CN114402520A - Dc-dc转换器电路 - Google Patents

Dc-dc转换器电路 Download PDF

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CN114402520A
CN114402520A CN202080052435.4A CN202080052435A CN114402520A CN 114402520 A CN114402520 A CN 114402520A CN 202080052435 A CN202080052435 A CN 202080052435A CN 114402520 A CN114402520 A CN 114402520A
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Abstract

提供一种直流到直流(DC‑DC)转换器电路。所述DC‑DC转换器电路能够基于输入电压在限定的电压范围内生成DC输出电压。所述DC‑DC转换器电路可包含调制器电路、输出滤波器电路和补偿器电路。在非限制性实例中，所述输出滤波器电路包含由电感器和多层陶瓷电容器(MLCC)形成的电感器‑电容器(LC)电路。值得注意的是，由于固有的DC偏置不稳定性，所述MLCC可能会在所述限定的电压范围内产生可变电容，从而危及所述DC‑DC转换器电路的稳定性。因此，控制电路被配置成基于所述输出电压的反馈来确定可配置跨导且相应地控制所述补偿器电路进行操作。因此，有可能减轻MLCC电容变化的影响，从而有助于维持所述DC‑DC转换器电路的稳定性。

Description

DC-DC转换器电路
技术领域
本公开的技术大体上涉及一种直流电(DC)到DC(DC-DC)转换器电路。
背景技术
移动通信装置在当前社会已变得越来越常见。这些移动通信装置的流行部分由现实现于此类装置上的许多功能驱动。此类装置中处理能力的提高意味着移动通信装置从纯通信工具演进为能够增强用户体验的复杂移动多媒体中心。
移动通信装置通常由电池供电，所述电池被配置成供应电池直流(DC)电压。值得注意的是，移动通信装置可包含被配置成在比电池DC电压更低或更高的DC电压下操作的更低或更高电压的组件和/或电路。因此，移动通信装置可包含DC-DC转换器电路(例如，降压、升压、降压-升压调节器)以用于将电池DC电压转换成更低或更高的DC电压。
DC-DC转换器电路通常包含电感器-电容器(LC)滤波器电路，所述LC滤波器电路被配置成在选定带宽内调节较低DC电压。多级陶瓷电容器(MLCC)通常为LC滤波器电路的首选电容器，这归功于它许多有吸引力的特征，例如等效串联电阻(ESR)较低、电容与体积比较好、泄漏相对较低、非极性和MLCC的成本较低。然而，与其它类型的电容器相比，MLCC也可能具有例如每体积电容较小和DC偏置不稳定等缺点。在这点上，可能需要在DC-DC转换器电路中采用MLCC以利用有吸引力的特征，同时减轻MLCC的副作用。
发明内容
具体实施方式中所公开的方面包含一种直流到直流(DC-DC)转换器，其能够基于输入电压在限定的电压范围(例如，3V-24V)内生成DC输出电压。所述DC-DC转换器电路可包含调制器电路、输出滤波器电路和补偿器电路。在非限制性实例中，所述输出滤波器电路包含由电感器和多层陶瓷电容器(MLCC)形成的电感器-电容器(LC)电路。值得注意的是，由于固有的DC偏置不稳定性，MLCC可能会在所述限定的电压范围内产生可变电容，从而危及所述DC-DC转换器电路的稳定性。因此，提供控制电路以帮助维持DC-DC转换器电路的稳定性。具体地说，控制电路被配置成基于输出电压的反馈来确定可配置跨导，并且基于所确定的可配置跨导控制补偿器电路进行操作。因此，有可能减轻MLCC电容变化的影响，从而有助于维持所述DC-DC转换器电路的稳定性。
