CN114362600A - 一种永磁同步电机控制***及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种永磁同步电机控制***及控制方法，其中MTPA模块、内模电流控制器、IPARK变换模块、逆变器、永磁同步电机依次相连，逆变器的实际输出电压经CLARK变换模块、PARK变换模块获得的实际d、q轴电流，输入至内模电流控制器；旋转变压器用于采集永磁同步电机的实际角度，经微分算子微分后获得实际角速度，给定角速度与实际角速度作差并输入MTPA模块。在受环境状态、温度等因素影响较大的电机运行状态时，本发明通过实时自适应调节，不断修正控制器调节量，增强了***的抗干扰性和鲁棒性。

Description

一种永磁同步电机控制***及控制方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机的控制领域，具体是一种永磁同步电机控制***及控制方法。

背景技术

永磁同步电机以其具有高效、高功率密度、直接驱动等优势在轨道交通领域得到了广泛的应用。对于高速电力牵引***而言，大功率的电机变频控制性能稳定性是最重要的性能指标需求。在高速状态下，永磁电机的耦合项相互影响逐渐增大，如何实现快速准确的解耦控制至关重要。然而控制耦合项与电机定子参数相关，电机参数的变化主要由电机工作温度和定子电流变化引起的铁芯磁饱和效应引起，从而造成电机参数中的定子电感L_d、L_q和永磁体磁链ψ_f的变化。传统的反馈解耦控制在永磁电机控制中广泛应用，但是没有考虑电机参数随环境因素的影响，在高速状态下，耦合项将导致电机的转矩精度和控制性能受到很大影响。

发明内容

本发明为了解决传统的反馈解耦控制高度依赖点击参数、对环境的适应能力差，且在高速、高温状态下，耦合项影响控制性能等问题，提供了一种永磁同步电机控制***及控制方法。

本发明是通过以下技术方案实现的：一种永磁同步电机控制***，包括MTPA模块、内模电流控制器、IPARK变换模块、逆变器、永磁同步电机、CLARK变换模块、PARK变换模块以及旋转变压器；

所述MTPA模块、内模电流控制器、IPARK变换模块、逆变器、永磁同步电机依次相连，逆变器的实际输出电压经CLARK变换模块、PARK变换模块获得的实际d、q轴电流，输入至内模电流控制器；

旋转变压器用于采集永磁同步电机的实际角度，经微分算子微分后获得实际角速度，给定角速度与实际角速度作差并输入MTPA模块。

作为本发明控制***技术方案的进一步改进，还包括参数变化估计器，所述内模电流控制器的输出电压信号输入至参数变化估计器，PARK变换模块获得的实际d、q轴电流输入至参数变化估计器，经微分算子微分后获得实际角速度输入至参数变化估计器，参数变化估计器的输出与内模电流控制器的输入相连。

本发明还提供了一种永磁同步电机控制方法，包括以下步骤：

永磁同步电机的给定速度

经微分算子微分后获得实际角速度ω_γ的差值输入至MTPA模块，MTPA模块输出d轴、q轴的给定电流

作为内模电流控制器的输入，内模电流控制器输出的d轴、q轴的给定电压u_d ^*、u_q ^*作为IPARK变换模块的输入，IPARK变换模块输出的α轴、β轴的给定电压

经过SVPWM算法和逆变器传输给永磁同步电机；

逆变器的实际输出电压经CLARK变换模块输出的i_α、i_β作为PARK变换模块的输入，PARK变换模块输出d轴、q轴的实际电流i_d、i_q输入至内模电流控制器，旋转变压器采集获得永磁同步电机的实际角度θ_e经过微分算子微分处理获得实际角速度ω_γ；

从而实现双闭环矢量控制，其中外环为转速控制，内环为电流控制。

作为本发明控制方法技术方案的进一步改进，所述内模电流控制器输出的d轴、q轴的给定电压u_d ^*、u_q ^*，PARK变换模块输出d轴和q轴的实际电流i_d、i_q，经过微分算子微分后获得实际角速度ω_γ均输入至参数变化估计器，参数变化估计器输出的d轴和q轴的扰动调节量

