CN114374317B - 高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路 - Google Patents

高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，包括比较器COMP1、比较器COMP2、比较器COMP3、反相器INV、开关S1至S4、电流源IS1与电源漏ID1、电流源IS2与电源漏ID2、电容CCtrl、压控震荡器VCO、开启电压Vgs调整模块、电荷泵模块以及电荷泵模块内部的MOS管宽长比选择模块。相比于现有技术中的SFM方案与MCW方案，本发明能够在高开关频率电荷泵上实现更好的电压上冲/下冲快速恢复的效果。

Description

高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路
技术领域
本发明涉及电子技术领域，具体涉及一种高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路。
背景技术
随着芯片内部集成电源越来越普遍，面积成为芯片内部电源的主要考虑因素之一，由于电荷泵易于集成在芯片内的缘故，使其成为芯片内部电源最好的选择，而高开关频率电荷泵可以减少电荷泵的飞电容的容值，从而减小电荷泵的面积，因此高开关频率电荷泵成为片上电源的趋势。而多功能片上集成***会从电源中吸收大量且经常变化的电流，因此会导致电源电压的上冲和下冲。电压上冲/下冲恢复时间长、电压上冲/下冲的电压幅度大，会降低片上集成***的性能，甚至会导致片上集成***的故障。所以高开关频率、电压恢复时间短的电荷泵成为值得研究的一个命题。
论文《An Integrated DC–DC Converter With Segmented FrequencyModulation and Multiphase Co-Work Control for Fast Transient Recovery》提供了一种基于PFM 控制的电荷泵的输出电压快速恢复方案，但其方案并不适用于高开关频率电荷泵。
该论文中提及的两种减小电压恢复时间的方案分别为：SFM(SegmentedFrequency Modulation，分段频率调节)与MCW(Multiphase Co-Work，多相共同工作)，现说明这两种方案存在的问题：
首先电压上冲/下冲恢复时间是与输出电压Rout有关：Rout越大，电压上冲恢复时间越小；Rout越小，电压下冲恢复时间越小。一般而言，电荷泵的输出电阻Rout是由两部分组成，一部分为RSSL，另一部分为RFSL。其中RSSL与开关频率、飞电容成反比关系；RFSL与导通电阻成正比关系。根据论文《Analysis and Optimization of Switched-Capacitor DC–DCConverters》中的描述可以知道：在开关高于一定的频率下Rout已经由RFSL主导。
SFM方案中通过调节开关频率fi来增加Rout以缩短电压上冲的恢复时间，可以判断该方案是基于调节RSSL，但依照论文《Analysis and Optimization of Switched-Capacitor DC–DC Converters》中Fig.10所示，在高于一定的开关频率的前提下，Rout已经由RFSL主导，此时仅仅依靠调节RSSL以缩短上冲电压恢复时间的效果是不明显的。
MCW方案中通过多相共同工作使得多个飞电容并联以增加飞电容的容值，由此减小Rout以缩短电压下冲的恢复时间，但依照论文《Analysis and Optimization ofSwitched-Capacitor DC–DC Converters》中Fig.10所示，在高于一定的开关频率的前提下，Rout已经由RFSL主导，此时仅仅依靠调节RSSL以缩短下冲电压恢复时间的效果同样是不明显的。
该论文中SFM技术与MCW技术都是基于调节RSSL以此来获得较好效果的电压恢复能力，但是在高开关频率的前提下，输出电阻Rout已经由RFSL占主导地位，因此在高开关频率的前提下仅仅依靠调节RSSL已经无太好的缩短输出电压上冲/下冲恢复时间的效果。
