CN114372434B - 一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器及其设计方法 - Google Patents

一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器及其设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器，包括双频功分器、载波功率放大模块、峰值功率放大模块和合路阻抗匹配网络，利用左右手复合线理论构建了双频功分器和双频阻抗逆变器。其中双频功分器实现任意两个频段的功率分配，同时能在只使用一级威尔金森功分器结构的同时，扩大两个工作频段的带宽；利用左右手传输线理论的阻抗逆变器能够不在改变整体结构的基础上任意选择工作的两个频段，同时两个工作频段的带宽都能够得到一定的扩展。

Description

一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器及其 设计方法
技术领域
本发明属于微波射频通信领域，具体是一种射频功率放大器，尤其涉及一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器。
背景技术
射频功率放大器是射频通信前端的关键组件，5G通信具有调制复杂、大带宽和信号峰均比高的特点，对功率放大器的带宽和效率提出了更高要求。采用负载调制技术的Doherty功放具有回退效率高和线性度好的优良特性。通过研究并发双频阻抗逆变器，代替Doherty功放中限制工作带宽的1/4波长线，达到拓展带宽的目的。由于占用空间少、功耗低等优点，多频带射频功率放大器在近年来受到广泛关注。最早期的多频放大器主要通过安装多个不同频段的放大器并使用单刀多掷开关或使用一个专门设计的宽带负载网络覆盖整个频段来实现。随着器件的小型化、成本降低，前者高额的成本、过大的尺寸和较低的工作效率越来越难以满足相关产业的要求；而后者想要在一个宽带范围内获得高效率相当困难。
针对目前技术中存在的困难，有必要进行研究，来实现一种简单的双频结构来代替传统1/4波长线，并在此基础上提出一种在保证回退效率情况下的双频Doherty功率放大器，并且使其能在5G频段下进行工作。
发明内容
为了克服现有技术中存在的技术缺陷，本发明提出了一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器及其设计方法，采用同样应用左右手复合传输线结构的双频功分器，T型微带结构和串联微带线构成的双频输入输出匹配网络，多级阶跃微带线串联的合路输出匹配网络扩展带宽，复合左右手传输线结构组成的双频阻抗逆变器实现在5G工作频段内能够保证回退效率和足够的饱和效率。
为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案如下：
一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器，包括双频功分器、载波功率放大模块、峰值功率放大模块、双频阻抗逆变器、合路输出匹配网络。
所述双频功分器，输入端与射频信号输出端连接，输出端分别与载波功率放大模块和峰值功率放大器模块输入端连接。
所述载波功率放大器模块包括载波输入匹配/偏置网络、载波功率放大器、载波输出匹配/偏置网络和双频阻抗逆变器。
所述峰值功率放大器模块包括峰值功放相位补偿线、峰值输入匹配/偏置网络、峰值功率放大器和峰值输出匹配/偏置网络。
所述合路输出匹配网络包括三节阶跃式阻抗匹配微带线。
作为优选的技术方案，所述双频功分器由微带由TL1～TL15,弧形微带线Curve1～Curve4，电容C1～C6,电阻R1组成，其中微带线TL1一端作为端口1，另外一段与TL2、TL3的一端连接。微带线TL14、TL15一端作为端口2和端口3，另一端分别与TL12、TL13的一端相连。微带线TL2、弧形微带线Curve1、微带线TL5、电容C1、C2、C3、微带线TL10、弧形微带线Curve3、TL12依次串联构成功分器的一路，微带线TL3、弧形微带线Curve2、微带线TL14、电容C4、C5、C6、微带线TL11、弧形微带线Curve4、TL13依次串联构成功分器的另一路。电容C1和C2之间，C2和C3之间分别加载短路支节微带线TL6、TL7构成左右手复合线结构，电容C4和C5之间，C5和C6之间分别加载短路支节微带线TL8、TL9构成左右手复合线结构。微带线TL12、TL13中间串联电阻R1以平衡电流，构成基于左右手复合线的双频Wilkinson功分器，工作频段为3.3～3.6GHz，4.8～5.0GHz；公分比为1：1。
