CN112865637B - 一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法 - Google Patents

一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112865637B
CN112865637B CN202110097294.4A CN202110097294A CN112865637B CN 112865637 B CN112865637 B CN 112865637B CN 202110097294 A CN202110097294 A CN 202110097294A CN 112865637 B CN112865637 B CN 112865637B
Authority
CN
China
Prior art keywords
harmonic
voltage
current
reference value
coordinate system
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110097294.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112865637A (zh
Inventor
刘毅
张茂鑫
徐伟
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huazhong University of Science and Technology
Original Assignee
Huazhong University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huazhong University of Science and Technology filed Critical Huazhong University of Science and Technology
Priority to CN202110097294.4A priority Critical patent/CN112865637B/zh
Publication of CN112865637A publication Critical patent/CN112865637A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112865637B publication Critical patent/CN112865637B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本发明提供了一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法，属于无刷双馈电机控制技术领域，包括LSC控制***，连接在无刷双馈电机的功率绕组侧，用于稳定直流母线电压；同时采用负载侧谐波电流参考值补偿LSC侧基波电流参考值，用于控制功率绕组的谐波电压；其中，无刷双馈独立发电***的负载包括不对称负载和非线性负载；负载侧谐波电流参考值包括负载侧‑1次谐波电流参考值和负载侧5次谐波电流参考值。本发明利用LSC控制单元，注入‑1次和5次电流谐波分量，使得无刷双馈电机的转矩脉动减小，发电电能质量提高，从而提高设备寿命。

Description

一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法
技术领域
本发明属于无刷双馈电机控制技术领域，更具体地，涉及一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法，其中，无刷双馈独立发电***存在的负载包括三相不对称负载和非线性负载。
背景技术
无刷双馈电机是一种新型交流感应电机，它包含了两套极对数不同的定子绕组和一个用来耦合定子侧不同极对数旋转磁场的特殊设计转子。这两套定子绕组根据传递能量大小分别称为功率绕组(power winding，以下简称PW)和控制绕组(control winding，以下简称CW)。与传统的有刷双馈感应发电机相比，无刷双馈电机取消了电刷和滑环，并且凭借其高可靠性等特点在船舶轴带发电、风力发电、水力发电等领域具有显著的应用优势。
无刷双馈电机在船舶轴带发电等场合应用时长期处于独立发电状态。此时需要对发电机的输出电压进行控制，保证在电机转速和负载变化时发电机输出电压的幅值和频率的恒定。在实际应用中，船舶用电负荷除了线性负载还包含大量非线性负载(不控整流器，晶闸管整流器，二象限变频器等)和不平衡负载(三相负荷阻抗不相等)。非线性负载和不平衡负载的接入会产生谐波，导致无刷双馈感应发电机的电流、电压、转矩发生脉动，从而给整个发电***带来不利影响，主要有以下几个方面的问题：
(1)输出电压发生畸变，非线性负载会导致奇数次谐波电压，其频率为基波频率的6n±1倍，三相不平衡负载会导致-1次谐波电压；
(2)畸变的谐波电压会对连接发电***的其他正常负载产生额外的谐波损耗，降低效率，甚至会影响设备正常工作以及损耗设备寿命；
(3)电机会产生谐波转矩，振动和噪音加大，降低电机转轴的寿命。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法，旨在解决现有的存在不对称负载和非线性负载的无刷双馈电机由于谐波转矩含量大，导致电机的振动和噪声较大，大大缩减电机转轴寿命的问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置，包括LSC控制***，连接在无刷双馈电机的功率绕组侧，用于稳定直流母线电压；同时采用负载侧谐波电流参考值补偿LSC侧基波电流参考值，用于控制功率绕组的谐波电压；
其中，无刷双馈独立发电***的负载包括不对称负载和非线性负载；负载侧谐波电流参考值包括负载侧-1次谐波电流参考值和负载侧5次谐波电流参考值。
优选地，无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置还包括MSC控制***，连接在无刷双馈电机的控制绕组侧，用于稳定功率绕组基波电压幅值。
优选地，LSC控制***包括：
直流母线电压控制模块，其输出端连接LSC侧电流控制模块的第二输入端；LSC侧电流变换模块，其输出端连接LSC侧电流控制模块的第三输入端；顺次相连的LSC侧电流控制模块、LSC侧电压变换模块和第二SVPWM发生器；
PW电流提取模块和PW电压提取模块，分别用于获取功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、-1次旋转dq坐标、5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电流分量和实际电压分量，且PW电压提取模块还用于计算功率绕组基波电压幅值和功率绕组变化角θp；PW电压谐波参考值计算模块，其输出端连接PW电压谐波控制模块的输入端；用于计算补偿转矩二次谐波和六次谐波的PW电压谐波给定值；
PW电压谐波控制模块的输出端连接LSC侧电流控制模块的第一输入端；用于将补偿转矩二次谐波和六次谐波的PW电压谐波给定值分别与功率绕组侧-1次旋转坐标系下和5次旋转坐标系下的实际电压分量作差；差值顺次进行比例积分运算、乘法运算和坐标变换，获取正序基频旋转坐标系下的负载侧谐波电流参考值；
LSC侧电流控制模块用于将采用负载侧谐波电流参考值补偿LSC侧基波电流参考值，补偿后的结果与dq坐标系下LSC侧电流作差，对差值进行比例积分谐振运算获取负载侧dq坐标系电压参考值。
优选地，补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值为：
Figure GDA0003321251040000031
补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值为：
Figure GDA0003321251040000032
