CN113595507A - 基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，步骤S1：设计一个工作于AB类模式的功率放大器，作为载波功率放大器；步骤S2：设计一个工作于C类模式的功率放大器，作为峰值功率放大器；步骤S3：调节新型峰值合成网络和载波功率放大器的阻抗逆变网络；步骤S4：设计并调节合路端后的后匹配网络；步骤S5：结合步骤S1、S2、S3和S4，搭建整体Doherty功率放大电路结构。相对于现有技术，本发明中提出的新型峰值合成网络，利用多个独立设计变量将载波晶体管回退处的负载阻抗调节到连续B/J类模式的阻抗解空间附近，扩展并提高了所设计的Doherty功率放大器在高频处的带宽和功率回退效率。

Description

基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法

技术领域

本发明属于射频电路设计领域，涉及提出一种基于峰值合成网络的Doherty功率放大器及其设计方法。

背景技术

随着5G技术进入商用推广时代，5G通信基站将不断占据主流地位，由于不同基站所覆盖范围的不同，其实际应用场景也多样化。5G通信***设计需有高效率、小型化、低延迟和高速率等关键性能，同时也要满足大规模的民用需求。在5G通信高速发展的建设道路上，由于5G基站高耗电等缺点，目前最快部署和有效节能的方案是通过闲时降频关断，由于功率放大器是5G通信***中最主要的耗能模块，这对功率放大器的带宽和效率提出了更高的要求。

传统Doherty功率放大器的合成网络是限制工作带宽的重要因素，使用数字双输入可以拓展连续型Doherty功率放大器的工作带宽，但数字处理具有复杂程度，同时会产生过多的基带消耗。而且由于峰值基波阻抗随频率偏离导致其实部减小，回退效率将在较低和较高的工作频率点处下降。

故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，有必要进行研究和改进，以提供一种适用于5G频段内的新型合成网络的Doherty功率放大器的设计思路，解决现有技术中存在的缺陷。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，将阻抗逆变网络和具有多个可调谐独立变量的新型峰值合成网络进行组合，使功率回退处的载波晶体管负载阻抗被调节到连续B/J类阻抗解空间附近，提高Doherty功率放大器的功率回退效率并拓展工作带宽。

为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：

基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，其特征在于，通过如下步骤实现：

步骤S1：设计一个工作于AB类模式的功率放大器，作为载波功率放大器；设计并调节载波功率放大器输入和输出匹配电路，使载波放大器在低功率输入时的输出阻抗为

在高输入功率时负载阻抗为R_opt；

步骤S2：设计一个工作于C类模式的功率放大器，作为峰值功率放大器；设计并调节峰值功率放大器的输入输出匹配电路，使得峰值放大器在功率回退处的输出阻抗为无穷大，在高输入功率时负载阻抗为R_opt；

步骤S3：调节峰值合成网络和载波阻抗逆变网络，其中，设计四个参数Z_CS、Z_PS、Z_POB、Z_CB，这四个参数由Z₁、Z₂、θ₁、θ₂和

五个设计变量所决定，当工作频率被确定时，根据连续型Doherty功率放大器的阻抗空间设计要求对参数Z₁、Z₂、θ₁、θ₂进行选择，其中θ₂＝180°-θ₁，只要对Z₁、Z₂、θ₁三个变量在归一化频率

之间进行参数扫描，当Z₁＝Z₂时，可实现较优解，并得出的Z_CB在Z₁＝Z₂＝0～2R_opt,不包含特征阻抗为0的情况；

步骤S4：设计并调节合路端后的后匹配网络，将合路端的负载阻抗

通过阻抗变换器匹配到50Ω的负载输出端；

步骤S5：结合步骤S1、S2、S3和S4，搭建整体Doherty功率放大电路结构，得到基于峰值合成网络的Doherty功率放大器。

作为进一步的改进方案，在步骤S3中，阻抗逆变网络使用特征阻抗为Z₃＝R_opt＝36Ω且电长度为θ₃＝90°的微带线T3代替，峰值合成网络由特征阻抗Z₁、Z₂和电长度θ₁、θ₂均可调节的第一阻抗变换线T1和第二阻抗变换线T2构成；首先，选取合路端的负载阻抗Z_L为

根据有源负载调制原理，可得载波和峰值支路在功率饱和处的负载阻抗分别为：

Z_C1S＝2Z_L＝R_opt (1)

Z_P1S＝2Z_L＝R_opt (2)