作为优选的技术方案，所述输入与输出匹配网络采用T型结构和阶跃微带线串联的结构进行双频阻抗匹配，并在一定程度上拓展两个工作频段的带宽。
作为优选的技术方案，所述载波输入匹配/偏置电路和峰值输入匹配/偏置电路相同，载波输出匹配至2Ropt，峰值输出匹配至Ropt。
其中，Ropt为载波放大器和峰值放大器工作于B类偏置条件下的最佳负载电阻值。
作为优选的技术方案，所述阻抗逆变器采用左右手复合线结构代替传统的50Ω，1/4波长线。左右手复合线结构由微带线TL16、电容C7、C8、C9、微带线TL19依次串联组成，在电容C7和电容C8的连接处，电容C8和C9的连接处分别并联短路支节微带线TL17、TL18，左右手复合线的传播常数和特性阻抗分别为：
其中，L'R、C'R、L'L、C'L分别为单位长度的分布电感、电容；ω为工作频率点。若要使用复合左右手传输线代替1/4波长阻抗变换线，则需要满足：
βCRLH(ω＝ω1)＝β1 (4)
其中，Zt为传统1/4波长阻抗逆变器的特征阻抗；ω1为第一个工作频点；β1为第一个工作频点所对应的相移。
将满足条件的公式与特性阻抗构成了三个独立、却包含四个变量的方程，因此拥有一个自由度，使其有可能满足第二个工作频点的工作条件，则左右手复合传输线的参数：
其中，ω1、ω2为工作的两个频点，β1、β2分别为两个工作频点所对应的相移。上述的参数为理想均匀的复合左右手传输线，但在实际应用中通常使用LC梯形网络构造复合左右手传输线，因此实际左右手传输线的参数：
其中，N为LC梯形结构单元的个数，φ1、φ2为N个结构单元的总相移。
作为优选的技术方案，所述合路输出匹配网络，采用多节串联的阶跃微带线构成，在一定程度上扩展合路输出匹配网络的输出带宽。
本发明还公开了一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器的设计方法，具体包括以下步骤：
步骤S1：对所使用的功率放大器根据要求的频率进行Load pull得到需要的最佳功率和最佳效率点的阻抗；
步骤S2：对最佳的阻抗值进行相应的双频输出匹配电路设计；
步骤S3：设计阻抗逆变器，具体步骤如下：
根据要求的双频频段，得到中心频点ω1、ω2；根据要求分析得到所需的两个频点的总相移φ1、φ2；根据电路参数要求分析得到所需要的LC结构单元个数N；确认阻抗逆变器的特征阻抗Zt＝50Ω；利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数；考虑实际电路，利用微带线等效左右手线参数；
步骤S4：设计输入匹配电路；
步骤S5：设计偏置电路；
步骤S6：设计双频功分器，具体步骤如下：
根据要求的双频频段得到两个中心频点ω1、ω2；分析两个频点所需要的总相移φ1、φ2；根据电路参数要求分析得到所需的LC结构单元个数N，确认阻抗Zt＝70.7Ω；利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数；考虑实际电路，利用微带线等效左右手线参数，并将所得结构应用于功分器的两条支路中；
步骤S7：设计相位补偿线电路；
步骤S8：设计后匹配电路；
步骤S9：搭建整体电路，并对整体电路进行优化。
与现有技术相比较，本发明具有如下技术效果：
1、本发明采用左右手复合传输线代替传统Doherty功率放大器峰值功放模块中的1/4波长线来实现3.3～3.6GHz、4.8～5.0GHz的双频并发的功能，采用左右手复合传输线代替传统Wilkinson功分器中1/4波长线，来实现双频功率等分，多级串联的阶跃微带线能够在一定程度上提高两个5G工作频段的带宽。
2、本发明能够应用在5G基站的功率放大器模块中，实现两个5G频段的并发功能，减少了整体的成本，可以很好的应用于第五代移动通信***中。
附图说明
图1是传统Doherty功率放大器模块框图。
图2是本发明的基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器的原理框图。
图3是本发明的双频功分器结构示意图。
图4是本发明的双频功分器小信号仿真结果。
图5是本发明的理想平衡条件下的左右手传输线的简化等效电路模型。
图6本发明的双频阻抗逆变器的结构示意图。
图7本发明的双频阻抗逆变器的S参数仿真结果图。
图8本发明提供的基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器的大信号特性仿真结果示意图。
具体实施方式
以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