在一个方面，提供一种DC-DC转换器电路。所述DC-DC转换器电路包含被配置成基于输入波形和控制电压生成脉冲串的调制器电路。所述DC-DC转换器电路还包含输出滤波器电路，所述输出滤波器电路耦合到调制器电路且被配置成基于输入电压和脉冲串在限定的电压范围内生成输出电压。所述DC-DC转换器电路还包含补偿器电路，所述补偿器电路具有可配置跨导且被配置成生成控制电压并将所述控制电压提供到调制器电路。所述DC-DC转换器电路还包含耦合到输出滤波器电路和补偿器电路的控制电路。控制电路被配置成从输出滤波器电路接收输出电压的反馈。控制电路还被配置成基于输出电压的反馈来确定可配置跨导。控制电路还被配置成基于所确定的可配置跨导来配置补偿器电路以生成控制电压。
在另一方面，提供一种DC-DC转换器电路。所述DC-DC转换器电路包含被配置成基于输入波形和控制电压生成脉冲串的调制器电路。所述DC-DC转换器电路还包含输出滤波器电路，所述输出滤波器电路包括基于电感器和MLCC形成的电感器-电容器(LC)滤波器电路。输出滤波器电路被配置成基于输入电压和脉冲串在限定的电压范围内生成输出电压。所述DC-DC转换器电路还包含补偿器电路，所述补偿器电路具有可配置跨导且被配置成生成控制电压并将所述控制电压提供到调制器电路。所述DC-DC转换器电路还包含耦合到输出滤波器电路和补偿器电路的控制电路。控制电路被配置成从输出滤波器电路接收输出电压的反馈。控制电路还被配置成基于输出电压的反馈来确定可配置跨导。控制电路还被配置成基于所确定的可配置跨导来配置补偿器电路以生成控制电压。
本领域的技术人员将在结合附图阅读以下详细描述之后了解本公开的范围并认识到其额外方面。
附图说明
并入本说明书中并且形成本说明书的一部分的附图展示本公开的若干方面，并且与描述一起用以解释本公开的原理。
图1A是提供在s平面中绘制的一对复共轭极点的示例性图示的图解图；
图1B是提供如图1A的s平面中所绘制的实极点和实零点的示例性图示的图解图；
图2A是被配置成基于输入电压生成输出电压的现有直流到直流电(DC-DC)转换器电路的示意图；
图2B是提供图2A的现有DC-DC转换器电路中的输出滤波器电路的示例性图示的示意图；
图2C是提供多层陶瓷电容器(MLCC)的电容变化随偏置电压而变的示例性图示的图解图；
图3A是根据本公开的实施例被配置成克服与图2A的现有DC-DC转换器电路相关联的不稳定性问题的例如降压调节器电路的示例性DC-DC转换器电路的示意图；
图3B是提供与图3A的DC-DC转换器电路中的调制器电路相关联的输入波形、控制电压和脉冲串的示例性图示的图解图；并且
图3C是提供图3A的DC-DC转换器电路中的被配置成生成图3B中的输入波形的VRAMP生成电路的示例性图示的示意图。
具体实施方式
下文阐述的实施例表示使本领域的技术人员能够实践实施例的必要信息，并且展示实践实施例的最佳方式。在根据附图阅读以下描述后，本领域的技术人员将理解本公开的概念并且将认识到本文中未特别提出的这些概念的应用。应理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。
应理解，尽管本文中可以使用术语第一、第二等来描述各种元件，但是这些元件不应受到这些术语的限制。这些术语仅用于将一个元件与另一元件区分开来。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可被称为第二元件，并且类似地，第二元件可被称为第一元件。如本文所使用的，术语“和/或”包含相关联列举项中的一个或多个的任何组合和全部组合。
应理解，当如层、区域或衬底等元件被称为“在另一元件上”或延伸“到另一元件上”时，其可以直接在所述另一元件上或直接延伸到所述另一元件上，或者也可以存在中间元件。相比之下，当元件被称为“直接在另一元件上”或“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应理解，当如层、区域或衬底等元件被称为“在另一元件之上”或“在另一元件之上”延伸时，其可以直接在所述另一元件之上或直接在所述另一元件之上延伸，或者也可以存在中间元件。相比之下，当元件被称为“直接在另一元件之上”或“直接在另一元件之上延伸”时，不存在中间元件。还应理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到所述另一元件，或者可以存在中间元件。相比之下，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。