Figure GDA0003321251040000033
其中，
Figure GDA0003321251040000034
和
Figure GDA0003321251040000035
分别为补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量；
Figure GDA0003321251040000036
和
Figure GDA0003321251040000037
分别为功率绕组侧正序基频旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure GDA0003321251040000038
和
Figure GDA0003321251040000039
分别为功率绕组侧5次旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure GDA00033212510400000310
和
Figure GDA00033212510400000311
分别为功率绕组侧7次旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure GDA0003321251040000041
为功率绕组侧-1次旋转坐标系下的实际电流分量；
Figure GDA0003321251040000042
和
Figure GDA0003321251040000043
为补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量。
优选地，PW电压谐波控制模块，包括第十加法器、第十一加法器、第十二加法器、第十三加法器、第五PI控制器、第六PI控制器、第七PI控制器、第八PI控制器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、第五乘法器、第一坐标变换器和第二坐标变换器；
第十加法器、第十一加法器、第十二加法器和第十三加法器分别用于进行
Figure GDA0003321251040000044
和
Figure GDA0003321251040000045
运算；第五PI控制器、第六PI控制器、第七PI控制器和第八PI控制器分别用于对
Figure GDA0003321251040000046
Figure GDA0003321251040000047
和
Figure GDA0003321251040000048
进行比例积分运算；第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器和第五乘法器用于确定正相关关系；第一坐标变换模块用于获取正序基频旋转坐标下的负载侧-1次谐波电流参考值；第二坐标变换模块用于获取正序基频旋转坐标下的负载侧5次谐波电流参考值；
其中，
Figure GDA0003321251040000049
和
Figure GDA00033212510400000410
分别为补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量；
Figure GDA00033212510400000411
和
Figure GDA00033212510400000412
分别为补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量；
Figure GDA00033212510400000413
和
Figure GDA00033212510400000414
分别为功率绕组侧-1次旋转坐标系下d轴和q轴的实际电压分量；
Figure GDA00033212510400000415
和
Figure GDA00033212510400000416
分别为功率绕组侧5次旋转坐标系下d轴和q轴的实际电压分量。
优选地，MSC控制***包括CW变换角生成模块、PW电压基波控制模块、MSC侧电流变换模块、MSC侧电流控制模块、MSC侧电压变换模块和第一SVPWM发生器模块；
PW电压基波控制模块用于将功率绕组侧电压基波参考值与功率绕组侧电压基波反馈值作差，经过比例积分运算得到控制绕组侧d轴电流参考值
Figure GDA00033212510400000417
MSC侧电流变换模块用于获取dq坐标系下控制绕组d轴电流分量icd和q轴电流分量icq；
MSC侧电流控制模块的输入端连接PW电压基波控制模块和MSC侧电流变换模块；用于将
Figure GDA0003321251040000051
和
Figure GDA0003321251040000052
均进行PI运算，获取控制绕组dq坐标系电压参考值；
MSC侧电压变换模块用于将控制绕组dq坐标系电压参考值变换为两相静止坐标系下控制绕组电压的α轴分量参考值和β轴分量参考值；
第一SVPWM发生器模块用于产生MSC需要的PWM信号。
基于上述提供的无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置，本发明提供了相应的转矩脉动抑制方法，即：采用负载侧谐波电流参考值补偿LSC侧基波电流参考值，用于控制功率绕组的谐波电压；
其中，无刷双馈独立发电***的负载包括不对称负载和非线性负载；
所述负载侧谐波电流参考值包括负载侧-1次谐波电流参考值和负载侧5次谐波电流参考值。
优选地，负载侧谐波电流参考值的获取方法为：
基于功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、-1次旋转dq坐标、5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电流分量和实际电压分量，计算补偿转矩二次谐波和六次谐波的PW电压谐波给定值；
将补偿转矩二次谐波和六次谐波的PW电压谐波给定值分别与功率绕组侧-1次旋转坐标系下和5次旋转坐标系下的实际电压分量作差；
差值顺次进行比例积分运算、乘法运算和坐标变换，获取正序基频旋转坐标系下的负载侧谐波电流参考值。
优选地，补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值为：
Figure GDA0003321251040000053
补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值为：
Figure GDA0003321251040000061
Figure GDA0003321251040000062
其中，
Figure GDA0003321251040000063
和
Figure GDA0003321251040000064
分别为补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量；
Figure GDA0003321251040000065
和
Figure GDA0003321251040000066
分别为功率绕组侧正序基频旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure GDA0003321251040000067
和
Figure GDA0003321251040000068
分别为功率绕组侧5次旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure GDA0003321251040000069
和
Figure GDA00033212510400000610
分别为功率绕组侧7次旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure GDA00033212510400000611
为功率绕组侧-1次旋转坐标系下的实际电流分量；
Figure GDA00033212510400000612
和
Figure GDA00033212510400000613
为补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：