参见图2，所示为本发明实施例的基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器的原理框图，包括基于左右手传输线的双频功分器、载波功率放大器模块、峰值功率放大器模块、双频阻抗逆变器、合路输出匹配网络。与图1所示传统Doherty结构相比，本发明将传统Wilkinson功分器和阻抗逆变器中的1/4波长微带线替换为左右手复合传输线。载波功率放大器模块包括载波输入匹配/偏置网络、载波功率放大器、载波输出匹配/偏置网络和双频阻抗逆变器；峰值功率放大器模块包括峰值功放相位补偿线、峰值输入匹配/偏置网络、峰值功率放大器和峰值输出匹配/偏置网络；合路输出匹配网络包括三节阶跃式阻抗匹配微带线。双频功分器实现任意两个频段的功率分配，同时能在只使用一级威尔金森功分器结构的同时，扩大两个工作频段的带宽；利用左右手传输线理论的阻抗逆变器能够在不改变整体结构的基础上任意选择工作的两个频段，同时两个工作频段的带宽都能够得到一定的扩展。载波功放输出端因为有双频阻抗逆变线，为了保证载波功放和峰值功放在合路点能够达到相同的相位，在峰值功放的输入端加上了相位补偿线。
在本实施例中，所述输入与输出匹配网络采用T型结构和阶跃微带线串联的结构进行双频阻抗匹配，并在一定程度上拓展两个工作频段的带宽。所述载波输入匹配/偏置电路、和峰值输入匹配/偏置电路相同，偏置电路采用该领域常规技术方法实现；载波输出匹配至2Ropt,峰值输出匹配至Ropt。所述载波功放阻抗变换线与峰值功放相位补偿线相同，都为基于左右手传输线，特征阻抗为50Ω的双频阻抗变换线(中心频率时)。
其中，Ropt为载波放大器和峰值放大器工作于B类模式下的最佳负载电阻值。
参见图3和图4为本实施例双频功分器的原理框图和仿真结果，基于左右手传输线的双频功分器由微带线TL1～TL15,弧形微带线Curve1～Curve4，电容C1～C6,电阻R1组成，其中微带线TL1一端作为端口1，另外一段与TL2、TL3的一端连接。微带线TL14、TL15一端作为端口2和端口3，另一端分别与TL12、TL13的一端相连。微带线TL2、弧形微带线Curve1、微带线TL5、电容C1、C2、C3、微带线TL10、弧形微带线Curve3、TL12依次串联构成功分器的一路，微带线TL3、弧形微带线Curve2、微带线TL14、电容C4、C5、C6、微带线TL11、弧形微带线Curve4、TL13依次串联构成功分器的另一路。电容C1和C2之间，C2和C3之间分别加载短路支节微带线TL6、TL7构成左右手复合线结构，电容C4和C5之间，C5和C6之间分别加载短路支节微带线TL8、TL9构成左右手复合线结构。微带线TL12、TL13中间串联电阻R1以平衡电流，构成基于左右手复合线的双频Wilkinson功分器，工作频段为3.3～3.6GHz，4.8～5.0GHz；公分比为1：1。
参见图5为本实施例阻抗逆变器，采用左右手复合线结构代替传统的50Ω，1/4波长线。左右手复合线结构由微带线TL16、电容C7、C8、C9、微带线TL19依次串联组成，在电容C7和电容C8的连接处，电容C8和C9的连接处分别并联短路支节微带线TL17、TL18，左右手复合线的传播常数和特性阻抗分别为：
其中，L'R、C'R、L'L、C'L分别为单位长度的分布电感、电容；ω为工作频率点。若要使用复合左右手传输线代替1/4波长阻抗变换线，则需要满足：
βCRLH(ω＝ω1)＝β1 (4)
其中，Zt为传统1/4波长阻抗逆变器的特征阻抗；ω1为第一个工作频点；β1为第一个工作频点所对应的相移。
将满足条件的公式与特性阻抗构成了三个独立、却包含四个变量的方程，因此拥有一个自由度，使其有可能满足第二个工作频点的工作条件，则左右手复合传输线的参数：
其中，ω1、ω2为工作的两个频点，β1、β2分别为两个工作频点所对应的相移。上述的参数为理想均匀的复合左右手传输线，但在实际应用中通常使用LC梯形网络构造复合左右手传输线，因此实际左右手传输线的参数：
其中，N为LC梯形结构单元的个数，φ1、φ2为N个结构单元的总相移。
本实施例中将LR，CR,LL转换成微带线，保留CL的原始值。双频功分器中的左右手复合线选取CL＝1pF，短路支节线选取Z0＝90Ω、θ＝75°,两端右手线选取Z0＝90Ω、θ＝135°；双频阻抗逆变器中的左右手复合线选取CL＝1pF，短路支节线选取Z0＝57Ω、θ＝51°,两端右手线选取Z0＝47Ω、θ＝133°。
参见图6为本实施例双频阻抗逆变器的S参数仿真结果图，在3.3-3.6GHz、4.8-5.0GHz的频段内S11都能抑制在-15dB以下，且对于两点频段内的阻抗变换都有良好的效果，较好地实现了对1/4波长阻抗逆变线的替换。
