CN111030620A - 一种新型合路的宽带Doherty功率放大器及其设计方法 - Google Patents

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刘国华
周国祥
程知群
郭灿天赐
王涛
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Abstract

本发明公开了一种新型合路的宽带Doherty功率放大器及其设计方法，包括威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、负载调制网络和后匹配网络，威尔金森功分器将输入功率进行等分后分别输出给所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路，所述载波功率放大电路的输出端和所述峰值功率放大电路的输出端与所述负载调制网络相连接，所述负载调制网络与所述后匹配网络相连接，经所述负载调制网络将功率输出给所述后匹配网络，经所述后匹配网络将功率输出给负载。本发明减小载波功率放大器输出端阻抗变换线的阻抗变换比；并在合路端使用简化实频法优化的后匹配网络，替代四分之一波长线实现到负载的宽带匹配，拓展Doherty功率放大器的工作带宽。

Description

一种新型合路的宽带Doherty功率放大器及其设计方法
技术领域
本发明属于功率放大器技术领域，涉及一种新型合路的宽带Doherty功率放大器及其设计方法。
背景技术
随着通信技术的快速发展，我国正式进入了5G商用时代。而在5G时代，一个很重要的技术特性就是能够以高带宽、低延时，连接可能千百亿数量计算的万物。第五代移动通信也需要满足高移动性、无缝漫游和无缝覆盖。从原理上讲,实现宽带高速数据率和高移动性是困难的，能很大部分要都要取决于频带。这就对功率放大器提出了更高的要求。
功率放大器作为无线通信***发射机中最重要的器件之一，其线性度、效率、带宽、稳定性等指标起到关键影响。目前，Doherty功率放大器因能高效放大调制信号且成本较低而成为当今无线通信所采用功率放大器的主流形式。
但传统Doherty功率放大器的负载调制网络中多次使用四分之一阻抗变换线，导致了其只能在较窄的带宽内正常工作，窄带特性已经不适用与目前的无线通信***，因此设计一款适用于5G频段的宽带Doherty功率放大器成为了学术界和工业界研究的热点。
在Doherty功率放大器结构中限制带宽的因素有很多，如功分器、补偿线、主辅功率放大器的匹配电路、负载调制网络等都有限制带宽的作用。现有技术中，为了提高Doherty放大器的带宽通常采用以下方法：(1)用降低四分之一波长阻抗变换比值的负载调制网络来增加带宽，但合路点后的四分之一波长线依旧是限制带宽的问题所在。(2)采用双阻抗匹配方法有效缩短主辅功率放大器输出端补偿线长度。但双阻抗匹配方法给主辅功率放大器的匹配电路带来的要求极高。
故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，实有必要进行研究和改进，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。
发明内容
为解决上述问题，本发明的目的在于提供一种基于新型合路的宽带Doherty功率放大器，通过新型负载调制网络，减小了在载波放大器输出端的阻抗变换比值，并使用后匹配网络(简化实频法合成)将合路点阻抗匹配到负载端，替代了传统的四分之一波长阻抗变换器，以拓展Doherty功率放大器的工作带宽。。
为实现上述目的，本发明的技术方案为：
一种新型合路的宽带Doherty功率放大器，包括威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、负载调制网络和后匹配网络，其中，
所述威尔金森功分器将输入功率进行等分后分别输出给所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路，所述载波功率放大电路的输出端和所述峰值功率放大电路的输出端与所述负载调制网络相连接，所述负载调制网络与所述后匹配网络相连接，经所述负载调制网络将功率输出给所述后匹配网络，经所述后匹配网络将功率输出给负载；