本发明提供的无刷双馈电机独立发电的转矩脉动抑制装置及方法，目的在于不增加额外滤波装置，通过控制方法使得转矩脉动尽可能减小，提高无刷双馈电机发电电能质量，以实现无刷双馈电机在二象限变频器、晶闸管整流器、不控整流器和三相不平衡负载等各种特殊负载工况下正常运行。更为具体地，本发明利用LSC控制单元，注入-1次和5次电流谐波分量，从而对功率绕组-1次和5次谐波电压进行控制，进而使得无刷双馈电机的转矩脉动减小，发电电能质量提高，从而提高设备寿命。
附图说明
图1是本发明实施例提供的无刷双馈电机独立发电的转矩脉动抑制装置示意图；
图2为本发明实施例提供的PW电压谐波参考值计算模块的结构示意图；
图3为本发明实施例提供的PW电压谐波控制模块的结构示意图；
图4为本发明实施例提供的LSC侧电流控制模块的结构示意图；
图5为本发明实施例提供的直流母线电压控制模块的结构示意图；
图6为本发明实施例提供的PW电压提取模块的结构示意图；
图7为本发明实施例提供的PW电流提取模块的结构示意图；
图8是本发明实施例提供的PW电压基波控制模块的结构示意图；
图9是本发明实施例提供的MSC侧电流控制模块的结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
以下对本发明中有关概念加以解释：
abc坐标系：对应于交流电机的三相对称的静止绕组，具有相交于原点的a轴、b轴和c轴三个坐标轴，三个坐标轴在空间静止且互差120度对称分布，按顺时针方向，依次为a轴、b轴和c轴；
两相静止坐标系：对应于交流电机虚拟的两相正交的静止绕组，具有相交于原点的α轴和β轴两个坐标轴，两个坐标轴在空间静止且互差90度，按逆时针方向，依次为α轴和β轴；
正序基频dq旋转坐标系：具有相交于原点的d轴和q轴两个坐标轴，两个坐标轴互差90度(按逆时针方向，依次为d轴和q轴)，以角速度ωp逆时针旋转；其中ωp为PW电压基波分量的旋转角速度；
五次旋转dq坐标系：具有相交于原点的d轴和q轴两个坐标轴，两个坐标轴互差90度(按逆时针方向，依次为d轴和q轴)，以角速度5ωp顺时针旋转；
七次旋转dq坐标系：具有相交于原点的d轴和q轴两个坐标轴，两个坐标轴互差90度(按逆时针方向，依次为d轴和q轴)，以角速度7ωp逆时针旋转；
本发明中α轴和a轴重合；
本发明中如果不在右上角标明电气量所在的dq坐标系，则默认为正序基频旋转坐标系：dq坐标系；
电气量右下角的p代表功率绕组侧，l代表负载侧，dq和αβ分别表示两相旋转坐标系和两相静止坐标系，数字代表谐波次数；右上角的数字代表旋转坐标系的次数，“*”代表参考值；
基波分量：基波分量指分量频率与额定频率相同的分量；
谐波分量：谐波分量指分量频率为额定频率整数倍的分量；
PI控制器：为电机控制中常用概念，本发明中PI控制器的形式均为
Figure GDA0003321251040000081
其中，kp为比例增益，ki为积分增益，s为拉普拉斯算子，它对控制目标的参考值与反馈值之间的偏差依次进行PI控制器所给出的比例运算和积分运算，然后将比例运算和积分运算的结果相加构成控制量，对被控对象进行控制。kp及ki的调试方法为：
先将ki设为0，然后逐渐增大kp直到控制目标出现超调为止，kp不再变化；然后再逐渐增大ki，直到控制目标的调节时间达到用户的需求为止。
PIR控制器：本发明中第一PIR控制器、第二PIR控制器的形式均为
Figure GDA0003321251040000082
其中，kp为比例增益，ki为积分增益，kr为谐振增益，ωc为截止频率(一般取5-20rad/s)，ωn为谐振频率(一般根据谐波信号的频率设定)，s为拉普拉斯算子，它对控制目标的参考值与反馈值之间的偏差依次进行PIR控制器所给出的比例运算，积分运算以及谐振运算，然后将比例运算，积分运算和谐振运算的结果相加构成控制量，对被控对象进行控制。kp，ki以及kr的调试方法为：
1.首先将kr设置为0，按照PI控制器的调试方法调试kp和ki参数：先将ki设为0，然后逐渐增大kp直到控制目标出现超调为止，kp不再变化；然后再逐渐增大ki，直到控制目标的调节时间达到用户的需求为止；
2.保证kp和ki参数不变，加入谐振调试信号，改变kr参数：先将ki设为0，然后逐渐增大kr直到谐振信号追踪效果达到用户的需求为止；
SVPWM发生器：本发明中第一SVPWM发生器和第二SVPWM发生器均属于此列。以三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子理想磁链圆为参考标准，以三相逆变器不同开关模式作适当的切换，从而形成PWM波，以所形成的实际磁链矢量来追踪其准确磁链圆。
本发明涉及到的物理含义如下表：
Figure GDA0003321251040000091
Figure GDA0003321251040000101
Figure GDA0003321251040000111
实施例
如图1所示，一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置的总体控制框图，包括MSC(control winding side converter，电机侧变换器)控制***和LSC(load sideconverter，负载侧变换器)控制***；MSC控制***连接在无刷双馈电机的控制绕组侧；LSC控制***连接在无刷双馈电机的功率绕组侧；MSC控制***用于稳定功率绕组基波电压幅值；LSC控制***用于稳定直流母线电压；同时采用负载侧谐波电流参考值补偿LSC侧基波电流参考值，用于控制功率绕组的谐波电压；其中，无刷双馈独立发电***的负载包括不对称负载和非线性负载；负载侧谐波电流参考值包括负载侧-1次谐波电流参考值和负载侧5次谐波电流参考值。
具体地，LSC控制***包括直流母线电压控制模块、LSC侧电流控制模块、LSC侧电流变换模块、LSC侧电压变换模块、PW电压谐波控制模块、PW电压谐波参考值计算模块、第二SVPWM发生器模块、PW电流提取模块和PW电压提取模块；
PW电压提取模块用于对功率绕组静止abc坐标系三相电压upa、upb、upc顺次进行坐标变换、加法运算、广义积分、正序运算或负序运算、坐标变换，获取功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、-1次旋转dq坐标、5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电压分量
Figure GDA0003321251040000121
和
Figure GDA0003321251040000122
PW电流提取模块用于对功率绕组静止abc坐标系三相电流ipa、ipb、ipc顺次进行坐标变换、加法运算、广义积分、正序运算或负序运算、坐标变换，获取功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、-1次旋转dq坐标、5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电流分量
Figure GDA0003321251040000123
和
Figure GDA0003321251040000124
PW电压谐波参考值计算模块连接PW电流提取模块和PW电压提取模块，用于根据
Figure GDA0003321251040000125
和
Figure GDA0003321251040000126
计算补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值(
Figure GDA0003321251040000127
和
Figure GDA0003321251040000128
)和补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值(
Figure GDA0003321251040000129
和
Figure GDA00033212510400001210
)；
PW电压谐波控制模块的输入端连接PW电压谐波参考值计算模块，用于将
Figure GDA00033212510400001211