输入至内模电流控制器。

作为本发明控制方法技术方案的进一步改进，所述内模电流控制器的内模解耦方法包括以下步骤：

㈠构建永磁电机电压方程的内模电流控制器G_IMC(s)；

㈡设定低通滤波器L(s)；

㈢构建等效反馈控制器F(s)：

等效反馈控制器F(s)输出d轴、q轴的给定电压u_d ^*、u_q ^*，等效反馈控制器F(s)设于永磁同步电机的输入端之前，实现永磁同步电机的解耦控制。

作为本发明控制方法技术方案的进一步改进，在步骤㈠中，所述构建永磁电机电压方程的内模电流控制器G_IMC(s)的方法包括以下步骤：

㈠-1.将永磁电机电压方程式转换为如下状态方程形式：

式(1)中，u_d、u_q分别为d轴、q轴的电压，L_d、L_q分别为d轴、q轴的电感，i_d、i_q分别为d轴、q轴的电流，R_s为定子电阻，ω为转子电角速度，s为拉普拉斯转换，ψ_f为永磁体磁链；

㈠-2.忽略永磁体的影响，则式(1)可变为：

㈠-3.U(s)和I(s)分别对应于U(s)和Y(s)，令

I(s)＝Y(s)，可得：

I(s)＝G(s)U(s) (3)

式中

㈠-4.则可以使G_IMC(s)＝G^-1(s)，这样就构成了内模控制，使得输出电流可以跟踪给定电流信号。

作为本发明控制方法技术方案的进一步改进，在步骤㈡中，所述设定低通滤波器L(s)的方法包括以下步骤：

㈡-1.低通滤波器设定为：

式(4)中，λ为滤波系数；

㈡-2.内模电流控制器转换为：

式(5)中，

分别为d轴、q轴的电感估计值，

为定子电阻估计值。

作为本发明控制方法技术方案的进一步改进，在步骤㈢中，所述构建等效反馈控制器的方法包括以下步骤：

将内模电流控制器转换为等效反馈结构：

作为本发明控制方法技术方案的进一步改进，所述参数变化估计器的自适应律选择方法包括以下步骤：

①由式(1)可得当电机参数变化时电机的电压方程为：

②令

其中d_d、d_q分别为d轴、q轴的扰动值，ΔR_s为定子电阻的变化值，ΔL_d、ΔL_q分别为d轴、q轴的电感变化值，Δψ_f为永磁体磁链的变化值；

③电机d、q轴电流状态方程表示为：

令

则电机d、q轴电流状态估计方程为：

式(9)中

为d轴、q轴的电流估计值，

为d轴、q轴的参数扰动估计值；将***状态的估计误差设为

扰动估计误差设为

④根据式(9)推导状态误差方程为：

为了设计参数变化自适应律，选取李雅普诺夫函数为：

式(11)中，e^T为自然常数e的转置，

为数扰动估计值的转置，γ为误差补偿系数，P为正定矩阵，P＝P^T；

⑤对式(11)求导得：

式(12)中，A^T为状态矩阵A的转置，B^T为状态矩阵B的转置，为了使式(12)为负定，选择A^TP+PA＝-Q，Q＞0，并且选择参数变化自适应规律为：

则

因此参数变化自适应律能够使得估计误差趋于零；

⑥选择P为单位矩阵，则Q＝-(A^T+A)为正定矩阵，参数变化的自适应律为：

式(14)中，

分别为d轴、q轴的扰动调节量，k_i1、k_i2分别为d轴、q轴的积分调节器系数，k_p1、k_p2分别为d轴、q轴的比例调节器系数，e_d、e_q分别为d轴、q轴的误差。

本发明所述永磁同步电机控制***及控制方法，能够高效地解耦MTPA，通过内模电流控制器与自适应调节器相结合的形式，快速地实现永磁电机控制中的快速解耦。在受环境状态、温度等因素影响较大的电机运行状态时，通过实时自适应调节，不断修正控制器调节量，增强了***的抗干扰性和鲁棒性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为永磁同步电机控制***的结构示意图。

图2为内模电流控制器的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，本发明提供了一种永磁同步电机控制***的结构原理图，该永磁同步电机控制***，包括MTPA模块、内模电流控制器、IPARK变换模块、逆变器、永磁同步电机、CLARK变换模块、PARK变换模块以及旋转变压器；

所述MTPA模块、内模电流控制器、IPARK变换模块、逆变器、永磁同步电机依次相连，逆变器的实际输出电压经CLARK变换模块、PARK变换模块获得的实际d、q轴电流，输入至内模电流控制器；