在本文中可以使用如“下方”或“上方”或“上部”或“下部”或“水平”或“竖直”等相对术语来描述如图所示的一个元件、层或区域与另一元件、层或区域的关系。应理解，除了附图中描绘的定向之外，这些术语和上文所讨论的那些术语旨在涵盖装置的不同定向。
本文所使用的术语仅出于描述特定实施例的目的而非旨在限制本公开。如本文所使用，单数形式“一”和“所述”旨在同样包含复数形式，除非上下文另有明确指示。应进一步理解，当在本文中使用时，术语“包括”和/或“包含”指定所陈述的特征、整体、步骤、操作、元件和/或组件的存在，但不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元件、组件和/或其组合的存在或添加。
除非另外定义，否则本文所使用的所有术语(包含技术术语和科技术语)具有本公开所属领域的普通技术人员通常所理解的相同含义。应进一步理解，本文所使用的术语应被解释为具有与其在本说明书和相关领域的上下文中的含义一致的含义，并且除非本文中明确地如此定义，否则将不会在理想化的或过度正式的意义上进行解释。
具体实施方式中所公开的方面包含一种直流到直流(DC-DC)转换器电路。所述DC-DC转换器电路能够基于输入电压在限定的电压范围(例如，3V-24V)内生成DC输出电压。所述DC-DC转换器电路可包含调制器电路、输出滤波器电路和补偿器电路。在非限制性实例中，所述输出滤波器电路包含由电感器和多层陶瓷电容器(MLCC)形成的电感器-电容器(LC)电路。值得注意的是，由于固有的DC偏置不稳定性，MLCC可能会在所述限定的电压范围内产生可变电容，从而危及所述DC-DC转换器电路的稳定性。因此，提供控制电路以帮助维持DC-DC转换器电路的稳定性。具体地说，控制电路被配置成基于输出电压的反馈来确定可配置跨导，并且基于所确定的可配置跨导控制补偿器电路进行操作。因此，有可能减轻MLCC电容变化的影响，从而有助于维持所述DC-DC转换器电路的稳定性。
在论述本公开的DC-DC转换器电路之前，首先参考图1A和图1B提供传递函数的简要概述以帮助定义高阶传递函数(例如，二阶复极点传递函数)和一阶实极点/实零点传递函数。接着，参考图2A-2C提供现有DC-DC转换器电路的概述以帮助建立本公开的DC-DC转换器电路的操作情境。下文参考图3开始对本公开的DC-DC转换器电路的特定示例性方面的论述。
***的传递函数，其通常记作H(s)，可用下面的等式(等式1)表示。
Figure BDA0003478461700000041
在上面的等式(等式1)中，N(s)和D(s)为分别定义传递函数H(s)的零点和极点的简单多项式。更具体地说，零点是多项式N(s)的根，并且可通过求解等式N(s)＝0来确定。在这点上，多项式N(s)的阶数确定传递函数H(s)的零点的数目。零点对应于传递函数H(s)的零输出。当多项式N(s)表示常数值时，所述多项式N(s)为零阶多项式，而当多项式N(s)等于1+b0s时，所述多项式为一阶多项式。
相比之下，极点为多项式D(s)的根，并且可通过求解等式D(s)＝0来确定。在这点上，多项式D(s)的阶数确定传递函数H(s)的极点的数目。极点对应于传递函数H(s)的无限输出。当多项式D(s)表示常数值时，所述多项式D(s)为零阶多项式，而当所述多项式等于1+a0s时，所述多项式为一阶多项式。当多项式D(s)等于1+a0s+a1s2时，所述多项式D(s)变为二阶多项式，当多项式D(s)等于1+a0s+a1s2+a2s3时，所述多项式变为三阶多项式，依此类推。在这点上，当多项式D(s)不为零阶或一阶多项式时，所述多项式D(s)为高阶多项式。因此，当多项式D(s)为高阶多项式时，传递函数H(s)变为高阶传递函数H(s)。更具体地说，当多项式D(s)为二阶多项式，传递函数H(s)在下文中被称为二阶复极点传递函数，而当多项式D(s)为三阶多项式时，所述传递函数H(s)在下文中被称为复极点/实极点传递函数。