均顺次进行PI运算、乘法运算后进行坐标变换，获取正序基频旋转坐标系下的负载侧-1、5次谐波电流参考值
Figure GDA0003321251040000131
和
Figure GDA0003321251040000132
直流母线电压控制模块的输出端连接LSC侧电流控制模块，用于根据直流母线电压参考值
Figure GDA0003321251040000133
和直流母线电压反馈值udc，获取负载侧d轴基波电流参考值
Figure GDA0003321251040000134
LSC侧电流变换模块的输出端连接LSC侧电流控制模块，用于将abc坐标系下LSC侧的a相电流ila、b相电流ilb和c相电流ilc变换为dq坐标系下LSC侧电流的d轴分量ild和q轴分量ilq；变换公式具体如下：
Figure GDA0003321251040000135
其中，变换参考角度θp为PW电压提取模块输出的PW电压基波分量相位；
LSC侧电流控制模块的输出端连接LSC侧电压变换模块；用于将LSC侧d(q)轴基波电流参考值
Figure GDA0003321251040000136
与负载侧-1次谐波电流参考值和5次谐波电流参考值的d(q)轴分量相加，获取dq坐标系下LSC侧电流补偿后的d(q)轴分量
Figure GDA0003321251040000137
然后进行
Figure GDA0003321251040000138
运算，得到的差值进行比例积分谐振运算，得到负载侧dq坐标系电压参考值
Figure GDA0003321251040000139
LSC侧电压变换模块的输出端与第二SVPWM发生器相连；用于将负载侧dq坐标系电压参考值
Figure GDA00033212510400001310
变换为两相静止坐标系下LSC侧电压的α轴分量参考值
Figure GDA00033212510400001311
和β轴分量参考值
Figure GDA00033212510400001312
具体的变换公式为：
Figure GDA00033212510400001313
第二SVPWM发生器模块用于产生负载侧变流器需要的PWM信号，从而对LSC进行控制。
具体地，MSC控制***包括CW变换角生成模块、PW电压基波控制模块、MSC侧电流变换模块、MSC侧电流控制模块、MSC侧电压变换模块和第一SVPWM发生器模块；
CW变换角生成模块用于根据功率绕组侧角频率的参考值
Figure GDA0003321251040000141
和转子转速ωr，进行
Figure GDA0003321251040000142
运算，再通过积分获得CW变换角θc；
PW电压基波控制模块用于将功率绕组侧电压基波参考值
Figure GDA0003321251040000143
与功率绕组侧电压基波反馈值up作差后，经过比例积分运算得到控制绕组侧d轴电流参考值
Figure GDA0003321251040000144
MSC侧电流变换模块用于将abc坐标系下控制绕组的a相电流ica、b相电流icb和c相电流icc变换为dq坐标系下控制绕组d轴电流分量icd和q轴电流分量icq；
MSC侧电流控制模块的输入端连接PW电压基波控制模块和MSC侧电流变换模块；用于将
Figure GDA0003321251040000145
和
Figure GDA0003321251040000146
均进行PI运算，获取控制绕组dq坐标系电压参考值
Figure GDA0003321251040000147
MSC侧电压变换模块用于将控制绕组dq坐标系电压参考值
Figure GDA0003321251040000148
变换为两相静止坐标系下控制绕组电压的α轴分量参考值
Figure GDA0003321251040000149
和β轴分量参考值
Figure GDA00033212510400001410
第一SVPWM发生器模块用于产生MSC需要的PWM信号。
如图2所示，PW电压谐波参考值计算模块包括第一函数运算模块、第二函数运算模块、第三函数运算模块和第四函数运算模块，获取补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值(
Figure GDA00033212510400001411
和
Figure GDA00033212510400001412
)和补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值(
Figure GDA00033212510400001413
和
Figure GDA00033212510400001414
)的计算原理如下：
由于控制绕组频率ωc一般情况下比较小，因此可以认为控制绕组侧吸收的功率比较小，因而要把转矩脉动抑制的重点放在功率绕组侧，暂时忽略控制绕组侧转矩谐波。又由于谐波幅值在一般情况下要比基波幅值小得多，因而只考虑电压电流基波与谐波之间产生的转矩谐波，忽略谐波之间产生的转矩谐波。
通过上述分析可知，转矩谐波主要由两部分组成，分别为功率绕组侧转矩二次谐波分量和功率绕组侧转矩六次谐波分量，只需要这两部分进行抑制就可以达到对转矩脉动抑制的效果。相关公式推导如下：
Figure GDA0003321251040000151
其中，Tep_2为功率绕组侧转矩二次谐波；pp为PW的极对数；
Figure GDA0003321251040000152
为正序基频旋转坐标系下功率绕组磁链正序基频分量；
Figure GDA0003321251040000153
为负序基频旋转坐标系下功率绕组电流负序基频分量；ωp为正序基频旋转坐标系的旋转速度；
Figure GDA0003321251040000154
为正序基频旋转坐标系下功率绕组电流正序基频分量；
Figure GDA0003321251040000155
为负序基频旋转坐标系下功率绕组磁链负序基频分量的共轭；
Figure GDA0003321251040000156
为正序基频旋转坐标系下功率绕组电压正序基频分量的d轴分量；
Figure GDA0003321251040000157
为正序基频旋转坐标系下功率绕组电压正序基频分量的q轴分量；
Figure GDA0003321251040000158
为负序基频旋转坐标系下功率绕组电压负序基频分量的d轴分量；
Figure GDA0003321251040000159
为负序基频旋转坐标系下功率绕组电压负序基频分量的q轴分量；
Figure GDA00033212510400001510
为负序基频旋转坐标系下功率绕组电流负序基频分量的d轴分量；
Figure GDA00033212510400001511
为负序基频旋转坐标系下功率绕组电流负序基频分量的q轴分量；
Figure GDA00033212510400001512
为正序基频旋转坐标系下功率绕组电流正序基频分量的d轴分量；
Figure GDA00033212510400001513
为正序基频旋转坐标系下功率绕组电流正序基频分量的q轴分量；
为了使Tep_2＝0，需要下式成立：
Figure GDA0003321251040000161
Figure GDA0003321251040000162
从上式可以得到补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值：
Figure GDA0003321251040000163
同理，可获取补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值：
Figure GDA0003321251040000164
Figure GDA0003321251040000165
具体的，如图3所示，PW电压谐波控制模块，包括第十加法器、第十一加法器、第十二加法器、第十三加法器、第五PI控制器、第六PI控制器、第七PI控制器、第八PI控制器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、第五乘法器、第一坐标变换器和第二坐标变换器；