旋转变压器用于采集永磁同步电机的实际角度，经微分算子微分后获得实际角速度，给定角速度与实际角速度作差并输入MTPA模块。

为了更好的适应电机控制***参数变化，优选的，所述控制***还包括参数变化估计器，所述内模电流控制器的输出电压信号输入至参数变化估计器，PARK变换模块获得的实际d、q轴电流输入至参数变化估计器，经微分算子微分后获得实际角速度输入至参数变化估计器，参数变化估计器的输出与内模电流控制器的输入相连。

本实施例所述磁同步电机控制***包括外环的转速控制和内环的电流控制，实现了双闭环矢量控制。

其中MTPA模块、内模电流控制器、IPARK变换模块、逆变器、永磁同步电机、CLARK变换模块、PARK变换模块以及参数变化估计器构成电流控制；MTPA模块、内模电流控制器、IPARK变换模块、逆变器、永磁同步电机、旋转变压器、微分算子以及以及参数变化估计器构成转速控制。

其中，

表示外部给永磁同步电机(PMSM)的给定速度，

表示MTPA模块(最大转矩电流比控制器)输出的指定电流，u_d ^*、u_q ^*表示内模电流控制器交叉解耦后的d轴和q轴的电压分量，

表示两相旋转坐标轴d轴、q轴变换为两相静止坐标轴α轴、β轴的电压分量，i_α、i_β表示三相静止坐标轴adc转换为两相静止坐标轴α轴、β轴的电流分量，i_d、i_q表示两相静止坐标轴α轴、β轴转换为两相旋转坐标轴d轴、q轴的电流分量，θ_e表示通过旋转变压器所获得的永磁同步电机的实际角度，ω_γ表示对实际角度求微分后的结果，即永磁同步电机的实际角速度。

本发明所述控制***的具体控制方法，包括以下步骤：

永磁同步电机的给定速度

经微分算子微分后获得实际角速度ω_γ的差值输入至MTPA模块，MTPA模块输出d轴、q轴的给定电流

作为内模电流控制器的输入，内模电流控制器输出的d轴、q轴的给定电压u_d ^*、u_q ^*作为IPARK变换模块的输入，IPARK变换模块输出的α轴、β轴的给定电压

经过SVPWM算法和逆变器传输给永磁同步电机；

逆变器的实际输出电压经CLARK变换模块输出的i_α、i_β作为PARK变换模块的输入，PARK变换模块输出d轴、q轴的实际电流i_d、i_q输入至内模电流控制器，旋转变压器采集获得永磁同步电机的实际角度θ_e经过微分算子微分处理获得实际角速度ω_γ；

从而实现双闭环矢量控制，其中外环为转速控制，内环为电流控制。

优选的，所述内模电流控制器输出的d轴、q轴的给定电压u_d ^*、u_q ^*，PARK变换模块输出d轴和q轴的实际电流i_d、i_q，经过微分算子微分后获得实际角速度ω_γ均输入至参数变化估计器，参数变化估计器输出的d轴和q轴的扰动调节量

输入至内模电流控制器。

将永磁同步电机的给定速度

经微分算子微分后获得实际角速度ω_γ的差值输入至MTPA模块，经MTPA模块的有效分配，转换为d轴、q轴的给定电流

与实际反馈电流i_d、i_q进入内模电流控制器中，输出电压生成相应的PWM驱动信号，进而控制逆变器输出的电压信号，达到自动调节转速和转矩稳定的目的。

本发明进一步提供了内模电流控制器的内模解耦方法包括以下步骤：

㈠构建永磁电机电压方程的内模电流控制器G_IMC(s)；

㈡设定低通滤波器L(s)；

㈢构建等效反馈控制器F(s)：

等效反馈控制器F(s)输出d轴、q轴的给定电压u_d ^*、u_q ^*，等效反馈控制器F(s)设于永磁同步电机的输入端之前，实现永磁同步电机的解耦控制。

在步骤㈠中，所述构建永磁电机电压方程的内模电流控制器G_IMC(s)的方法包括以下步骤：

㈠-1.将永磁电机电压方程式转换为如下状态方程形式：

式(1)中，u_d、u_q分别为d轴、q轴的电压，L_d、L_q分别为d轴、q轴的电感，i_d、i_q分别为d轴、q轴的电流，R_s为定子电阻，ω为转子电角速度，s为拉普拉斯转换，ψ_f为永磁体磁链；

㈠-2.忽略永磁体的影响，则式(1)可变为：

㈠-3.U(s)和I(s)分别对应于U(s)和Y(s)，令

I(s)＝Y(s)，可得：

I(s)＝G(s)U(s) (3)