在一个实例中，N(s)可为零阶多项式，并且D(s)可为二阶多项式。因此，传递函数H(s)变为具有两个极点的二阶传递函数。当两个极点为复共轭极点(例如，阻尼因数<1)时，传递函数H(s)在下文中被称为二阶复极点传递函数。相比之下，当两个极点为实极点(例如，阻尼因数>1)时，传递函数H(s)在下文中被称为二阶实极点传递函数。
图1A是提供在s平面14中绘制的一对复共轭极点10、12的示例性图示的图解图。s平面14为用于绘制皮埃尔-西蒙·拉普拉斯(拉普拉斯)(Pierre-Simon Laplace(Laplace))变换的复平面。s平面14包含实轴16和垂直于实轴16的虚轴18。复共轭极点10、12如s平面14中所绘制，具有大小相等且符号相同的实部20。复共轭极点10、12分别具有虚部22、24。虚部22、24的大小相等，但符号相反。
在另一实例中，N(s)和D(s)都是一阶多项式。因此，传递函数H(s)变为具有一个极点和一个零点的一阶传递函数。图1B是提供如图1A的s平面14中所绘制的实极点26和实零点28的示例性图示的图解图。
实极点26和实零点28都位于实轴16上。尽管如所示的实极点26比实零点28距虚轴18更远，但实极点26比实零点28更靠近虚轴18也是可能的。在实极点26和实零点28都位于实轴16上的情况下，传递函数H(s)在下文中被称为一阶实极点/实零点传递函数。
在另一实例中，N(s)可为具有实极点/实零点的一阶多项式，并且D(S)可为具有两个复极点和一个实极点的三阶多项式。在这点上，传递函数H(s)可被称为“二阶复极点串联一阶实极点/实零点”传递函数。
图2A是被配置成基于输入电压VIN生成输出电压VOUT的现有DC-DC转换器电路30的示意图。现有DC-DC转换器电路30包含调制器电路32、输出滤波器电路34和补偿器电路36。输出滤波器电路34串联耦合到调制器电路32。补偿器电路36耦合在调制器电路32与输出滤波器电路34之间以形成闭环。调制器电路32被配置成生成具有在零电压(0V)与输入电压VIN之间的振幅的脉冲串38。在这点上，脉冲串38根据占空比在0V和输入电压VIN之间交替，所述占空比等于脉冲串38在限定的时段期间保持在输入电压VIN下的总时间除以限定的时段的持续时间。在这点上，脉冲串38中的每个脉冲的相应脉冲宽度在占空比增大时增大，并且在占空比减小时减小。
输出滤波器电路34被配置成生成输出电压VOUT。补偿器电路36被配置成接收输出电压VOUT的反馈和参考电压VREF，所述参考电压表示输出电压VOUT的目标。补偿器电路36比较输出电压VOUT的反馈与参考电压VREF以确定输出电压VOUT的反馈与参考电压VREF之间是否存在电压误差VERR(VERR＝VOUT-VREF)。如果电压误差VERR不等于零，则补偿器电路36可将控制电压VCTRL提供到调制器电路32。在非限制性实例中，控制电压VCTRL可使得脉冲串38的占空比变化，且因此使得输出电压VOUT变化以使输出电压VOUT与参考电压VREF相等。
输出滤波器电路34被配置成执行平均函数以将脉冲串38转换成输出电压VOUT。图2B是提供图2A的现有DC-DC转换器电路30中的输出滤波器电路34的示例性图示的示意图。图2A和图2B之间的共同元件用共同元件编号示出且在本文中将不进行重复描述。
输出滤波器电路34可包含驱动器级电路40(记作“驱动器”)、功率级开关电路42和LC滤波器电路44。功率级开关电路42包含串联耦合在被配置成接收输入电压VIN的节点46与接地GND之间的高侧开关HSW和低侧开关LSW。驱动器级电路40被配置成接收脉冲串38，并基于脉冲串38的占空比来控制功率级开关电路42以将输入电压VIN耦合到LC滤波器电路44或将输入电压VIN与LC滤波器电路44解耦。在这点上，脉冲串38的占空比使得功率级开关电路42基于开关频率Fsw进行操作。