发明内容
本发明的目的是提供一种高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，用以解决现有技术中缩短输出电压上冲/下冲恢复时间的技术手段在高开关频率的前提下效果差的问题。
为了实现上述任务，本发明采用以下技术方案：
一种高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，包括比较器COMP1、比较器 COMP2、比较器COMP3、反相器INV、开关S1至S4、电流源IS1与电源漏ID1、电流源IS2与电源漏ID2、电容CCtrl、压控震荡器VCO、开启电压Vgs调整模块、电荷泵模块以及电荷泵模块内部的MOS管宽长比选择模块，其中：
比较器COMP1的正端输入连接输出电压Vout，负端输入连接参考电压VREF，其钟控端连接时钟信号CLKcomp1，输出端一方面直接连接至S2，另一方面通过反相器INV连接至S1；比较器COMP2的正端输入连接参考电压VL，负端输入连接Vout，输出端向开启电压Vgs调整模块输出开启电压调整信号；比较器COMP3 的正端输入连接参考电压VH，负端输入连接Vout，输出端连接至MOS管宽长比选择模块输出宽长比调整信号；
开关S1串联在电源端VDD与电流源IS1之间，开关S2串联在电流源IS1与电流漏ID1之间，S1、S2均由比较器COMP1控制；开关S3串联在电源极VDD 与电流源IS2之间，由比较器COMP2控制；开关S4串联在电流源IS2与电流漏 ID2之间，由比较器COMP3控制；
电流源IS1串联在开关S1与开关S2之间，由开关S1控制；电流漏ID1串联在开关S2与地端之间，由开关S2控制；电流源IS2串联在S3与S4之间，由开关S3控制：电流漏ID2串联在开关S4与地端之间，由开关S4控制；
电容CCtrl一端连接至地端，另一端连接至压控震荡器VCO的输入端；
压控震荡器VCO的输入端连接在电流源IS1与S2之间、电流源IS2与S4之间，并连接所述电容CCtrl；压控振荡器VCO输出端同时输出多个相位的时钟信号至开启电压Vgs调整模块，用于调节电荷泵模块的时钟频率；
开启电压Vgs调整模块的输入端接收压控震荡器VCO产生的多相时钟信号以及COMP2产生的开启电压调整信号，其输出端输出多相时钟信号给电荷泵模块中的MOS管宽长比选择模块；
电荷泵模块接收开启电压Vgs调整模块输出的多相时钟信号，传递至MOS 管宽长比选择模块，同时MOS管宽长比选择模块接收来自于COMP3产生的宽长比调整信号，MOS管宽长比选择模块用于减少电荷泵模块内开关管的宽长比；电荷泵模块输出端为输出电压Vout。
进一步地，当比较器COMP1输出为低电平时，S1闭合而S2断开；当比较器COMP1输出为高电平时，S1断开而S2闭合；当比较器COMP2输出高电平时，S3闭合；当比较器COMP2输出低电平，S3断开；当比较器COMP3输出高电平时，S4闭合；当比较器COMP3输出低电平，S4断开。
进一步地，当S1闭合之后，电流源IS1开始工作；当S1断开之后，电流源 IS1停止工作；当S2闭合之后，电流漏ID1开始工作；当S2断开之后，电流漏ID1停止工作；当S3闭合之后，电流源IS2开始工作；当S3断开之后，电流源IS2停止工作；当S4闭合之后，电流漏ID2开始工作；当S4断开之后，电流漏ID2停止工作。
进一步地，电容CCtrl上的电压VCtrl用于控制压控震荡器VCO的输出频率，其电压由IS1、ID1、IS2、ID2控制。
进一步地，开启电压Vgs调整模块包括：MOS管M1、MOS管M2、电容C1、电容C2、反相器INVA、反相器INVB、开关S5、开关S6，其中：
M1源极连接电源极VDD，漏极连接电容C1，栅极连接电容C2；M2源极连接电源极VDD，漏极连接电容C2，栅极连接电容C1；电容C1一端连接M1 的漏极，一端连接反相器INVA的输出端；电容C2一端连接M2的漏极，一端连接反相器INVB的输出端；
反相器INVA输入端连接时钟信号CLKA，此时钟信号是由VCO输出端输出多相中的1相；输出端连接电容C1的另一端；反相器INVB输入端连接时钟 CLKB，此时钟是由CLKA逻辑取反后产生；输出端连接电容C2的另一端；