所述载波功率放大电路包括依次串联的载波输入匹配电路、载波功率放大器、载波输出匹配电路，所述载波输出匹配电路与负载调制网络相接；所述峰值功率放大电路包括依次串联的峰值输入匹配电路、峰值功率放大器、峰值输出匹配电路；
所述负载调制网络包括1/4波长的第一阻抗变换器T1和峰值补偿线T2；所述载波放大电路通过所述第一阻抗变换器T1与所述峰值放大电路中的峰值补偿线T2相连接，并经所述后匹配网络将功率输出给负载。
优选地，所述威尔金森功分器为等分式。
优选地，所述载波功率放大器为AB类功率放大器，所述峰值功率放大器为C类功率放大器。
优选地，所述第一阻抗变换器T1的阻抗为43.3Ω。
优选地，所述峰值补偿线T2的阻抗为75Ω。
优选地，所述第一阻抗变换器T1的阻抗为50Ω。
优选地，所述峰值补偿线T2的阻抗为50Ω。
优选地，所述后匹配网络包括了多节LC结构的高低阻抗变换器。
优选地，所述威尔金森功分器与峰值功率放大电路之间设有50Ω的相位补偿线。
基于上述目的，本发明还提供了一种新型合路的宽带Doherty功率放大器的设计方法，包括以下步骤：
S10，调试一个标准的AB类功率放大器，作为载波功率放大器；设计载波功率放大器输入输出匹配电路；同时对输出匹配电路进行调整，使得载波功率放大器在低功率输入时的输出阻抗为75Ω，在高输入功率时负载阻抗为50Ω；
S20，调试一个标准的C类功率放大器，作为峰值功率放大器；设计峰值功率放大器的输入输出匹配电路；调节峰值功率放大器输出匹配网络，使得峰值功率放大器在低功率输入时的输出阻抗为无穷大，在高输入功率时负载阻抗为50Ω；
S30，调节峰值功率放大器输出端的峰值补偿线，使得峰值功率放大器在高功率输入时的负载阻抗匹配到75Ω；
S40，调节峰值功率放大器输入端的相位补偿线，保证载波功率放大器与峰值功率放大器的相位一致；
S50，调节合路后的后匹配网络，使得合路点阻抗从25Ω通过阻抗变换器匹配到50Ω的负载输出端。
S60，将调试好的载波功率放大器、峰值功率放大器、负载调制网络和后匹配网络组合构成新型合路的宽带Doherty功率放大器；
其中，所述载波功率放大器和峰值功率放大器的负载阻抗均为50Ω。
与现有技术相比，本发明等分威尔金森功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端接43.3Ω四分之一波长阻抗变换器T1，并与峰值功率放大电路的输出端75Ω峰值补偿线T2相连接将功率合路输出给后匹配网络，后匹配网络通过宽带匹配网络输出给负载。
相对于现有技术，本发明通过改进传统Doherty功率放大器的负载调制网络，减小载波功率放大器输出端阻抗变换线的阻抗变换比；并在合路端使用简化实频法优化的后匹配网络，替代四分之一波长线实现到负载的宽带匹配，以此拓展Doherty功率放大器的工作带宽。具体至少包括以下有益效果：
1、改变了四分之一波长线的阻抗值，使变换比减小；
2、在峰值输出匹配电路后增加峰值补偿线，有利于合路点阻抗的实现，并使功率放大器在低功率时保持高阻抗开路；
3、在合路点之后设置后匹配电路，代替现有技术中的四分之一波长线，有利于扩展带宽，且在后匹配电路中运用简化实频技术，进一步有利于拓展带宽。
附图说明
图1为本发明实施例的新型合路的宽带Doherty功率放大器的结构框图；
图2为现有技术的Doherty功率放大器中负载调制网络结构框图；
图3为本发明实施例的新型合路的宽带Doherty功率放大器的负载调制网络结构框图；
图4为本发明实施例的新型合路的宽带Doherty功率放大器中简化实频法散射参数实现的匹配网络图；
图5为本发明实施例的新型合路的宽带Doherty功率放大器的后匹配网络电路的S参数仿真图；
图6为本发明实施例的新型合路的宽带Doherty功率放大器的饱和漏极效率和6dB输出回退效率仿真结果图；