LC滤波器电路44包含具有电感L0的电感器48和具有电容C0的MLCC 50。值得注意的是，MLCC 50可具有固有等效串联电阻RESR。LC滤波器电路44可耦合到由负载电阻RLOAD表示的负载电路(例如，接收输出电压VOUT的电路)。
当驱动器级电路40驱动功率级开关电路42闭合HSW且断开LSW时，电感器48耦合到节点46以接收可稍微低于输入电压VIN的偏置电压VSW(VSW＝VIN减去HSW的压降)。因此，偏置电压VSW使得电流从节点46流过电感器48以将MLCC 50充电到输出电压VOUT。相比之下，当驱动器级电路40驱动功率级开关电路42断开HSW且闭合LSW时，电感器48耦合到接地GND。因此，MLCC 50放电，并且电流将通过电感器48从MLCC 50流到接地GND。其结果是，LC滤波器电路44在谐振频率f0下谐振，如下面的等式(等式2)中所示。
Figure BDA0003478461700000071
在这点上，LC滤波器电路44表示双极点传递函数且充当频域中的低通滤波器以传递输出电压VOUT。如先前所提及，MLCC 50的缺点中的一个为DC偏置不稳定，这意味着当偏置电压VSW变化时电容C0可能会变化。图2C是提供图2B中的MLCC 50的电容变化随偏置电压VSW而变的示例性图示的图解图。如图2C中所示，当偏置电压VSW增大时，MLCC 50的电容C0减小。相比之下，当偏置电压VSW增大时，MLCC 50的电容C0增大。
根据上面的等式(等式2)，当MLCC 50的电容C0变化时，谐振频率f0可能受到影响。其结果是，LC滤波器电路44的双极点可能朝向图1A和图1B中的虚轴18向右移位或甚至跨越所述虚轴，从而有使现有DC-DC转换器电路30不稳定的风险。尽管有可能用DC偏置不稳定性较小的另一类型的电容器替换MLCC 50，但不利的是，这将意味着放弃MLCC 50的许多有吸引力的特征。因此，可能需要在LC滤波器电路44中采用MLCC 50，同时减轻由MLCC 50造成的DC偏置不稳定性的影响。
在这点上，图3A是根据本公开的实施例被配置成克服图2A的现有DC-DC转换器电路30中的如上文所论述的不稳定性问题的示例性DC-DC转换器电路52的示意图。在下文论述的实例中，DC-DC转换器电路52可为降压调节器电路。值得注意的是，DC-DC转换器电路52还可为DC-DC升压调节器电路或DC-DC降压-升压电路。还应了解，下文中论述的操作原理还可应用于其它类型的DC-DC转换器。DC-DC转换器电路52可类似于现有DC-DC转换器电路30，类似之处在于DC-DC转换器电路52也包含调制器电路54、输出滤波器电路56和补偿器电路58。并且，输出滤波器电路56包含由具有电感L0的电感器62和具有电容C0的MLCC 64形成的LC滤波器电路60。然而，DC-DC转换器电路52不同于现有DC-DC转换器电路30，不同之处在于DC-DC转换器电路52进一步包含控制电路66。如下文所详细论述，控制电路66可被配置成控制补偿器电路58以帮助减轻现有DC-DC转换器电路30中的如上文在图2A-2C中所论述的不稳定性问题。通过在DC-DC转换器电路52中包含控制电路66来减轻不稳定性问题，有可能实现MLCC 64的许多有吸引力的特征，从而有助于减少DC-DC转换器电路52的成本和占用面积。
调制器电路54包含被配置成基于输入波形Vramp和控制电压VCTRL生成脉冲串70的电压比较器68。如图3B中所展示，控制电压VCTRL可使得脉冲串70的占空比变化。
在这点上，图3B是提供输入波形Vramp、控制电压VCTRL和脉冲串70的示例性图示的图解图。如图3B中所示，当控制电压VCTRL从V1增大到V2时，脉冲串70从较窄脉冲宽度W1变到较宽脉冲宽度W2。因此，脉冲串70将从较低占空比转换到较高占空比。
参考图3A，调制器电路54可包含被配置成生成输入波形Vramp的VRAMP生成电路72。图3C是提供图3A的DC-DC转换器电路52中的被配置成生成输入波形Vramp的VRAMP生成电路72的示例性图示的示意图。