开关S5串联在电源极V_H_1与反相器INVA、反相器INVB的供电端之间，开关S6串联在电源极V_H_2与反相器INVA、反相器INVB的供电端之间；开关S5、S6均受开启电压调整信号控制。
进一步地，当开启电压调整信号为高电平时，S5断开而S6闭合，V_H_2为反相器INVA、反相器INVB供电；当开启电压调整信号为低电平时，S5闭合而 S6断开，V_H_1为反相器INVA、反相器INVB供电。
进一步地，当开启电压调整信号为高电平时，M1漏极输出的输出时钟信号 CLK在[VDD-(V_H_2),VDD]范围内；当开启电压调整信号为低电平时，输出时钟信号CLK在[VDD-(V_H_1)，VDD]范围内。
进一步地，MOS管宽长比选择模块包括：开关管M3、开关S7、开关S8；其中：
CLK是开启电压Vgs调整模块的输出时钟信号，开关S7串联在CLK与晶体管M32、晶体管M33、晶体管M34的栅极之间；开关S8串联在电源端VDD 与晶体管M32、晶体管M33、晶体管M34栅极之间；S7、S8均受宽长比调整信号控制；M31、M32、M33、M34并联构成开关M3管；
开关M3管的漏极以及源极都连接至电荷泵模块的其他节点；M31栅极连接至CLK；当宽长比调整信号为高电平时，M32、M33、M34栅极连接至VDD；当宽长比调整信号为低电平时，M32、M33、M34栅极连接至CLK。
进一步地，当宽长比调整信号为高电平时，S7关断而S8开启；当宽长比调整信号为低电平时，S7闭合而S8关断。
有技术相比，本发明具有以下技术特点：
1.本发明在基于PFM控制的高开关频率的电荷泵中，通过提高开关MOS管的开启电压来减小Ron以此减小RFSL从而减小Rout来缩短电荷泵输出电压下冲的电压恢复时间。
2.本发明在基于PFM控制的高开关频率的电荷泵中，通过选择开关MOS管宽长比以间接减小开关MOS管尺寸来增大Ron以此增大RFSL从而增大Rout来缩短电荷泵输出电压上冲的电压恢复时间。
3.相比于SFM(Segmented Frequency Modulation，分段频率调节)与MCW(Multiphase Co-Work，多相共同工作)，本方案能够在高开关频率电荷泵上实现更好的电压上冲/下冲快速恢复的效果。
附图说明
图1为本发明的高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路图；
图2为开启电压Vgs调整模块电路示意图；
图3为MOS管宽长比调整模块电路示意图；
图4为本发明中的开启电压Vgs调整模块与MCW(Multiphase Co-Work，多相共同工作)的电压下冲仿真对比图；
图5为MOS管宽长比调整模块与SFM(Segmented Frequency Modulation，分段频率调节)上冲仿真对比图。
具体实施方式
参见图1，本发明提供的一种高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，包括比较器COMP1、比较器COMP2、比较器COMP3、反相器INV、开关S1至S4、电流源IS1与电源漏ID1、电流源IS2与电源漏ID2、电容CCtrl、压控震荡器VCO、开启电压Vgs调整模块、电荷泵模块以及电荷泵模块内部的MOS管宽长比选择模块，其中：
比较器COMP1的正端输入连接输出电压Vout，负端输入连接参考电压VREF，其钟控端连接时钟信号CLKcomp1，输出端一方面直接连接至S2，另一方面通过反相器INV连接至S1。比较器COMP2的正端输入连接参考电压VL，负端输入连接Vout，输出端向开启电压Vgs调整模块输出开启电压调整信号。比较器COMP3 的正端输入连接参考电压VH，负端输入连接Vout，输出端连接至MOS管宽长比选择模块输出宽长比调整信号。