参见图7为本实施例基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器的大信号特性仿真结果示意图，由于双频阻抗逆变器和双频功分器应用复合左右手结构，使得Doherty能够在5G标准的两个频段内，在保证饱和效率和回退效率的同时一定程度上扩展工作带宽。在工作频段3.3～3.6GHz、4.8～5.0GHz内饱和输出功率约为42dBm，饱和漏极效率为68％～60％，6dB回退效率为55％～43％。
本发明还公开了一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器的设计方法，具体包括以下步骤：
步骤S1：对所使用的功率放大器根据要求的频率进行Load pull得到需要的最佳功率和最佳效率点的阻抗；
步骤S2：对最佳的阻抗值进行相应的双频输出匹配电路设计；
步骤S3：设计阻抗逆变器，具体步骤如下：
根据要求的双频频段，得到中心频点ω1、ω2；根据要求分析得到所需的两个频点的总相移φ1、φ2；根据电路参数要求分析得到所需要的LC结构单元个数N；确认阻抗逆变器的特征阻抗Zt＝50Ω；利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数；考虑实际电路，利用微带线等效左右手线参数；
步骤S4：设计输入匹配电路；
步骤S5：设计偏置电路；
步骤S6：设计双频功分器，具体步骤如下：
根据要求的双频频段得到两个中心频点ω1、ω2；分析两个频点所需要的总相移φ1、φ2；根据电路参数要求分析得到所需的LC结构单元个数N，确认阻抗Zt＝70.7Ω；利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数；考虑实际电路，利用微带线等效左右手线参数，并将所得结构应用于功分器的两条支路中；
步骤S7：设计相位补偿线电路；
步骤S8：设计后匹配电路；
步骤S9：搭建整体电路，并对整体电路进行优化。
作为进一步的改进方案，上述步骤S3和S6中，利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数设计过程包括：
左右手复合线的传播常数和特性阻抗分别为：
其中，L'R、C'R、L'L、C'L分别为单位长度的分布电感、电容；ω为工作频率点。若要使用复合左右手传输线代替1/4波长阻抗变换线，则需要满足：
βCRLH(ω＝ω1)＝β1 (4)
其中，Zt为传统1/4波长阻抗逆变器的特征阻抗；ω1为第一个工作频点；β1为第一个工作频点所对应的相移。
将满足条件的公式与特性阻抗构成了三个独立、却包含四个变量的方程，因此拥有一个自由度，使其有可能满足第二个工作频点的工作条件，则左右手复合传输线的参数：
其中，ω1、ω2为工作的两个频点，β1、β2分别为两个工作频点所对应的相移。上述的参数为理想均匀的复合左右手传输线，但在实际应用中通常使用LC梯形网络构造复合左右手传输线，因此实际左右手传输线的参数：
其中，N为LC梯形结构单元的个数，φ1、φ2为N个结构单元的总相移。
本实施例中将LR，CR,LL转换成微带线，保留CL的原始值。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (7)

1.一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器，其特征在于，包括双频功分器、载波功率放大模块、峰值功率放大模块、双频阻抗逆变器、合路输出匹配网络；
所述双频功分器的输入端与射频信号输出端连接，分为两路输出分别连接载波回路和峰值回路；
载波回路至少包括载波功率放大模块和双频阻抗逆变器，所述载波功率放大器模块包括载波输入匹配/偏置网络、载波功率放大器和载波输出匹配/偏置网络；
峰值回路至少包括峰值功放相位补偿线和峰值功率放大器模块，所述峰值功率放大器模块包括、峰值输入匹配/偏置网络、峰值功率放大器和峰值输出匹配/偏置网络；
所述载波回路和峰值回路合路输出，经合路输出匹配网络与负载相连接，所述合路输出匹配网络采用三节阶跃式阻抗匹配微带线；
所述双频功分器和双频阻抗逆变器均采用复合左右手传输线结构；
双频阻抗逆变器采用左右手复合线结构以代替传统的50Ω，1/4波长线；该左右手复合线结构由微带线TL16、电容C7、C8、C9、微带线TL19依次串联组成，在电容C7和电容C8的连接处，电容C8和C9的连接处分别并联短路支节微带线TL17、TL18；
根据理想平衡条件下的左右手传输线的简化等效电路模型可得，左右手复合线的传播常数和特性阻抗分别为：
其中，L'R、C'R、L'L、C'L分别为单位长度的分布电感、电容；ω为工作频率点；若要使用复合左右手传输线代替1/4波长阻抗变换线，则需要满足：
βCRLH(ω＝ω1)＝β1 (4)
其中，Zt为传统1/4波长阻抗逆变器的特征阻抗；ω1为第一个工作频点；β1为第一个工作频点所对应的相移；
将满足条件的公式与特性阻抗构成了三个独立、却包含四个变量的方程，因此拥有一个自由度，使其有可能满足第二个工作频点的工作条件，则左右手复合传输线的参数：
其中，ω1、ω2为工作的两个频点，β1、β2分别为两个工作频点所对应的相移；上述的参数为理想均匀的复合左右手传输线，但在实际应用中通常使用LC梯形网络构造复合左右手传输线，因此实际左右手传输线的参数：
其中，N为LC梯形结构单元的个数，φ1、φ2为N个结构单元的总相移。
2.根据权利要求1所述的基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器，其特征在于，双频功分器为基于左右手复合线的双频Wilkinson功分器，由微带线TL1～TL15,弧形微带线Curve1～Curve4，电容C1～C6，和电阻R1组成，其中，微带线TL1的一端作为输入端口，其另一端与微带线TL2和TL3的一端相连接；微带线TL2、弧形微带线Curve1、微带线TL5、电容C1、C2、C3、微带线TL10、弧形微带线Curve3、TL12依次串联构成功分器的一路，微带线TL3、弧形微带线Curve2、微带线TL14、电容C4、C5、C6、微带线TL11、弧形微带线Curve4、TL13依次串联构成功分器的另一路；电容C1和C2之间，C2和C3之间分别加载短路支节微带线TL6、TL7构成左右手复合线结构；电容C4和C5之间，C5和C6之间分别加载短路支节微带线TL8、TL9构成左右手复合线结构；微带线TL12和TL13中间串联电阻R1以平衡电流，微带线TL14的一端与微带线TL12的一端和电阻R1的一端相连接，微带线TL15的一端与微带线TL13的一端和电阻R1的另一端相连接，微带线TL14和微带线TL15的另一端分别作为输出端口。
3.根据权利要求2所述的基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器，其特征在于，双频功率分配器的工作频段为3.3～3.6GHz以及4.8～5.0GHz；公分比为1：1。
4.根据权利要求1所述的基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器，其特征在于，输入与输出匹配网络采用T型结构和阶跃微带线串联的结构进行双频阻抗匹配，并拓展两个工作频段的带宽。
5.根据权利要求1所述的基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器，其特征在于，载波输入匹配/偏置电路、和峰值输入匹配/偏置电路相同，载波输出匹配至2Ropt，峰值输出匹配至Ropt；其中，Ropt为载波放大器和峰值放大器工作于B类偏置条件下的最佳负载电阻值。
6.根据权利要求1所述的基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器，其特征在于，合路输出匹配网络，采用多节串联的阶跃微带线构成，在一定程度上扩展合路输出匹配网络的输出带宽。
7.一种基于左右手复合线结构的双频Doherty功率放大器的设计方法，其特征在于，具体包括以下步骤：
步骤S1：对所使用的功率放大器根据要求的频率进行Load pull得到需要的最佳功率和最佳效率点的阻抗；
步骤S2：对最佳的阻抗值进行相应的双频输出匹配电路设计；
步骤S3：设计阻抗逆变器，具体步骤如下：
根据要求的双频频段，得到中心频点ω1、ω2；根据要求分析得到所需的两个频点的总相移φ1、φ2；根据电路参数要求分析得到所需要的LC结构单元个数N；确认阻抗逆变器的特征阻抗Zt＝50Ω；利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数；考虑实际电路，利用微带线等效左右手线参数；
步骤S4：设计输入匹配电路；
步骤S5：设计偏置电路；
步骤S6：设计双频功分器，具体步骤如下：
根据要求的双频频段得到两个中心频点ω1、ω2；分析两个频点所需要的总相移φ1、φ2；根据电路参数要求分析得到所需的LC结构单元个数N，确认阻抗Zt＝70.7Ω；利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数；考虑实际电路，利用微带线等效左右手线参数，并将所得结构应用于功分器的两条支路中；
步骤S7：设计相位补偿线电路；
步骤S8：设计后匹配电路；
步骤S9：搭建整体电路，并对整体电路进行优化。
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