因此，可得载波和峰值晶体管在饱和功率处的负载阻抗分别为：

其中，θ₁、θ₂、θ₃为微带线T1、T2、T3在电长度分别为a，b，90°的任一归一化频点的值，其中θ₁与θ₂的电长度总和a+b为180°，

为归一化至中心频率f₀的参量；

式(3)中的Z_P2S是微带线T1看向微带线T3的阻抗，可写为：

在功率回退处，峰值功率放大电路处于断开状态，其输出阻抗Z_POB可表示为：

其中，Z_PO1B为功率回退处微带线T2看向微带线T1的阻抗：

此时，载波支路在功率回退处的负载阻抗为负载阻抗Z_L和输出阻抗Z_POB的并联结果：

因此，载波晶体管在功率回退处的负载阻抗Z_CB为：

利用上述公式可求得四个主要参数Z_CS、Z_PS、Z_POB、Z_CB。

作为进一步的改进方案，

作为进一步的改进方案，峰值合成网络包含两条特征阻抗和电长度均可调谐的微带线。

作为进一步的改进方案，该基于峰值合成网络的Doherty功率放大器至少包括等分威尔金森功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和后匹配网络，其中，

所述等分威尔金森功分器用于将射频输入信号进行等功率分配，经过两路相位补偿线后分别流入载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路和峰值功率放大电路连接进行功率合成后与后匹配网络相连接，后匹配网络输出端与50欧姆终端负载相连接；

所述载波功率放大电路包括载波输入匹配网络、载波晶体管和载波阻抗逆变网络和新型峰值合成网络；

所述新型峰值合成网络包括微带线T1和T2；

所述峰值功率放大电路包括峰值输入匹配网络、峰值晶体管、峰值输出匹配网络和峰值合成网络；

所述载波晶体管和峰值晶体管输入及输出端分别连接栅极偏置网络和漏极偏置网络；

所述载波晶体管处于AB类工作状态，峰值晶体管处于C类工作状态。

作为进一步的改进方案，所述的等分威尔金森功分器在载波功率放大器和峰值功率放大器之间设有50欧姆的相位补偿线。

作为进一步的改进方案，所述载波功率放大晶体管和所述峰值功率放大晶体管均采用CGH40010F功率管实现。

相对于现有技术，本发明提供的基于新型峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，通过新型峰值合成网络，利用MATLAB软件对载波晶体管回退处的负载阻抗空间进行计算并选出在连续B/J类模式的阻抗空间附近的最优解，其中，包括特征阻抗和电长度等多个独立设计变量，可扩展和提高所设计的Doherty功率放大器在高频处的带宽和功率回退效率。

附图说明

图1是本发明基于新型峰值合成网络的Doherty功率放大器结构示意图；

图2是本发明中新型峰值合成网络的宽带Doherty功率放大器合成网络拓扑结构示意图；

图3是本发明中新型峰值合成网络的宽带Doherty功率放大器在饱和功率和功率回退处的阻抗空间示意图；

图4是本发明中新型峰值合成网络的宽带Doherty功率放大器在功率饱和处的漏极效率、输出功率和增益仿真示意图；

图5是本发明中新型峰值合成网络的宽带Doherty功率放大器在6dB功率退回处的漏极效率和增益仿真示意图；

具体实施方式

以下将结合实施例和附图对本发明的具体实施方案进一步说明：

传统Doherty功率放大器的合成网络是限制工作带宽的重要因素，使用数字双输入可以拓展连续型Doherty功率放大器的工作带宽，但数字处理具有复杂程度，同时会产生过多的基带消耗。而且由于峰值基波阻抗随频率偏离导致其实部减小，回退效率将在较低和较高的工作频率点处下降，不能满足当今功放需工作于具有高峰均比调制信号的情况。

针对传统窄带宽Doherty所带来的问题，申请人提出了一种基于新型峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，利用多个独立设计变量将载波晶体管回退处的负载阻抗调节到连续B/J类模式的阻抗解空间附近，扩展并提高了所设计的Doherty功率放大器在高频处的带宽和功率回退效率。

本发明基于新型峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：

步骤S1：设计一个工作于AB类模式的功率放大器，作为载波功率放大器；设计并调节载波功率放大器输入和输出匹配电路，使载波放大器在低功率输入时的输出阻抗为

在高输入功率时负载阻抗为R_opt，其中，R_opt为晶体管的最佳阻抗；

步骤S2：设计一个工作于C类模式的功率放大器，作为峰值功率放大器；设计并调节峰值功率放大器的输入输出匹配电路，使得峰值放大器在功率回退处的输出阻抗为无穷大，在高输入功率时负载阻抗为R_opt；

步骤S3：调节新型峰值合成网络和载波功率放大器的阻抗逆变网络，利用上述公式(1)-(12)可求得四个主要参数分别为载波晶体管在饱和功率处的负载阻抗Z_CS、峰值晶体管在饱和功率处的负载阻抗Z_PS、峰值晶体管在功率回退处的输出阻抗Z_POB和载波晶体管在功率回退处的负载阻抗Z_CB，这四个参数由第一阻抗变换线T1和第二阻抗变换线T2的特征阻抗Z₁、Z₂与电长度θ₁、θ₂和归一化至中心频率f₀的参量

五个设计变量所决定，当工作频率被确定时，根据连续型Doherty功率放大器的阻抗空间设计要求对Z₁、Z₂和θ₁、θ₂参数进行调节，其中θ₂＝180°-θ₁，因此只要对三个变量在归一化频率

之间使用MATLAB软件进行参数扫描，当Z₁＝Z₂时，可实现较优解，对于θ₁、θ₂的设置可以忽略，通过MATLAB仿真得出的Z_CB在Z₁＝Z₂＝0～2R_opt,不包含特征阻抗为0的情况。经过不同特征阻抗值的结果对比，可得当

时，参见图3，Z_CB在归一化频率0.76-1.24之间的解空间与连续B/J类工作模式的阻抗解空间基本重合并保证载波功放与峰值功放的相位一致；

步骤S4：设计并调节合路端后的后匹配网络，将合路端的负载阻抗

通过阻抗变换器匹配到50Ω的负载输出端；

步骤S5：结合步骤S1、S2、S3和S4，搭建整体Doherty功率放大电路结构，使用ADS软件进行电路仿真和优化，以保证实现最优性能。

参见图1，所示为本发明基于新型峰值合成网络的Doherty功率放大器结构示意图，所述等分威尔金森功分器用于将射频输入信号进行等功率分配，经过两路相位补偿线后分别流入载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路和峰值功率放大电路连接进行功率合成后与后匹配网络相连接，后匹配网络输出端与50欧姆终端负载相连接。

基于Doherty功率放大器的有源负载调制理论，在回退功率点，峰值支路的输出阻抗会调制载波功放的负载阻抗，需要将载波晶体管在功率回退处的负载阻抗调制到连续B/J类工作模式的阻抗解空间附近。

进一步的，对本新型峰值合成网络的参数进行计算说明：

参见图2，所示为本发明合成网络结构示意图，其中阻抗逆变网络使用特征阻抗为Z₃＝R_opt＝36Ω且电长度为θ₃＝90°的微带线T3代替，峰值合成网络由特征阻抗Z₁、Z₂和电长度θ₁、θ₂均可调节的第一阻抗变换线T1和第二阻抗变换线T2构成。首先，选取合路端的负载阻抗Z_L为

根据有源负载调制原理，可得载波和峰值支路在功率饱和处的负载阻抗分别为：

Z_C1S＝2Z_L＝R_opt (1)

Z_P1S＝2Z_L＝R_opt (2)

因此，可得载波和峰值晶体管在饱和功率处的负载阻抗分别为：

其中，θ₁、θ₂、θ₃为微带线T1、T2、T3在电长度分别为a，b，90°的任一归一化频点的值，其中θ₁与θ₂的电长度总和a+b为180°，

为归一化至中心频率f₀的参量。

式(3)中的Z_P2S是微带线T1看向微带线T3的阻抗，可写为：

在功率回退处，峰值功率放大电路处于断开状态，其输出阻抗Z_POB可表示为：

其中，Z_PO1B为功率回退处微带线T2看向微带线T1的阻抗：

此时，载波支路在功率回退处的负载阻抗为负载阻抗ZL和输出阻抗Z_POB的并联结果：

因此，载波晶体管在功率回退处的负载阻抗Z_CB为：

利用上述公式可求得四个主要参数Z_CS、Z_PS、Z_POB、Z_CB。这四个参数由Z₁、Z₂、θ₁、θ₂和

五个设计变量所决定，当工作频率被确定时，根据连续型Doherty功率放大器的阻抗空间设计要求对参数Z₁、Z₂、θ₁、θ₂进行合理选择，其中θ₂＝180°-θ₁，因此只要对三个变量在归一化频率

之间进行参数扫描，当Z₁＝Z₂时，可实现较优解，对于θ₁、θ₂的设置可以忽略，通过MATLAB仿真得出的Z_CB在Z₁＝Z₂＝0～2R_opt,不包含特征阻抗为0的情况。经过不同特征阻抗值的结果对比，可得当

时，参见图3，Z_CB在归一化频率0.76-1.24之间的解空间与连续B/J类工作模式的阻抗解空间基本重合。

参见图4和图5，所示为本发明基于新型峰值合成网络的Doherty功率放大器结构示意图的增益、输出功率、饱和效率及功率回退6dB效率的仿真结果图，在1.5～2.5GHz的工作频带内，饱和输出功率为43dBm～44.5dBm，增益为8.7dB～10.4dB，且漏极效率在59.3％～73.5％之间,在功率回退6dB时，回退效率在41.7％～54.6％之间，与本发明所阐述的设计方法相符合。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (6)

1.基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，其特征在于，通过如下步骤实现：

步骤S1：设计一个工作于AB类模式的功率放大器，作为载波功率放大器；设计并调节载波功率放大器输入和输出匹配电路，使载波放大器在低功率输入时的输出阻抗为

在高输入功率时负载阻抗为R_opt，其中，R_opt为晶体管的最佳阻抗；

步骤S2：设计一个工作于C类模式的功率放大器，作为峰值功率放大器；设计并调节峰值功率放大器的输入输出匹配电路，使得峰值放大器在功率回退处的输出阻抗为无穷大，在高输入功率时负载阻抗为R_opt；

步骤S3：调节新型峰值合成网络和载波功率放大器的阻抗逆变网络，并求得如下参数：载波晶体管在饱和功率处的负载阻抗Z_CS、峰值晶体管在饱和功率处的负载阻抗Z_PS、峰值晶体管在功率回退处的输出阻抗Z_POB和载波晶体管在功率回退处的负载阻抗Z_CB，这四个参数由第一阻抗变换线T1和第二阻抗变换线T2的特征阻抗Z₁、Z₂与电长度θ₁、θ₂和归一化至中心频率f₀的参量

五个设计变量所决定，当工作频率被确定时，根据连续型Doherty功率放大器的阻抗空间设计要求对Z₁、Z₂和θ₁、θ₂参数进行调节，其中θ₂＝180°-θ₁，因此只要对三个变量在归一化频率

之间进行参数扫描，当Z₁＝Z₂时，可实现较优解，并仿真得出的Z_CB在Z₁＝Z₂＝0～2R_opt,不包含特征阻抗为0的情况；

步骤S4：设计并调节合路端后的后匹配网络，将合路端的负载阻抗

通过阻抗变换器匹配到50Ω的负载输出端；

步骤S5：结合步骤S1、S2、S3和S4，搭建整体Doherty功率放大电路结构，得到基于峰值合成网络的Doherty功率放大器。

2.根据权利要求1所述的基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，其特征在于，在步骤S3中，阻抗逆变网络使用特征阻抗为Z₃＝R_opt＝36Ω且电长度为θ₃＝90°的微带线T3代替，峰值合成网络由特征阻抗Z₁、Z₂和电长度θ₁、θ₂均可调节的第一阻抗变换线T1和第二阻抗变换线T2构成；首先，选取合路端的负载阻抗Z_L为

根据有源负载调制原理，可得载波和峰值支路在功率饱和处的负载阻抗分别为：

Z_C1S＝2Z_L＝R_opt (1)

Z_P1S＝2Z_L＝R_opt (2)

因此，可得载波和峰值晶体管在饱和功率处的负载阻抗分别为：

其中，θ₁、θ₂、θ₃为微带线T1、T2、T3在电长度分别为a，b，90°的任一归一化频点的值，其中θ₁与θ₂的电长度总和a+b为180°，

为归一化至中心频率f₀的参量；

式(3)中的Z_P2S是微带线T1看向微带线T3的阻抗，可写为：

在功率回退处，峰值功率放大电路处于断开状态，其输出阻抗Z_POB可表示为：

其中，Z_PO1B为功率回退处微带线T2看向微带线T1的阻抗：

此时，载波支路在功率回退处的负载阻抗为负载阻抗Z_L和输出阻抗Z_POB的并联结果：

因此，载波晶体管在功率回退处的负载阻抗Z_CB为：

利用上述公式可求得四个主要参数Z_CB、Z_PS、Z_POB、Z_CB。

3.根据权利要求1所述的基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，其特征在于，

4.根据权利要求1所述的基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，其特征在于，峰值合成网络包含两条特征阻抗和电长度均可调谐的微带线。

5.根据权利要求1所述的基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，其特征在于，该基于峰值合成网络的Doherty功率放大器至少包括等分威尔金森功分器、相位补偿线、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和后匹配网络，其中，

所述等分威尔金森功分器用于将射频输入信号进行等功率分配，经过两路相位补偿线后分别流入载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路和峰值功率放大电路连接进行功率合成后与后匹配网络相连接，后匹配网络输出端与50欧姆终端负载相连接；

所述载波功率放大电路包括载波输入匹配网络、载波晶体管和载波阻抗逆变网络和新型峰值合成网络；

所述新型峰值合成网络包括微带线T1和T2；

所述峰值功率放大电路包括峰值输入匹配网络、峰值晶体管、峰值输出匹配网络和峰值合成网络；

所述载波晶体管和峰值晶体管输入及输出端分别连接栅极偏置网络和漏极偏置网络；

所述载波晶体管处于AB类工作状态，峰值晶体管处于C类工作状态。

6.根据权利要求1所述的基于峰值合成网络的Doherty功率放大器的设计方法，其特征在于，所述的等分威尔金森功分器在载波功率放大器和峰值功率放大器之间设有50欧姆的相位补偿线。

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