式中

㈠-4.则可以使G_IMC(s)＝G^-1(s)，这样就构成了内模控制，使得输出电流可以跟踪给定电流信号。

由于永磁同步电机传递函数G(s)没有纯时延和右半平面的零点电流反馈回路可以在高频情况下为一阶***，相当于加入了低通滤波器。因此，在步骤㈡中，所述设定低通滤波器L(s)的方法包括以下步骤：

㈡-1.低通滤波器设定为：

式(4)中，λ为滤波系数；

㈡-2.内模电流控制器转换为：

式(5)中，

分别为d轴、q轴的电感估计值，

为定子电阻估计值。

进一步的，在步骤㈢中，所述构建等效反馈控制器的方法包括以下步骤：将内模电流控制器转换为等效反馈结构：

内模电流控制器的具体结构可参见图2，与式(6)相结合可以看出，内模电流控制器就是在PI控制器中增加了交叉解耦补偿项，主要作用就是消除电压中的交叉耦合作用，实现完全解耦。

根据上述内模电流控制器的解耦控制推导可以看出，内模控制的解耦***还是由电机参数决定的。为了更好的适应电机控制***参数变化，将参数变化自适应律引入内模解耦控制中。

所述参数变化估计器的自适应律选择方法包括以下步骤：

①由式(1)可得当电机参数变化时电机的电压方程为：

②令

其中d_d、d_q分别为d轴、q轴的扰动值，ΔR_s为定子电阻的变化值，ΔL_d、ΔL_q分别为d轴、q轴的电感变化值，Δψ_f为永磁体磁链的变化值；

③电机d、q轴电流状态方程表示为：

令

则电机d、q轴电流状态估计方程为：

式(9)中

为d轴、q轴的电流估计值，

为d轴、q轴的参数扰动估计值；将***状态的估计误差设为

扰动估计误差设为

④根据式(9)推导状态误差方程为：

为了设计参数变化自适应律，选取李雅普诺夫函数为：

式(11)中，e^T为自然常数e的转置，

为数扰动估计值的转置，γ为误差补偿系数，P为正定矩阵，P＝P^T；

⑤对式(11)求导得：

式(12)中，A^T为状态矩阵A的转置，B^T为状态矩阵B的转置，为了使式(12)为负定，选择A^TP+PA＝-Q，Q＞0，并且选择参数变化自适应规律为：

则

因此参数变化自适应律能够使得估计误差趋于零；

⑥选择P为单位矩阵，则Q＝-(A^T+A)为正定矩阵，参数变化的自适应律为：

式(14)中，

分别为d轴、q轴的扰动调节量，k_i1、k_i2分别为d轴、q轴的积分调节器系数，k_p1、k_p2分别为d轴、q轴的比例调节器系数，e_d、e_q分别为d轴、q轴的误差。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (9)

1.一种永磁同步电机控制***，其特征在于，包括MTPA模块、内模电流控制器、IPARK变换模块、逆变器、永磁同步电机、CLARK变换模块、PARK变换模块以及旋转变压器；

所述MTPA模块、内模电流控制器、IPARK变换模块、逆变器、永磁同步电机依次相连，逆变器的实际输出电压经CLARK变换模块、PARK变换模块获得的实际d、q轴电流，输入至内模电流控制器；

旋转变压器用于采集永磁同步电机的实际角度，经微分算子微分后获得实际角速度，给定角速度与实际角速度作差并输入MTPA模块。

2.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机控制***，其特征在于，还包括参数变化估计器，所述内模电流控制器的输出电压信号输入至参数变化估计器，PARK变换模块获得的实际d、q轴电流输入至参数变化估计器，经微分算子微分后获得实际角速度输入至参数变化估计器，参数变化估计器的输出与内模电流控制器的输入相连。

3.一种永磁同步电机控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

永磁同步电机的给定速度

经微分算子微分后获得实际角速度ω_γ的差值输入至MTPA模块，MTPA模块输出d轴、q轴的给定电流

作为内模电流控制器的输入，内模电流控制器输出的d轴、q轴的给定电压u_d ^*、u_q ^*作为IPARK变换模块的输入，IPARK变换模块输出的α轴、β轴的给定电压

经过SVPWM算法和逆变器传输给永磁同步电机；

逆变器的实际输出电压经CLARK变换模块输出的i_α、i_β作为PARK变换模块的输入，PARK变换模块输出d轴、q轴的实际电流i_d、i_q输入至内模电流控制器，旋转变压器采集获得永磁同步电机的实际角度θ_e经过微分算子微分处理获得实际角速度ω_γ；