在非限制性实例中，VRAMP生成电路72包含RAMPGEN电路74、电阻器Rbase和电容器Cramp。如稍后所论述，电阻器Rbase和电容器Cramp在定义DC-DC转换器电路52的传递函数H(s)的许多参数之中。
返回参考图3A，输出滤波器电路56包含功率级开关电路76和驱动器级电路78(记作“驱动器”)。输出滤波器电路56被配置成基于输入电压VIN和脉冲串70在限定的电压范围(例如，≥3V且≤24V)内生成输出电压VOUT。功率级开关电路76和驱动器级电路78在功能上分别等效于现有DC-DC转换器电路30中的驱动器级电路40和功率级开关电路42。
输出滤波器电路56可耦合到被配置成生成输出电压VOUT的反馈(在下文中被称为“VOUT-FB”)的分压器80。分压器80可包含被配置成划分输出电压VOUT以生成VOUT-FB(VOUT-FB＝VOUT*Rbot/(Rtop+Rbot))的顶部电阻器Rtop和底部电阻器Rbot。
补偿器电路58包含误差放大器82(记作“EA”)和电路84。误差放大器82被配置成接收参考电压VREF以及VOUT-FB，所述参考电压可表示输出电压VOUT的经缩放目标。在非限制性实例中，误差放大器82为具有可配置跨导Gm的跨导放大器。在这点上，误差放大器82基于参考电压VREF和VOUT-FB生成控制电流ICTRL(ICTRL＝Gm*(VOUT-FB-VREF))。
电路84可包含并联耦合到电容器Ccomp2的电阻器Roea。电路84还可包含串联耦合到另一电容器Ccomp的另一电阻器Rcomp。电路84可被配置成基于控制电流ICTRL生成控制电压VCTRL并将控制电压VCTRL提供到电压比较器68。根据较早论述，控制电压VCTRL可改变脉冲串70的占空比且因此改变输出电压VOUT。
在非限制性实例中，DC-DC转换器电路52的传递函数H(S)可用等式(等式3)表示。
Figure BDA0003478461700000091
通过将等式(等式3)求解为在截止频率FC下等于一(1)，有可能用下面的等式(等式4)表达截止频率FC。
Figure BDA0003478461700000092
根据上面的等式(等式4)，截止频率FC与MLCC 64的电容C0成反比。因此，如果电容C0由于MLCC 64的固有DC偏置不稳定性而变化，则截止频率FC可能相应地变化，从而使得DC-DC转换器电路52变得不稳定。因此，为了维持DC-DC转换器电路52的稳定性，可能有必要不管MLCC 64的电容C0如何变化都保持截止频率FC相对稳定。
幸而，等式(等式4)揭示有可能转动多个旋钮以帮助恢复截止频率FC的稳定性。例如，当电容C0由于偏置电压的增大而减小时，有可能增大电阻Rcomp、电阻Rramp和/或电容Cramp以帮助维持截止频率FC的稳定性。然而，为了降低复杂性、成本和/或占用面积，可能需要保持电阻Rcomp、电阻Rramp和电容Cramp固定在DC-DC转换器电路52中。
在这点上，在优选实施例中，控制电路66被配置成调整误差放大器82的可配置跨导Gm以帮助在面临MLCC 64的电容C0变化时保持截止频率FC相对稳定。具体地说，控制电路66可在MLCC 64的电容C0增大时减小可配置跨导Gm。相比之下，控制电路66可在MLCC 64的电容C0减小时增大可配置跨导Gm。
在非限制性实例中，控制电路66可包含查找表(LUT)，其如下文所示，被配置成用于使多个可配置跨导与输出电压VOUT的多个预定义范围相关。
可配置跨导LUT
二进制字 V<sub>OUT</sub>的范围 跨导
00 3V≤V<sub>OUT</sub>&lt;8V 1.00G<sub>m</sub>
01 8V≤V<sub>OUT</sub>&lt;11.2V 0.75G<sub>m</sub>
10 11.2V≤V<sub>OUT</sub>&lt;16V 0.50G<sub>m</sub>
11 16V≤V<sub>OUT</sub>≤24V 0.25G<sub>m</sub>
