。
10.根据权利要求6所述的一种基于前馈补偿的LCL型光伏并网逆变器控制装置,其特征在于,步骤S4中对差值进行增益的方式为比例增益。
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CN116632947A (zh) * | 2023-07-21 | 2023-08-22 | 华能江苏综合能源服务有限公司 | 一种并网逆变器瞬态稳定区域改善控制方法及*** |
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CN116632947B (zh) * | 2023-07-21 | 2023-12-05 | 华能江苏综合能源服务有限公司 | 一种并网逆变器瞬态稳定区域改善控制方法及*** |
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