第十加法器、第十一加法器、第十二加法器和第十三加法器分别用于进行
Figure GDA0003321251040000166
和
Figure GDA0003321251040000167
运算；第五PI控制器、第六PI控制器、第七PI控制器和第八PI控制器分别用于对
Figure GDA0003321251040000168
Figure GDA0003321251040000171
和
Figure GDA0003321251040000172
进行比例积分运算；第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器和第五乘法器用于确定正相关关系；第一坐标变换模块用于获取正序基频旋转坐标下的负载侧-1次谐波电流参考值的d轴分量
Figure GDA0003321251040000173
和正序基频旋转坐标下的负载侧-1次谐波电流参考值的q轴分量
Figure GDA0003321251040000174
第二坐标变换模块用于获取正序基频旋转坐标下的负载侧5次谐波电流参考值的d轴分量
Figure GDA0003321251040000175
和正序基频旋转坐标下的负载侧5次谐波电流参考值的q轴分量
Figure GDA0003321251040000176
坐标变换的依据为：
Figure GDA0003321251040000177
Figure GDA0003321251040000178
Figure GDA0003321251040000179
Figure GDA00033212510400001710
其中，
Figure GDA00033212510400001711
为电气量的负序分量在正序基频旋转坐标系下的值；
Figure GDA00033212510400001712
为电气量的负序分量在-1次旋转坐标系下的值；
Figure GDA00033212510400001713
为电气量的5次分量在正序基频旋转坐标系下的值；
Figure GDA00033212510400001714
为电气量的5次分量在5次旋转坐标系下的值；
具体地，如图4所示，LSC侧电流控制模块，包括第六加法器、第七加法器、第八加法器、第九加法器、第一PIR控制器和第二PIR控制器，第六加法器用于将LSC侧d轴基波电流参考值
Figure GDA00033212510400001715
与PW谐波电压控制模块输出的电流
Figure GDA00033212510400001716
相加，获取负载侧电流补偿后的d轴分量
Figure GDA00033212510400001717
第八加法器用于将LSC侧q轴基波电流参考值
Figure GDA00033212510400001718
得到负载侧dq坐标系电流参考值
Figure GDA00033212510400001719
第七加法器用于进行
Figure GDA00033212510400001720
运算，第九加法器用于进行
Figure GDA00033212510400001721
运算，得到的差值
Figure GDA00033212510400001722
和
Figure GDA00033212510400001723
分别通过第一PIR控制器和第二PIR控制器进行比例积分谐振运算，得到负载侧dq坐标系电压参考值
Figure GDA00033212510400001724
送入LSC侧电压变换模块；
具体地，如图5所示，直流母线电压控制模块包括第四加法器和第四PI控制器；第四加法器用于将直流母线电压参考值
Figure GDA00033212510400001725
与直流母线电压反馈值udc作差；第四PI控制器用于对
Figure GDA00033212510400001726
进行比例积分运算，输出负载侧d轴基波电流参考值
Figure GDA0003321251040000181
具体地，如图6所示，PW电压提取模块，包括第三坐标变换器、第十四加法器、第十五加法器、第十六加法器、第一二阶广义积分器、第二二阶广义积分器、第三二阶广义积分器、第一正序运算器、第二正序运算器、第一负序运算器、第二负序运算器、第五坐标变换器、第六坐标变换器、第七坐标变换器、第八坐标变换器、第四坐标变换器、幅值运算器、第一除法器、第九PI控制器、第十七加法器、第三积分器；
功率绕组静止abc坐标系三相电压upa、upb、upc通过第三坐标变换器变为两相静止αβ坐标系电压upα和upβ；静止坐标系下功率绕组的实际电压经过第十四加法器、第十五加法器和第十六加法器进行减法运算upαβ-upαβ5f-upαβ7f、upαβ-upαβ1f-upαβ7f和upαβ-upαβ5f-upαβ1f(其中，upαβ1f为αβ坐标系下的功率绕组电压±1次分量；upαβ5f为αβ坐标系下的功率绕组电压±5次谐波分量；upαβ7f为αβ坐标系下的功率绕组电压±7次谐波分量)，将得到的差值送入第一二阶广义积分器、第二二阶广义积分器和第三二阶广义积分器进行90度相移，其传递函数为：
Figure GDA0003321251040000182
Figure GDA0003321251040000183
其中，uf(s)为输入信号经过滤波之后的值；u(s)为输入信号；k为阻尼系数；
Figure GDA0003321251040000184
为谐振频率；s为拉氏变换符号，其值为jω；quf(s)为uf(s)滞后90度的值；
得到upαβ1f、qupαβ1f、upαβ5f、qupαβ5f、upαβ7f和qupαβ7f，将upαβ1f和qupαβ1f送入第一正序计算器计算得到upαβ1；将upαβ1f和qupαβ1f送入第一负序运算器得到upαβ-1；将upαβ5f和qupαβ5f送入第二负序运算器得到upαβ5；upαβ7f和qupαβ7f送入第二正序运算器的得到upαβ7。其运算规则如下所示：
Figure GDA0003321251040000191
Figure GDA0003321251040000192
其中，
Figure GDA0003321251040000193
为α轴的电压正序分量；
Figure GDA0003321251040000194
为β轴的电压正序分量；
Figure GDA0003321251040000195
为α轴的电压负序分量；
Figure GDA0003321251040000196
为β轴的电压负序分量；q为90度相移；
得到的upαβ1、upαβ-1、upαβ5、upαβ7均为两相静止αβ坐标系中的量，因此通过坐标变换将其变换到对应的各次dq旋转坐标系。将upαβ1通过第五坐标变换器变换到正序基频旋转坐标系，变换为
Figure GDA0003321251040000197
将upαβ-1通过第六坐标变换器变换到负序基频坐标系，变换为
Figure GDA0003321251040000198
将upαβ5通过七坐标变换器变换到-5次旋转坐标系，变换为
Figure GDA0003321251040000199
将upαβ7通过七坐标变换器变换到7次旋转坐标系，变换为
Figure GDA00033212510400001910
为了得到功率绕组侧电压基波参考值幅值和功率绕组变换角，还必须增加锁相环模块。本发明中锁相环为改进型锁相环技术，将得到的upαβ1通过第四坐标运算器进行坐标变换，变换角θp即为所求值，同时作为反馈值，为了防止电压幅值对锁相环的影响，特意设置了第一除法器，使得进入第九PI控制器的量与幅值无关，通过此环节可以实现对电压的跟踪，从而求得变换角θp。
具体地，如图7所示，PW电流提取模块，包括第九坐标变换器、第十八加法器、第十九加法器、第二十加法器、第四二阶广义积分器、第五二阶广义积分器、第六二阶广义积分器、第三正序运算器、第四正序运算器、第三负序运算器、第四负序运算器、第十坐标变换器、第十一坐标变换器、第十二坐标变换器和第十三坐标变换器；