控制电路66可接收表示输出电压VOUT的预定义范围的二进制字。例如，二进制字“00”表示3V与8V之间的输出电压VOUT的范围，二进制字“01”表示8V与11.2V之间的输出电压VOUT的范围，二进制字“10”表示11.2V与16V之间的输出电压VOUT的范围，并且二进制字“11”表示16V与24V之间的输出电压VOUT的范围。应了解，二进制字可包含更多数字以更细化地表示输出电压VOUT的范围。
因此，基于二进制字，控制电路66可检索对应的可配置跨导Gm。因此，控制电路66可基于所确定的可配置跨导Gm来配置误差放大器82以生成控制电流ICTRL。另外，控制电路还可被配置成将参考电压VREF提供到误差放大器82。
尽管可能优选的是通过基于VOUT-FB仅调整可配置跨导Gm来维持DC-DC转换器电路52的稳定性，但应了解，DC-DC转换器电路52还可被配置成结合调整电阻Rcomp、电阻Rramp和/或电容Cramp而调整可配置跨导Gm。此外，如上面的等式(等式4)中所示，还有可能通过结合或独立于调整可配置跨导Gm、电阻Rcomp、电阻Rramp和/或电容Cramp而调整VOUT-FB和/或电感L0来调整截止频率FC。
本领域的技术人员将认识到对本公开的实施例的改进和修改。所有此类改进和修改都认为是在本文公开的概念和以下权利要求的范围内。

Claims (20)

1.一种直流到直流(DC-DC)转换器电路，其包括：
调制器电路，其被配置成基于输入波形和控制电压生成脉冲串；
输出滤波器电路，其耦合到所述调制器电路且被配置成基于输入电压和所述脉冲串在限定的电压范围内生成输出电压；
补偿器电路，其具有可配置跨导且被配置成生成所述控制电压并将所述控制电压提供到所述调制器电路；以及
控制电路，其耦合到所述输出滤波器电路和所述补偿器电路且被配置成：
从所述输出滤波器电路接收所述输出电压的反馈；
基于所述输出电压的所述反馈来确定所述可配置跨导；以及
基于所确定的可配置跨导来配置所述补偿器电路以生成所述控制电压。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路被进一步配置成：
当所述输出电压的所述反馈增大时，减小所述补偿器电路的所述可配置跨导；以及
当所述输出电压的所述反馈减小时，增大所述补偿器电路的所述可配置跨导。
3.根据权利要求1所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路被进一步配置成从查找表(LUT)检索所述可配置跨导，所述查找表被配置成使多个可配置跨导分别与所述输出电压的多个预定义范围相关。
4.根据权利要求3所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路被进一步配置成：
接收表示所述输出电压的所述多个预定义范围之中的所述输出电压的预定义范围的二进制字；以及
从所述LUT检索与由所述二进制字表示的所述输出电压的所述预定义范围相对应的所述可配置跨导。
5.根据权利要求1所述的DC-DC转换器电路，其中所述补偿器电路包括：
误差放大器，其具有所述可配置跨导且被配置成基于所述输出电压的所述反馈和表示所述输出电压的经缩放目标的参考电压而生成控制电流；以及
被配置成基于所述控制电流生成所述控制电压并将所述控制电压提供到所述调制器电路的电路。
6.根据权利要求5所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路被进一步配置成基于所确定的可配置跨导而控制所述误差放大器生成所述控制电流。
7.根据权利要求6所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路被进一步配置成：
当所述输出电压大于或等于3V且小于8V时，基于第一跨导而控制所述误差放大器生成所述控制电流；
当所述输出电压大于或等于8V且小于11.2V时，基于比所述第一跨导低百分之二十五(25％)的第二跨导而控制所述误差放大器生成所述控制电流；
当所述输出电压大于或等于11.2V且小于16V时，基于比所述第二跨导低25％的第三跨导而控制所述误差放大器生成所述控制电流；以及