开关S1串联在电源端VDD与电流源IS1之间，由比较器COMP1来控制：当比较器COMP1输出为低电平时，S1闭合；当比较器COMP1输出为高电平时，S1断开。开关S2串联在电流源IS1与电流漏ID1之间，由比较器COMP1来控制：当比较器COMP1输出为高电平时，S2闭合；当比较器COMP1输出为低电平时，S2断开。开关S3串联在电源极VDD与电流源IS2之间，由比较器COMP2 来控制：当比较器COMP2输出高电平时，S3闭合；当比较器COMP2输出低电平，S3断开。开关S4串联在电流源IS2与电流漏ID2之间，由比较器COMP3控制：当比较器COMP3输出高电平时，S4闭合；当比较器COMP3输出低电平， S4断开。
电流源IS1串联在开关S1与开关S2之间，由开关S1控制：当S1闭合之后，电流源IS1开始工作；当S1断开之后，电流源IS1停止工作。电流漏ID1串联在开关S2与地端之间，由开关S2控制：当S2闭合之后，电流漏ID1开始工作；当 S2断开之后，电流漏ID1停止工作。电流源IS2串联在S3与S4之间，由开关S3 控制：当S3闭合之后，电流源IS2开始工作；当S3断开之后，电流源IS2停止工作。电流漏ID2串联在开关S4与地端之间，由开关S4控制：当S4闭合之后，电流漏ID2开始工作；当S4断开之后，电流漏ID2停止工作。
电容CCtrl用来稳定压控振荡器VCO的输入电压VCtrl；电容CCtrl一端连接至地端，另一端连接至压控震荡器VCO的输入端；电容CCtrl上的电压VCtrl能够控制压控震荡器VCO的输出频率，其电压由IS1、ID1、IS2、ID2控制。
压控震荡器VCO的输入端连接在电流源IS1与S2之间、电流源IS2与S4之间，并连接所述电容CCtrl；压控振荡器VCO输入电容CCtrl上的电压VCtrl，输出端同时输出4个相位的时钟信号至开启电压Vgs调整模块，用于调节电荷泵模块的时钟频率。
开启电压Vgs调整模块用于提高电荷泵模块内开关管的开启电压；开启电压 Vgs调整模块的输入端接收压控震荡器VCO产生的4相时钟信号以及COMP2产生的开启电压调整信号，开启电压Vgs调整模块的输出端输出4相时钟信号给电荷泵模块中的MOS管宽长比选择模块。
电荷泵模块则用于输出一个固定倍率的输出电压Vout。电荷泵模块接收开启电压Vgs调整模块的4相时钟信号，传递至MOS管宽长比选择模块，在此同时MOS管宽长比选择模块接收来自于COMP3产生的宽长比调整信号，MOS管宽长比选择模块用于减少电荷泵模块内开关管的宽长比；电荷泵模块输出端为输出电压Vout分别连接比较器COMP1正端输入，COMP2负端输入，COMP3正端输入。
作为上述技术方案的进一步说明，本方案中：
参见图2，为开启电压Vgs调整模块的结构示意图。开启电压Vgs调整模块具体包括：
MOS管M1、MOS管M2、电容C1、电容C2、反相器INVA、反相器INVB、开关S5、开关S6，其中：
M1源极连接电源极VDD，漏极连接电容C1，栅极连接电容C2；M2源极连接电源极VDD，漏极连接电容C2，栅极连接电容C1。电容C1一端连接M1 的漏极，一端连接反相器INVA的输出端。电容C2一端连接M2的漏极，一端连接反相器INVB的输出端。
反相器INVA输入端连接时钟信号CLKA，此时钟信号是由VCO输出端输出4相中的1相；输出端连接电容C1的另一端。反相器INVB输入端连接时钟 CLKB，此时钟是由CLKA逻辑取反后产生；输出端连接电容C2的另一端。
开关S5串联在电源极V_H_1与反相器INVA、反相器INVB的供电端之间，受开启电压调整信号控制；当开启电压调整信号为高电平时，S5断开；当开启电压调整信号为低电平时，S5闭合；因此当开启电压调整信号为低电平时， V_H_1为反相器INVA、反相器INVB供电。开关S6串联在电源极V_H_2与反相器INVA、反相器INVB的供电端之间，受开启电压调整信号控制；当开启电压调整信号为高电平时，S6闭合；当开启电压调整信号为低电平时，S6断开；因此当开启电压调整信号为高电平时，V_H_2为反相器INVA、反相器INVB供电。