功率绕组静止abc坐标系三相电流ipa、ipb、ipc通过第九坐标变换器变为两相静止αβ坐标系电流ipα和ipβ，此电压经过第十八加法器、第十九加法器、第二十加法器进行减法运算ipαβ-ipαβ5f-ipαβ7f、ipαβ-ipαβ1f-ipαβ7f、ipαβ-ipαβ5f-ipαβ1f(其中，ipαβ1f为αβ坐标系下的功率绕组电流±1次分量；ipαβ5f为αβ坐标系下的功率绕组电流±5次分量；ipαβ7f为αβ坐标系下的功率绕组电流±7次分量)，将得到的差值送入第四二阶广义积分器、第五二阶广义积分器、第六二阶广义积分器、进行90度相移，其传递函数为：
Figure GDA0003321251040000201
Figure GDA0003321251040000202
其中，if(s)为输入信号经过滤波之后的值；i(s)为输入信号；D(s)为传递函数；Q(s)为传递函数；qif(s)为与if(s)相差90度的值；
得到ipαβ1f、qipαβ1f、ipαβ5f、qipαβ5f、ipαβ7f、qipαβ7f，将ipαβ1f和qipαβ1f送入第三正序计算器计算得到ipαβ1；将ipαβ1f和qipαβ1f送入第三负序运算器得到ipαβ-1；将ipαβ5f和qipαβ5f送入第四负序运算器得到ipαβ5；ipαβ7f和qipαβ7f送入第四正序运算器的得到ipαβ7。其运算规则如下所示：
Figure GDA0003321251040000203
Figure GDA0003321251040000204
其中，
Figure GDA0003321251040000205
为α轴的电流正序分量；
Figure GDA0003321251040000206
为β轴的电流正序分量；
Figure GDA0003321251040000207
为α轴的电流负序分量；
Figure GDA0003321251040000208
为β轴的电流负序分量；q为90度相移；
得到的ipαβ1、ipαβ-1、ipαβ5、ipαβ7均为两相静止αβ坐标系中的量，因此通过坐标变换将其变换到对应的各次dq旋转坐标系；将ipαβ1通过第十坐标变换器变换到正序基频旋转坐标系，变换为
Figure GDA0003321251040000209
将ipαβ-1通过第十一坐标变换器变换到负序基频坐标系，变换为
Figure GDA00033212510400002010
将ipαβ5通过十二坐标变换器变换到-5次旋转坐标系，变换为
Figure GDA00033212510400002011
将ipαβ7通过十三坐标变换器变换到7次旋转坐标系，变换为
Figure GDA0003321251040000211
具体地，如图8所示，PW电压基波控制模块，包括第一加法器和第一PI控制器；用于功率绕组侧电压基波参考值
Figure GDA0003321251040000212
与反馈值up通过第一加法器进行比较得到差值
Figure GDA0003321251040000213
此差值经过第一PI控制器的比例积分运算得到控制绕组侧d轴电流参考值
Figure GDA0003321251040000214
具体地，如图9所示，MSC侧电流控制模块，包括第二加法器、第三加法器、第二PI控制器和第三PI控制器；
第二加法器用于计算
Figure GDA0003321251040000215
差值；第三加法器用于计算
Figure GDA0003321251040000216
差值；经过第二PI控制器和第三PI控制器，获取控制绕组dq坐标系电压参考值
Figure GDA0003321251040000217
综上所述，本发明与现有技术相比，存在以下优势：
本发明提供的无刷双馈电机独立发电的转矩脉动抑制装置及方法，目的在于不增加额外滤波装置，通过控制方法使得转矩脉动尽可能减小，提高无刷双馈电机发电电能质量，以实现无刷双馈电机在二象限变频器、晶闸管整流器、不控整流器和三相不平衡负载等各种特殊负载工况下正常运行。更为具体地，本发明利用LSC控制单元，注入-1次和5次电流谐波分量，从而对功率绕组-1次和5次谐波电压进行控制，进而使得无刷双馈电机的转矩脉动减小，发电电能质量提高，从而提高设备寿命。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置，其特征在于，包括LSC控制***，连接在无刷双馈电机的功率绕组侧，用于稳定直流母线电压；同时采用负载侧谐波电流参考值补偿LSC侧基波电流参考值，用于控制功率绕组的谐波电压；
其中，所述无刷双馈独立发电***的负载包括不对称负载和非线性负载；所述负载侧谐波电流参考值包括负载侧-1次谐波电流参考值和负载侧5次谐波电流参考值；
所述LSC控制***包括：
直流母线电压控制模块，其输出端连接LSC侧电流控制模块的第二输入端；LSC侧电流变换模块，其输出端连接LSC侧电流控制模块的第三输入端；顺次相连的LSC侧电流控制模块、LSC侧电压变换模块和第二SVPWM发生器；
PW电流提取模块和PW电压提取模块，分别用于获取功率绕组侧的各次旋转坐标系下实际电流分量和实际电压分量；且PW电压提取模块还用于计算功率绕组基波电压幅值和功率绕组变化角θp；PW电压谐波参考值计算模块，其输出端连接PW电压谐波控制模块的输入端；用于计算补偿转矩二次谐波和六次谐波的PW电压谐波给定值；
PW电压谐波控制模块的输出端连接LSC侧电流控制模块的第一输入端；用于将补偿转矩二次谐波和六次谐波的PW电压谐波给定值分别与功率绕组侧-1次旋转坐标系下和5次旋转坐标系下的实际电压分量作差；差值顺次进行比例积分运算、乘法运算和坐标变换，获取正序基频旋转坐标系下的负载侧谐波电流参考值；
所述LSC侧电流控制模块用于将采用负载侧谐波电流参考值补偿LSC侧基波电流参考值，补偿后的结果与坐标系下LSC侧电流作差，对差值进行比例积分谐振运算获取负载侧dq坐标系电压参考值。
2.根据权利要求1所述的转矩脉动抑制装置，其特征在于，还包括MSC控制***，连接在无刷双馈电机的控制绕组侧，用于稳定功率绕组基波电压幅值。
3.根据权利要求2所述的转矩脉动抑制装置，其特征在于，所述补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值为：
Figure FDA0003321251030000021
所述补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值为：
Figure FDA0003321251030000022
Figure FDA0003321251030000023
其中，
Figure FDA0003321251030000024
和
Figure FDA0003321251030000025
分别为补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量；
Figure FDA0003321251030000026
和
Figure FDA0003321251030000027
分别为功率绕组侧正序基频旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure FDA0003321251030000031
和
Figure FDA0003321251030000032
分别为功率绕组侧5次旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure FDA0003321251030000033
和
Figure FDA0003321251030000034
分别为功率绕组侧7次旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure FDA0003321251030000035
为功率绕组侧-1次旋转坐标系下的实际电流分量；
Figure FDA0003321251030000036
和
Figure FDA0003321251030000037
为补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量。