当所述输出电压大于或等于16V且小于或等于24V时，基于比所述第三跨导低25％的第四跨导而控制所述误差放大器生成所述控制电流。
8.根据权利要求6所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路被进一步配置成生成所述参考电压并将所述参考电压提供到所述误差放大器。
9.根据权利要求5所述的DC-DC转换器电路，其中所述输出滤波器电路包括：
电感器-电容器(LC)滤波器电路，其被配置成基于所述输入电压将所述输出电压调节到所述限定的电压范围；
功率级开关电路，其被配置成将所述输入电压耦合到所述LC滤波器电路或将所述输入电压与所述LC滤波器电路解耦；以及
驱动器级电路，其被配置成基于所述脉冲串的占空比来驱动所述功率级开关电路。
10.根据权利要求9所述的DC-DC转换器电路，其中所述补偿器电路被进一步配置成改变所述控制电压以使得所述调制器电路改变所述脉冲串的所述占空比。
11.根据权利要求9所述的DC-DC转换器电路，其中所述LC滤波器电路包括产生与所述输出电压成反比的电容的多层陶瓷电容器(MLCC)。
12.根据权利要求11所述的DC-DC转换器电路，其对应于与所述误差放大器的所述可配置跨导成比例且与所述MLCC的所述电容成反比的截止频率。
13.根据权利要求5所述的DC-DC转换器电路，其中所述误差放大器被进一步配置成：
响应于所述输出电压与所述参考电压之间的差分的增大而增大所述控制电流；以及
响应于所述输出电压与所述参考电压之间的所述差分的减小而减小所述控制电流。
14.一种直流到直流(DC-DC)转换器电路，其包括：
调制器电路，其被配置成基于输入波形和控制电压生成脉冲串；
输出滤波器电路，其包括基于电感器和多层陶瓷电容器(MLCC)形成的电感器-电容器(LC)滤波器电路，所述输出滤波器电路被配置成基于输入电压和所述脉冲串在限定的电压范围内生成输出电压；
补偿器电路，其具有可配置跨导且被配置成生成所述控制电压并将所述控制电压提供到所述调制器电路；以及
控制电路，其耦合到所述输出滤波器电路和所述补偿器电路且被配置成：
从所述输出滤波器电路接收所述输出电压的反馈；
基于所述输出电压的所述反馈来确定所述可配置跨导；以及
基于所确定的可配置跨导来配置所述补偿器电路以生成所述控制电压。
15.根据权利要求14所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路被进一步配置成：
当所述输出电压的所述反馈增大时，减小所述补偿器电路的所述可配置跨导；以及
当所述输出电压的所述反馈减小时，增大所述补偿器电路的所述可配置跨导。
16.根据权利要求14所述的DC-DC转换器电路，其中所述控制电路被进一步配置成从查找表(LUT)检索所述可配置跨导，所述查找表被配置成使多个可配置跨导分别与所述输出电压的多个预定义范围相关。
17.根据权利要求14所述的DC-DC转换器电路，其中所述补偿器电路包括：
误差放大器，其具有所述可配置跨导且被配置成基于所述输出电压的所述反馈和表示所述输出电压的经缩放目标的参考电压而生成控制电流；以及
被配置成基于所述控制电流生成所述控制电压并将所述控制电压提供到所述调制器电路的电路。
18.根据权利要求17所述的DC-DC转换器电路，其中所述输出滤波器电路包括：
LC滤波器电路，其被配置成基于所述输入电压将所述输出电压调节到所述限定的电压范围；
功率级开关电路，其被配置成将所述输入电压耦合到所述LC滤波器电路或将所述输入电压与所述LC滤波器电路解耦；以及
驱动器级电路，其被配置成基于所述脉冲串的占空比来驱动所述功率级开关电路。
19.根据权利要求18所述的DC-DC转换器电路，其中所述MLCC产生与所述输出电压成反比的电容。
20.根据权利要求19所述的DC-DC转换器电路，其对应于与所述误差放大器的所述可配置跨导成比例且与所述MLCC的所述电容成反比的截止频率。
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