从而实现双闭环矢量控制，其中外环为转速控制，内环为电流控制。

4.根据权利要求3所述的一种永磁同步电机控制方法，其特征在于，所述内模电流控制器输出的d轴、q轴的给定电压u_d ^*、u_q ^*，PARK变换模块输出d轴和q轴的实际电流i_d、i_q，经过微分算子微分后获得实际角速度ω_γ均输入至参数变化估计器，参数变化估计器输出的d轴和q轴的扰动调节量

输入至内模电流控制器。

5.根据权利要求3或4所述的一种永磁同步电机控制方法，其特征在于，所述内模电流控制器的内模解耦方法包括以下步骤：

㈠构建永磁电机电压方程的内模电流控制器G_IMC(s)；

㈡设定低通滤波器L(s)；

㈢构建等效反馈控制器F(s)：

等效反馈控制器F(s)输出d轴、q轴的给定电压u_d ^*、u_q ^*，等效反馈控制器F(s)设于永磁同步电机的输入端之前，实现永磁同步电机的解耦控制。

6.根据权利要求5所述的一种永磁同步电机控制方法，其特征在于，在步骤㈠中，所述构建永磁电机电压方程的内模电流控制器G_IMC(s)的方法包括以下步骤：

㈠-1.将永磁电机电压方程式转换为如下状态方程形式：

式(1)中，u_d、u_q分别为d轴、q轴的电压，L_d、L_q分别为d轴、q轴的电感，i_d、i_q分别为d轴、q轴的电流，R_s为定子电阻，ω为转子电角速度，s为拉普拉斯转换，ψ_f为永磁体磁链；

㈠-2.忽略永磁体的影响，则式(1)可变为：

㈠-3.U(s)和I(s)分别对应于U(s)和Y(s)，令

I(s)＝Y(s)，可得：

I(s)＝G(s)U(s) (3)

式中

㈠-4.则可以使G_IMC(s)＝G^-1(s)，这样就构成了内模控制，使得输出电流可以跟踪给定电流信号。

7.根据权利要求5所述的一种永磁同步电机控制方法，其特征在于，在步骤㈡中，所述设定低通滤波器L(s)的方法包括以下步骤：

㈡-1.低通滤波器设定为：

式(4)中，λ为滤波系数；

㈡-2.内模电流控制器转换为：

式(5)中，

分别为d轴、q轴的电感估计值，

为定子电阻估计值。

8.根据权利要求5所述的一种永磁同步电机控制方法，其特征在于，在步骤㈢中，所述构建等效反馈控制器的方法包括以下步骤：

将内模电流控制器转换为等效反馈结构：

9.根据权利要求6所述的一种永磁同步电机控制方法，其特征在于，所述参数变化估计器的自适应律选择方法包括以下步骤：

①由式(1)可得当电机参数变化时电机的电压方程为：

②令

其中d_d、d_q分别为d轴、q轴的扰动值，ΔR_s为定子电阻的变化值，ΔL_d、ΔL_q分别为d轴、q轴的电感变化值，Δψ_f为永磁体磁链的变化值；

③电机d、q轴电流状态方程表示为：

令

则电机d、q轴电流状态估计方程为：

式(9)中

为d轴、q轴的电流估计值，

为d轴、q轴的参数扰动估计值；

将***状态的估计误差设为

扰动估计误差设为

④根据式(9)推导状态误差方程为：

为了设计参数变化自适应律，选取李雅普诺夫函数为：

式(11)中，e^T为自然常数e的转置，

为数扰动估计值的转置，γ为误差补偿系数，P为正定矩阵，P＝P^T；

⑤对式(11)求导得：

式(12)中，A^T为状态矩阵A的转置，B^T为状态矩阵B的转置，为了使式(12)为负定，选择A^TP+PA＝-Q，Q＞0，并且选择参数变化自适应规律为：

则

因此参数变化自适应律能够使得估计误差趋于零；

⑥选择P为单位矩阵，则Q＝-(A^T+A)为正定矩阵，参数变化的自适应律为：

式(14)中，

分别为d轴、q轴的扰动调节量，k_i1、k_i2分别为d轴、q轴的积分调节器系数，k_p1、k_p2分别为d轴、q轴的比例调节器系数，e_d、e_q分别为d轴、q轴的误差。

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