4.根据权利要求3所述的转矩脉动抑制装置，其特征在于，所述PW电压谐波控制模块，包括第十加法器、第十一加法器、第十二加法器、第十三加法器、第五PI控制器、第六PI控制器、第七PI控制器、第八PI控制器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、第五乘法器、第一坐标变换器和第二坐标变换器；
所述第十加法器、第十一加法器、第十二加法器和第十三加法器分别用于进行
Figure FDA0003321251030000038
和
Figure FDA0003321251030000039
运算；所述第五PI控制器、第六PI控制器、第七PI控制器和第八PI控制器分别用于对
Figure FDA00033212510300000310
Figure FDA00033212510300000311
和
Figure FDA00033212510300000312
进行比例积分运算；第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器和第五乘法器用于确定正相关关系；第一坐标变换模块用于获取正序基频旋转坐标下的负载侧-1次谐波电流参考值；第二坐标变换模块用于获取正序基频旋转坐标下的负载侧5次谐波电流参考值；
其中，
Figure FDA00033212510300000313
和
Figure FDA00033212510300000314
分别为补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量；
Figure FDA00033212510300000315
和
Figure FDA00033212510300000316
分别为补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量；
Figure FDA00033212510300000317
和
Figure FDA00033212510300000318
分别为功率绕组侧-1次旋转坐标系下d轴和q轴的实际电压分量；
Figure FDA00033212510300000319
和
Figure FDA00033212510300000320
分别为功率绕组侧5次旋转坐标系下d轴和q轴的实际电压分量。
5.根据权利要求2所述的转矩脉动抑制装置，其特征在于，所述MSC控制***包括CW变换角生成模块、PW电压基波控制模块、MSC侧电流变换模块、MSC侧电流控制模块、MSC侧电压变换模块和第一SVPWM发生器模块；
所述PW电压基波控制模块用于将功率绕组侧电压基波参考值与功率绕组侧电压基波反馈值作差，经过比例积分运算得到控制绕组侧d轴电流参考值
Figure FDA0003321251030000041
所述MSC侧电流变换模块用于获取dq坐标系下控制绕组d轴电流分量icd和q轴电流分量icq；
所述MSC侧电流控制模块的输入端连接PW电压基波控制模块和MSC侧电流变换模块；用于将
Figure FDA0003321251030000042
和-icq均进行PI运算，获取控制绕组dq坐标系电压参考值；
所述MSC侧电压变换模块用于将控制绕组dq坐标系电压参考值变换为两相静止坐标系下控制绕组电压的α轴分量参考值和β轴分量参考值；
所述第一SVPWM发生器模块用于产生MSC需要的PWM信号。
6.一种基于权利要求1所述的转矩脉动抑制装置的抑制方法，其特征在于，采用负载侧谐波电流参考值补偿LSC侧基波电流参考值，用于控制功率绕组的谐波电压；
其中，所述无刷双馈独立发电***的负载包括不对称负载和非线性负载；所述负载侧谐波电流参考值包括负载侧-1次谐波电流参考值和负载侧5次谐波电流参考值；
所述负载侧谐波电流参考值的获取方法为：
基于功率绕组侧的正序基频旋转坐标系、-1次旋转dq坐标、5次旋转dq坐标和7次旋转dq坐标下的实际电流分量和实际电压分量，计算补偿转矩二次谐波和六次谐波的PW电压谐波给定值；
将补偿转矩二次谐波和六次谐波的PW电压谐波给定值分别与功率绕组侧-1次旋转坐标系下和5次旋转坐标系下的实际电压分量作差；
差值顺次进行比例积分运算、乘法运算和坐标变换，获取正序基频旋转坐标系下的负载侧谐波电流参考值。
7.根据权利要求6所述的抑制方法，其特征在于，所述补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值为：
Figure FDA0003321251030000051
所述补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值为：
Figure FDA0003321251030000052
Figure FDA0003321251030000053
其中，
Figure FDA0003321251030000054
和
Figure FDA0003321251030000055
分别为补偿转矩二次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量；
Figure FDA0003321251030000056
和
Figure FDA0003321251030000057
分别为功率绕组侧正序基频旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure FDA0003321251030000058
和
Figure FDA0003321251030000059
分别为功率绕组侧5次旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure FDA00033212510300000510
和
Figure FDA00033212510300000511
分别为功率绕组侧7次旋转坐标系下的实际电压分量和实际电流分量；
Figure FDA00033212510300000512
为功率绕组侧-1次旋转坐标系下的实际电流分量；
Figure FDA00033212510300000513
和
Figure FDA00033212510300000514
为补偿转矩六次谐波的PW电压谐波给定值的d轴分量和q轴分量。
CN202110097294.4A 2021-01-25 2021-01-25 一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法 Active CN112865637B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110097294.4A CN112865637B (zh) 2021-01-25 2021-01-25 一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110097294.4A CN112865637B (zh) 2021-01-25 2021-01-25 一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112865637A CN112865637A (zh) 2021-05-28
CN112865637B true CN112865637B (zh) 2022-03-11

Family

ID=76008592

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110097294.4A Active CN112865637B (zh) 2021-01-25 2021-01-25 一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112865637B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114157201B (zh) * 2021-11-23 2023-10-03 华中科技大学 一种无刷双馈电机直流发电***转矩脉动抑制装置及方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108471263A (zh) * 2018-03-28 2018-08-31 华中科技大学 一种非线性负载下无刷双馈电机独立发电的励磁控制***