图7为本发明实施例的新型合路的宽带Doherty功率放大器的设计方法步骤流程图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
实施例1
参见图1，所示为本发明一实施例的新型合路的宽带Doherty功率放大器，包括威尔金森功分器10、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、负载调制网络60和后匹配网络70，其中，
威尔金森功分器10将输入功率进行等分后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端和峰值功率放大电路的输出端与负载调制网络60相连接，负载调制网络60与后匹配网络70相连接，经负载调制网络60将功率输出给后匹配网络70，经后匹配网络70将功率输出给负载；
载波功率放大电路包括依次串联的载波输入匹配电路31、载波功率放大器41、载波输出匹配电路51，载波输出匹配电路51与负载调制网络60相接；峰值功率放大电路包括依次串联的峰值输入匹配电路32、峰值功率放大器42、峰值输出匹配电路52；
负载调制网络60包括1/4波长的第一阻抗变换器T1和峰值补偿线T2；载波放大电路通过第一阻抗变换器T1与峰值放大电路中的峰值补偿线T2相连接，并经后匹配网络70将功率输出给负载。
具体实施例中
威尔金森功分器10为等分式。
载波功率放大器41为AB类功率放大器，峰值功率放大器42为C类功率放大器。
第一阻抗变换器T1的阻抗为43.3Ω或50Ω。
峰值补偿线T2的阻抗为75Ω或50Ω。
后匹配网络70包括了多节LC结构的高低阻抗变换器。
威尔金森功分器10与峰值功率放大电路之间设有50Ω的相位补偿线20。
载波功率放大器41和峰值功率放大器42采用晶体管实现。
负载调制网络60中四分之一波长第一阻抗变换器T1的阻抗变换比是限制Doherty功率放大器带宽的主要因素，四分之一波长传输线工作带宽的近似表达式为：
Figure BDA0002344693150000061
其中，Δf/f0表示四分之一波长传输线的相对带宽；Γm为最大能接受的反射系数；Zin和ZL表示四分之一波长传输线输入输出两个端口的阻抗值；由式(1)可知，当Zin和ZL的阻抗值越接近时，即四分之一波长阻抗变换线的阻抗变换比越小，其工作带宽越宽。因此，为了增大Δf/f0的值，可通过减小Zin和ZL的比值，即减小四分之一波长传输线的阻抗变换比。参见图2，现有技术中Doherty功率放大器负载调制网络60中的四分之一波长线的T1和T3阻抗分别为50Ω和35.3Ω，阻抗变换比为4:1(从100Ω变换到25Ω)。
因此申请人将上述理论分析应用于电路设计中，将现有技术中Doherty功率放大器的负载调制网络60进行了改进，参见图3，载波功率放大器41的输出端使用43.3Ω的四分之一波长的第一阻抗变换器T1，在峰值功率放大器42的输出端使用峰值补偿线T2，将50Ω的负载阻抗变换到75Ω，并在合路端使用简化实频法优化的后匹配网络70替代了现有技术的四分之一波长线T3，进一步扩展带宽。
根据式(2)可以计算出传输线前后的阻抗变换，以此来分析Doherty功率放大器在低功率和高功率信号输入时的各个结构阻抗变换，来实现有源负载牵引理论中主辅两路(载波和峰值)控制电流的目的。
Figure BDA0002344693150000071
式(2)中Zin表示传输线的输入阻抗；ZL表示传输线的输出阻抗；Z0表示传输线的特征阻抗；βl表示传输线的电长度。
低功率信号输入时，由于峰值功率放大器42工作在C类，信号强度不足以使其工作，因此峰值功率放大器42截止并处于高阻状态；此时工作在AB类的载波功率放大器41工作，由于1/4波长变换线将负载变为1.5倍的负载阻抗，即Z1＝75Ω，使得负载电压升高，致使载波功率放大器41提前进入预饱和状态，效率得到提高。
高功率信号输入时，峰值功率放大器42开启，有源调制效应出现，此时载波功率放大器41的等效负载，由1.5倍的最佳阻抗75Ω向最佳阻抗50Ω方向减小，此时载波功率放大器41的电压受到峰值功率放大器42的牵制保持预饱和状态，峰值功率放大器42的负载也由开路状态向最佳负载阻抗50Ω转变。当峰值功率放大器42达到饱和时，载波功率放大器41和峰值功率放大器42的电流都达到最大值，主路(载波功率放大电路)的负载阻抗为37.5Ω，辅路(峰值功率放大电路)的负载阻抗为75Ω，合路点的阻抗值为25Ω，两路功率合成，输出达到最大。
通过分析，负载调制网络60中的四分之一波长线的第一阻抗变换器T1阻抗变换比为3:1(从75Ω变换到25Ω)，减小了Zin与ZL的比值，因此扩展了Doherty功率放大器的工作带宽。
载波功率放大器41和峰值功率放大器42的输入输出匹配网络以及后匹配网络70都是通过简化实频法设计和优化出的电路结构，这里用后匹配网络70的宽带匹配设计为例。
申请人使用简化实频法(SRFT)对上述五部分匹配电路进行宽带设计，该方法通过建立参见图4中的散射参数(S参数)的匹配网络，对传输功率增益(TPG)进行优化，将其表示为：
Figure BDA0002344693150000081
式(3)中的EL表示负载ZL的S参数网络。
参量TPG反应了匹配电路的功率传输程度，最大值为1；当TPG的值为1时，就代表匹配电路完全匹配，建立了一个无损耗的网络，功率可以100％传输到负载；反之，TPG越小，就代表匹配电路没有完全匹配，存在损耗。
使用简化实频法优化后，会得出LC串并联结构的电路，由于它是分立元件组成的，需要将其转化成微带线的形式，如下式计算微带线的物理长度：
Figure BDA0002344693150000082
Figure BDA0002344693150000083
式(4)(5)中ωc是所设计匹配网络的中心频率，λ是中心频率下的波长，ZOL和ZOC分别为高、低特征阻抗。
将得到的匹配电路在ADS软件中进行了S参数仿真。
参见图5，m2曲线代表的后匹配网络70S11在频段2.8GHz～3.8GHz内在-48dB左右浮动，m1曲线代表的后匹配网络70S21在频段内2.8GHz～3.8GHz内几乎接近于0dB，TPG的值达到了0.9。仿真结果显示后匹配网络70具有良好的宽带匹配效果。
将上述在ADS软件中进行效率仿真。
参见图6，在频段范围2.8GHz～3.8GHz，新型合路的宽带Doherty功率放大器的饱和漏极效率在60～62％，6dB输出回退效率在44～46％。
通过对电路仿真分析得出，该发明不仅在负载调制网络60和后匹配网络70的合路改进实现了宽带效果，而且该Doherty功率放大器满足当代5G通信(3.3GHz～3.6GHz)基站功率放大器的频率要求。
方法实施例
参见图7为本发明新型合路的宽带Doherty功率放大器的设计方法的步骤流程图，包括以下步骤：
S10，调试一个标准的AB类功率放大器，作为载波功率放大器；设计载波功率放大器输入输出匹配电路；同时对输出匹配电路进行调整，使得载波功率放大器在低功率输入时的输出阻抗为75Ω，在高输入功率时负载阻抗为50Ω；
S20，调试一个标准的C类功率放大器，作为峰值功率放大器；设计峰值功率放大器的输入输出匹配电路；调节峰值功率放大器输出匹配网络，使得峰值功率放大器在低功率输入时的输出阻抗为无穷大，在高输入功率时负载阻抗为50Ω；
S30，调节峰值功率放大器输出端的峰值补偿线，使得峰值功率放大器在高功率输入时的负载阻抗匹配到75Ω；
S40，调节峰值功率放大器输入端的相位补偿线，保证载波功率放大器与峰值功率放大器的相位一致；
S50，调节合路后的后匹配网络，使得合路点阻抗从25Ω通过阻抗变换器匹配到50Ω的负载输出端。
S60，将调试好的载波功率放大器、峰值功率放大器、负载调制网络和后匹配网络组合构成新型合路的宽带Doherty功率放大器；
其中，所述载波功率放大器和峰值功率放大器的负载阻抗均为50Ω。
方法的具体实施例同上述功率放大器实施例，不再赘述。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种新型合路的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，包括威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路、负载调制网络和后匹配网络，其中，
所述威尔金森功分器将输入功率进行等分后分别输出给所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路，所述载波功率放大电路的输出端和所述峰值功率放大电路的输出端与所述负载调制网络相连接，所述负载调制网络与所述后匹配网络相连接，经所述负载调制网络将功率输出给所述后匹配网络，经所述后匹配网络将功率输出给负载；
所述载波功率放大电路包括依次串联的载波输入匹配电路、载波功率放大器、载波输出匹配电路，所述载波输出匹配电路与负载调制网络相接；所述峰值功率放大电路包括依次串联的峰值输入匹配电路、峰值功率放大器、峰值输出匹配电路；
所述负载调制网络包括1/4波长的第一阻抗变换器T1和峰值补偿线T2；所述载波放大电路通过所述第一阻抗变换器T1与所述峰值放大电路中的峰值补偿线T2相连接，并经所述后匹配网络将功率输出给负载。
2.根据权利要求1所述的新型合路的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述威尔金森功分器为等分式。
3.根据权利要求1所述的新型合路的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波功率放大器为AB类功率放大器，所述峰值功率放大器为C类功率放大器。
4.根据权利要求1所述的新型合路的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述第一阻抗变换器T1的阻抗为43.3Ω。
5.根据权利要求1所述的新型合路的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述峰值补偿线T2的阻抗为75Ω。
6.根据权利要求1所述的新型合路的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述第一阻抗变换器T1的阻抗为50Ω。
7.根据权利要求1所述的新型合路的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述峰值补偿线T2的阻抗为50Ω。
8.根据权利要求1所述的新型合路的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述后匹配网络包括了多节LC结构的高低阻抗变换器。
9.根据权利要求1所述的新型合路的宽带Doherty功率放大器，其特征在于，所述威尔金森功分器与峰值功率放大电路之间设有50Ω的相位补偿线。
10.一种权利要求1-9之一所述的新型合路的宽带Doherty功率放大器的设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
S10，调试一个标准的AB类功率放大器，作为载波功率放大器；设计载波功率放大器输入输出匹配电路；同时对输出匹配电路进行调整，使得载波功率放大器在低功率输入时的输出阻抗为75Ω，在高输入功率时负载阻抗为50Ω；
S20，调试一个标准的C类功率放大器，作为峰值功率放大器；设计峰值功率放大器的输入输出匹配电路；调节峰值功率放大器输出匹配网络，使得峰值功率放大器在低功率输入时的输出阻抗为无穷大，在高输入功率时负载阻抗为50Ω；
S30，调节峰值功率放大器输出端的峰值补偿线，使得峰值功率放大器在高功率输入时的负载阻抗匹配到75Ω；
S40，调节峰值功率放大器输入端的相位补偿线，保证载波功率放大器与峰值功率放大器的相位一致；
S50，调节合路后的后匹配网络，使得合路点阻抗从25Ω通过阻抗变换器匹配到50Ω的负载输出端。
S60，将调试好的载波功率放大器、峰值功率放大器、负载调制网络和后匹配网络组合构成新型合路的宽带Doherty功率放大器；
其中，所述载波功率放大器和峰值功率放大器的负载阻抗均为50Ω。
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