当开启电压调整信号为高电平时，M1漏极输出的输出时钟信号CLK在 [VDD-(V_H_2),VDD]范围内；当开启电压调整信号为低电平时，输出时钟信号 CLK在[VDD-(V_H_1)，VDD]范围内。若电荷泵模块内开关PMOS管源极连接至图2中VDD，则电荷泵模块内开关PMOS管的开启电压会由V_H_1变化至 V_H_2(注:V_H_2>V_H_1，图2是针对电荷泵模块内开关PMOS管而设计的，但电荷泵模块内开关NMOS管利用类似原理可以实现同样的效果。以上M1漏极输出的输出时钟信号CLK是4相输出信号中的1相，由于4相时钟信号是4 个电路结构相同，工作过程相同但产生时间不同的4个信号，因此只讨论1相，下面讨论同理。
参见图3，为MOS管宽长比选择模块电路图；MOS管宽长比选择模块具体包括：开关管M3、开关S7、开关S8。其中：
CLK是开启电压Vgs调整模块的输出时钟信号，开关S7串联在CLK与晶体管M32、晶体管M33、晶体管M34的栅极之间；当宽长比调整信号为高电平时，S7关断；当宽长比调整信号为低电平时，S7闭合。开关S8串联在电源端 VDD与晶体管M32、晶体管M33、晶体管M34栅极之间；当宽长比调整信号为高电平时，S8开启；当宽长比调整信号为低电平时，S8关断。
开关M3管(注：M3管是由4个晶体管M31、M32、M33、M34并联而成，代指电荷泵模块内部的所有开关PMOS管)的漏极以及源极都连接至电荷泵模块的其他节点；M31栅极连接至CLK；当宽长比调整信号为高电平时，M32、M33、 M34栅极连接至VDD；当宽长比调整信号为低电平时，M32、M33、M34栅极连接至CLK；图3显示了电荷泵模块内部的开关PMOS管宽长比选择，但类似于电荷泵模块内部的开关PMOS管的做法也可以让电荷泵模块内部的开关NMOS 管有类似功能。
本发明电路***的原理如下：
由论文《Analysis and Optimization of Switched-Capacitor DC–DCConverters》可知电荷泵的输出电阻Rout由两部分组成，一部分为低频损失电阻RSSL，另一部分为高频损失电阻RFSL。输出电阻Rout的具体表达式如下：
Figure BDA0003425720450000081
其中低频损失电阻RSSL与开关频率、飞电容成反比。高频损失电阻RFSL与电荷泵内开关管的导通电阻Ron成正比。
一般而言，当开关频率高至一定程度时，输出电阻Rout已经不由低频损失电阻RSSL主导，而是由高频损失电阻RFSL主导。此时想要通过调整低频损失电阻 RSSL来获得较好的电压快速恢复能力是不现实的，因此为了获得更好的电压上冲 /下冲恢复能力，需要从高频损失电阻RFSL考虑。不难知道，RFSL和电荷泵模块内部的开关管的导通电阻Ron有关，开关管的导通电阻一般可以由下式表示：
Figure BDA0003425720450000091
其中W/L是MOS管宽长比，μ是MOS管电子迁移率，Cox是MOS管栅氧层电容，Vgs是MOS管开启电压，VthMOS管是阈值电压。式(2)中可以推断电荷泵模块内开关管的开启电压Vgs与电荷泵模块内开关管的宽长比W/L都与导通电阻成反比，因此可以从开关管的开启电压与开关管的宽长比W/L考虑。
本发明的工作过程如下：
当VL<Vout<VH时，比较器COMP1通过不断开关S1与S2，使电流源IS1与电流漏ID1不断对CCtrl充放电，使VCtrl稳定在某个电压值，从而使VCO输出的时钟频率稳定，进而使Vout稳定在VREF附近，此时认为电路处于稳定工作状态，此时比较器COMP2、比较器COMP3都是输出低电平，即开启电压调整信号与宽长比调整信号都是输出低电平，两个模块不工作。
当Vout<VL时,此时比较器COMP2输出高电平，即开启电压调整信号为高电平，此时电流源IS2开始对电容CCtrl充电(辅助作用，用于调整频率)且开启电压 Vgs模块开始工作，根据图2电路结构可知：开启电压Vgs模块使输出时钟CLK 的范围从[VDD-(V_H_1)，VDD]变至[VDD-(V_H_2),VDD]，当电荷泵模块内开关 PMOS管源极连接至图2中VDD，电荷泵模块内开关PMOS管的开启电压会从 V_H_1升至V_H_2(电荷泵模块内开关NMOS管利用类似原理可以实现同样的效果)。此时电荷泵模块内部开关管开启电压变大，以此使得RFSL减小从而使输出电阻Rout变小，电压下冲恢复能力变强。
当Vout>VH时，此时比较器COMP3输出高电平，即宽长比调整信号为高电平，此时电流漏IS2开始对电容放电(辅助作用，用于调整频率)且电荷泵模块内部的MOS管宽长比选择模块开始工作，根据图3电路结构可知：通过选择VDD 作为开关PMOS管的栅极驱动时钟，而不是选择开启电压Vgs模块使输出时钟 CLK作为开关PMOS管的栅极驱动时钟，电荷泵模块内的开关管宽长比会从W/L 变为W/4L(电荷泵模块内部的开关PMOS管的做法也可以让电荷泵模块内部的开关NMOS管有类似功能)。此时电荷泵模块内部开关管宽长比变小，以此使得RFSL变大从而使输出电阻Rout变大，电压上冲恢复能力变强。
实施例：
参见图4，从图4中可以看出，在50M-250M的高频率开关下，MCW (Multiphase Co-Work，多相共同工作)的确对电压恢复的影响不大，即调节低频损失电阻RSSL不能取得较好的效果。相反的，在高频的情况下调节开关管的开启电压(即调节高频损失电阻RFSL)是有效果的。在MCW(Multiphase Co- Work，多相共同工作)的恢复方式下电压恢复时间是37.172ns，这与仅频率调节的恢复方式下的恢复时间相差无几，但在开启电压Vgs模块的作用下电压下冲恢复时间则缩短至11.595ns。
从图5中可以看出，在使用SFM(Segmented Frequency Modulation，分段频率调节)的恢复方式下电压恢复时间是1.09u，而在宽长比选择模块的作用下电压上冲恢复时间则缩短至24.004ns。
以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，其特征在于，包括比较器COMP1、比较器COMP2、比较器COMP3、反相器INV、开关S1至S4、电流源IS1与电源漏ID1、电流源IS2与电源漏ID2、电容CCtrl、压控震荡器VCO、开启电压Vgs调整模块、电荷泵模块以及电荷泵模块内部的MOS管宽长比选择模块，其中：
比较器COMP1的正端输入连接输出电压Vout，负端输入连接参考电压VREF，其钟控端连接时钟信号CLKcomp1，输出端一方面直接连接至S2，另一方面通过反相器INV连接至S1；比较器COMP2的正端输入连接参考电压VL，负端输入连接Vout，输出端向开启电压Vgs调整模块输出开启电压调整信号；比较器COMP3的负端输入连接参考电压VH，正端输入连接Vout，输出端连接至MOS管宽长比选择模块输出宽长比调整信号；
开关S1串联在电源极VDD与电流源IS1之间，开关S2串联在电流源IS1与电流漏ID1之间，S1、S2均由比较器COMP1控制；开关S3串联在电源极VDD与电流源IS2之间，由比较器COMP2控制；开关S4串联在电流源IS2与电流漏ID2之间，由比较器COMP3控制；
电流源IS1串联在开关S1与开关S2之间，由开关S1控制；电流漏ID1串联在开关S2与地端之间，由开关S2控制；电流源IS2串联在S3与S4之间，由开关S3控制：电流漏ID2串联在开关S4与地端之间，由开关S4控制；
电容CCtrl一端连接至地端，另一端连接至压控震荡器VCO的输入端；
压控震荡器VCO的输入端连接在电流源IS1与S2之间、电流源IS2与S4之间，并连接所述电容CCtrl；压控振荡器VCO输出端同时输出多个相位的时钟信号至开启电压Vgs调整模块，用于调节电荷泵模块的时钟频率；
开启电压Vgs调整模块的输入端接收压控震荡器VCO产生的多相时钟信号以及COMP2产生的开启电压调整信号，其输出端输出多相时钟信号给电荷泵模块中的MOS管宽长比选择模块；
电荷泵模块接收开启电压Vgs调整模块输出的多相时钟信号，传递至MOS管宽长比选择模块，同时MOS管宽长比选择模块接收来自于COMP3产生的宽长比调整信号，MOS管宽长比选择模块用于减少电荷泵模块内开关管的宽长比；电荷泵模块输出端为输出电压Vout。
2.根据权利要求1所述的高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，其特征在于，当比较器COMP1输出为低电平时，S1闭合而S2断开；当比较器COMP1输出为高电平时，S1断开而S2闭合；当比较器COMP2输出高电平时，S3闭合；当比较器COMP2输出低电平，S3断开；当比较器COMP3输出高电平时，S4闭合；当比较器COMP3输出低电平，S4断开。
3.根据权利要求1所述的高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，其特征在于，当S1闭合之后，电流源IS1开始工作；当S1断开之后，电流源IS1停止工作；当S2闭合之后，电流漏ID1开始工作；当S2断开之后，电流漏ID1停止工作；当S3闭合之后，电流源IS2开始工作；当S3断开之后，电流源IS2停止工作；当S4闭合之后，电流漏ID2开始工作；当S4断开之后，电流漏ID2停止工作。
4.根据权利要求1所述的高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，其特征在于，电容CCtrl上的电压VCtrl用于控制压控震荡器VCO的输出频率，其电压由IS1、ID1、IS2、ID2控制。
5.根据权利要求1所述的高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，其特征在于，开启电压Vgs调整模块包括：MOS管M1、MOS管M2、电容C1、电容C2、反相器INVA、反相器INVB、开关S5、开关S6，其中：
M1源极连接电源极VDD，漏极连接电容C1的一端，栅极连接电容C2的一端；M2源极连接电源极VDD，漏极连接电容C2的一端，栅极连接电容C1的一端；电容C1一端连接M1的漏极，另一端连接反相器INVA的输出端；电容C2一端连接M2的漏极，另一端连接反相器INVB的输出端；
反相器INVA输入端连接时钟信号CLKA，此时钟信号是由VCO输出端输出多相中的1相；INVA的输出端连接电容C1的另一端；反相器INVB输入端连接时钟信号CLKB，此时钟信号是由CLKA逻辑取反后产生；INVB的输出端连接电容C2的另一端；
开关S5串联在电源极V_H_1与反相器INVA、反相器INVB的供电端之间，开关S6串联在电源极V_H_2与反相器INVA、反相器INVB的供电端之间；开关S5、S6均受开启电压调整信号控制。
6.根据权利要求5所述的高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，其特征在于，当开启电压调整信号为高电平时，S5断开而S6闭合，V_H_2为反相器INVA、反相器INVB供电；当开启电压调整信号为低电平时，S5闭合而S6断开，V_H_1为反相器INVA、反相器INVB供电。
7.根据权利要求5所述的高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，其特征在于，当开启电压调整信号为高电平时，M1漏极输出的输出时钟信号CLK在[VDD-(V_H_2),VDD]范围内；当开启电压调整信号为低电平时，输出时钟信号CLK在[VDD-(V_H_1)，VDD]范围内。
8.根据权利要求1所述的高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，其特征在于，所述MOS管宽长比选择模块包括：开关管M3、开关S7、开关S8；其中：
CLK是开启电压Vgs调整模块的输出时钟信号，开关S7串联在CLK与晶体管M32、晶体管M33、晶体管M34的栅极之间；开关S8串联在电源极VDD与晶体管M32、晶体管M33、晶体管M34栅极之间；S7、S8均受宽长比调整信号控制；M31、M32、M33、M34并联构成开关管M3；
开关管M3的漏极以及源极都连接至电荷泵模块的其他节点；M31栅极连接至CLK；当宽长比调整信号为高电平时，M32、M33、M34栅极连接至VDD；当宽长比调整信号为低电平时，M32、M33、M34栅极连接至CLK。
9.根据权利要求8所述的高开关频率电荷泵的电压快速恢复电路，其特征在于，当宽长比调整信号为高电平时，S7关断而S8开启；当宽长比调整信号为低电平时，S7闭合而S8关断。
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