CN110224651A (zh) * 2019-05-05 2019-09-10 浙江大学 一种抑制二次谐波转矩的缺相控制方法
CN111181470A (zh) * 2020-03-06 2020-05-19 淄博高新区华科大高效节能电机技术研发中心 无刷双馈电机谐波抑制方法
CN112152525A (zh) * 2020-09-30 2020-12-29 华中科技大学 一种无刷双馈感应发电机不平衡电压补偿装置及方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10498279B2 (en) * 2015-11-23 2019-12-03 Abb Schweiz Ag Electromagnetic machine system having current injection for inductive excitation of windings
CN112217238B (zh) * 2020-10-15 2022-04-05 华中科技大学 一种无刷双馈发电机***及其控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108471263A (zh) * 2018-03-28 2018-08-31 华中科技大学 一种非线性负载下无刷双馈电机独立发电的励磁控制***
CN110224651A (zh) * 2019-05-05 2019-09-10 浙江大学 一种抑制二次谐波转矩的缺相控制方法
CN111181470A (zh) * 2020-03-06 2020-05-19 淄博高新区华科大高效节能电机技术研发中心 无刷双馈电机谐波抑制方法
CN112152525A (zh) * 2020-09-30 2020-12-29 华中科技大学 一种无刷双馈感应发电机不平衡电压补偿装置及方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Improved Collaborative Control of Standalone Brushless Doubly Fed Induction Generator Under Unbalanced and Nonlinear Loads Considering Voltage Rating of Converters;Wei Xu et al.;《 IEEE Transactions on Power Electronics》;20200531;第35卷(第5期);第4963页第4段-第4964页最后1段 *
非线性负载下无刷双馈感应电机独立发电***的谐波抑制;余开亮;《中国优秀硕士学位论文全文数据库（工程科技Ⅱ辑）》;20200315(第3期);第C042-313页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN112865637A (zh) 2021-05-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Hu et al. Current control for dual three-phase permanent magnet synchronous motors accounting for current unbalance and harmonics
Comanescu et al. Decoupled current control of sensorless induction-motor drives by integral sliding mode
CN108471263B (zh) 一种非线性负载下无刷双馈电机独立发电的励磁控制***
CN108448966B (zh) 一种不平衡负载下独立无刷双馈发电机负序电压抑制***
CN112737441B (zh) 一种永磁辅助同步磁阻电机的控制方法
CN108988725B (zh) 一种采用改进复矢量pi控制器的永磁同步电机电流谐波抑制***及方法
Wu et al. Harmonic torque suppression methods for single-phase open-circuit fault-tolerant operation of PMSM considering third harmonic BEMF
Ye et al. Study on steady-state errors for asymmetrical six-phase permanent magnet synchronous machine fault-tolerant predictive current control
Rubino et al. Modular stator flux and torque control of multi-three-phase induction motor drives
CN112865637B (zh) 一种无刷双馈独立发电***的转矩脉动抑制装置及方法
CN109412478B (zh) 一种无刷双馈电机的功率下垂控制方法
CN108448969B (zh) 一种非线性负载下独立无刷双馈发电机的控制***
Lyu et al. Hybrid frame-based current control scheme for LC-equipped PMSM with non-sinusoidal back-EMF
Jin et al. Deadbeat fault-tolerant control scheme for dual three-phase PMSG with high-resistance connection fault
CN112217238A (zh) 一种无刷双馈发电机***及其控制方法
Lyu et al. A Novel Harmonic Current Control Method for Torque Ripple Reduction of SPMSM Considering DC-Link Voltage Limit
CN114157201B (zh) 一种无刷双馈电机直流发电***转矩脉动抑制装置及方法
CN113839595A (zh) 双三相永磁同步电机谐波和不平衡电流抑制方法
Xu et al. An advanced harmonic compensation strategy for dual three-phase permanent magnet synchronous machines considering different angle displacements
CN114584011A (zh) 一种无刷双馈电机协同转矩脉动抑制装置及方法
Ding et al. A Novel Suppression Method for Position Estimation Error in Sensorless Control of Electrolytic Capacitor-Less PMSM Drives
Zhang et al. Maximum torque increase and performance optimization for induction motor field-weakening control
Yuan et al. Current vector decoupling control for six-phase PM synchronous motor considering harmonic current
CN115987162A (zh) 一种bdfig-dc***谐波铜耗最小化控制装置及方法
Kumar et al. A Robust Rotor Flux Based S-PLL for Permanent Magnet Synchronous Generator

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant