CN1142644C - 正交频分复用调制***中保护间隔的填充方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及信息传输，特别是因特网、数字电视、数据广播等应用中的信息通信。正交频分复用调制(OFDM)在传输信道存在时延时，用PN序列代替保护间隔(零保护间隔)而实现传输信号抗多径的方法，传输信号段开始和结束的定时估计方法。每个信号帧序列具有伪随机m序列PN，接收信号和PN序列构成卷积信号，从接收信号中减去卷积信号后去识别PN序列的开始和结束。PN序列用于定时恢复、载波恢复、信道估计、帧同步和OFDM中保护间隔的替代。

Description

正交频分复用调制***中保护间隔的填充方法

技术领域

本发明属于信息调制技术领域，特别涉及正交频分复用调制***中保护间隔的填充技术。

背景技术

通信***的核心是如何在有限的带宽内提高传输效率和可靠性。因此，在数字电视或计算机***中，每个传输帧的净荷或有效数据部分应该占传输帧尽可能大的部分，以便提高***的传输效率。同时，***应该能够识别和补偿传输信道的特性变化，包括每个传输帧的时间延时，以便实现可靠传输。

在正交频分复用调制(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)***中，OFDM信号结构是块结构，每个信号块称为OFDM符号，它在时域中由两个部分组成，一个是数据部分，另一个是保护间隔部分。OFDM符号的数据部分是在频率域定义的。为了抗多径干扰，OFDM符号的保护间隔是必须有的，其保护间隔长度一般大于传输中多径信号的传播延时，以便消除多径干扰，提高***传输的可靠性。

根据OFDM保护间隔中填充信号的不同，现在的OFDM符号中填充信号有两种独立的定义：第一种是是零值填充(Zero-padding)的保护间隔，即在OFDM保护间隔中填充“0”，由于接收端处理算法稍微复杂，一直没有得到广泛应用；第二种则是目前得到广泛应用的循环前缀填充(Cyclic-Prefix-padding)的保护间隔，现有的采用OFDM的传输***都是采用这种保护间隔，例如欧洲地面数字视频广播(DVB-T)、数字音频广播(DAB)、日本地面数字电视广播(ISDB-T)、IEEE802.11a和IEEE802.16a等国际标准。

要实现上述的可靠性，需要***能从信道传输的特定信号中恢复时钟、恢复载波和估计信道特性。

在欧洲DVB-T OFDM和其它OFDM***中，***同步是通过在频域0FDM符号数据部分中***导频而实现的，即采用频域同步技术。欧洲DVB-T的核心技术称为COFDM(即编码的正交频分复用)，其中所谓“编码”(即“C”)的含义之一是在OFDM频谱中随机***了一些“导频”(Pilot)信号，这些导频又分为连续导频(即在COFDM符号块中的位置是固定的)和散布导频(即在不同COFDM符号块中有所不同，但以4个COFDM符号块为周期循环)。连续导频被用于同步和锁相等，而散布导频则形成对频率选择性衰落信道的频域采样，进而用于信道估计。欧洲DVB-T用于同步和信道估计目的的导频载波数量占总载波的10％，并且DVB-T保留了传统OFDM技术的另一特点，即在OFDM数据块前***一段由循环前缀码填充的保护间隔，显然保护间隔和导频的设置，以降低了***的传输效率为代价。

发明内容

本发明的目的是通过在每个传输帧中提供伪随机或伪噪声(Pseudo Noise，PN)序列来满足恢复时钟、恢复载波和估计信道的需要，这里的PN序列对于代数运算(例如卷积、布尔加和段内移位)满足正交性和封闭性。接收信号(经过信道传输)和一个或多个选择的PN序列进行卷积，得到卷积信号。分析此卷积信号，可以识别PN序列的开始或结束时间、识别信道时延和恢复定时。接收信号的载波频率可以从构成PN序列的符号(比特、半字节、字节等)中恢复，并且实现信号帧同步，从时延和相应的相移中估计传输信道特性。上述的PN序列位于信号帧内，同时作为正交频分复用(OFDM)调制方案的保护间隔，相当于通常OFDM中的保护间隔变为了零。所有这些特性集中在一起，可以实现OFDM解调，并且得到高效率和高可靠性。

本发明提出一种正交频分复用调制***中保护间隔的填充方法，在正交频分复用***的信号传输信道中存在时间延时情况下，用PN序列代替保护间隔，包括以下步骤：

1)提供伪随机m序列PN(t；k)(k＝1，...，K；K≥1)集，其中不同类型符号的数据是等概的；任意两个m序列的布尔和，以及任意m序列的循环移位后仍是m序列；任意两个序列的卷积信号满足PN(t；i)*PN(t+Δt；j)＝δ(Δt)·δ(i，j)，这里δ(Δτ)是δ函数，并且δ(i，j)＝0，除非i＝j；

2)在要传输的至少一个信号帧后附加选择的序列PN(t；k)，构成填充的信号帧；

3)通过信道传输至少一个填充的信号帧，接收到的传输信号可能具有无法控制的时间延时Δt；

4)接收传输信号的一个接收版本Rc(t)，经过分段卷积后，级联构成复合信号： $\mathrm{Rc}(t;\mathrm{\Δt};\mathrm{comp})=\underset{k=k1}{\overset{k2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{PN}(t+\mathrm{\Δt};k)*\mathrm{Rc}\left(t\right)$ 这里Δt是选择的时间增量，并且k1和k2是选择的整数，且k2≥k1；形成剩余信号Rc(t；rem)＝Rc(t)-Rc(t；Δt；comp)；并且从这个多径信息中可以识别每个(时延的)DFT块和相应的PN序列，从而识别信号帧序列中的每个信号帧。

本发明可实现OFDM解调，并且得到高效率和高可靠性。

附图说明

图1A和1B描述了传统的OFDM帧结构的可选方式。

图2A、2B和2C描述了本发明所提出的利用PN序列的帧结构方式。

图3描述了帧同步PN序列的组成。

图4描述了一个典型的传输信号。

图5A和5B描述了理想的信号帧序列的非重叠分量。

图6A和6B描述了典型的多径干扰(点虚线)对帧同步序列和数据部分的影响。

图7描述了本发明实现过程的信号流程图。

图8和9描述了用于本发明的发射和接收***。

具体实施方式

通常OFDM帧格式的第一和第二种构成如图1A和1B所示。在图1A的格式中，DFT(或FFT)块13B位于循环前缀段13A之后，循环前缀用作DFT的保护间隔。OFDM调制需要使用保护间隔或它的等效体，以便抵消接收信号中可能存在的多径信号，防止码间串扰。在图1B的格式中，DFT块后面跟着零填充段，此零填充段用作DFT块的保护间隔。

本发明所述的伪随机或伪噪声PN序列(编码的m序列)用于OFDM调制的保护间隔中。该m序列是一定长度的符号序列，一般为“0”和“1”的集合，它满足三个需要：1)不同类型符号的数目(例如数据“0”和“1”)是等概的；2)任意两个m序列的布尔和，以及任意m序列的循环移位后仍是m序列；3)两个m序列MS(t；i)和MS(t；j)的卷积满足正交条件：

MS(t+Δt；i)*MS(t；j)＝δ(Δt)·δ(i，j)                  (1)

这里δ(Δt)是修正的δ函数(对于|Δt |＞Δt₁，δ(Δt)＝0)，δ(i，j)是Kronecker δ函数(＝0，除非i＝j)。如果m序列不依赖于索引号i，或者索引号众所周知的满足i＝j，那么Kronecker δ函数可以忽略。通常m序列长度选为2^J-1，这里J为正整数，例如J＝7、8或9。

对所有m序列集合的子集都适用，如上述提到的编码的m序列PN(t；j)。(编码的)PN序列的集合可以采用沃尔什码或类似的Haar码产生。产生沃尔什码或Haar码的方法参见T.J.Lynch编著的“数据压缩”(Data Data Compression，Van Nostrand，NewYork，1985，pp.79-85)和K.Smolik、J.E.Wilker编著的“无线/个人通信中的CDMA应用”(Applications of CDMA in Wireless/personal Communications，Prentice Hall，Upper Saddle River，New Jersey，1997，pp.23-39.)。也可产生和使用PN序列的其它集合，只要其满足等式(1)。

PN序列是M阶m序列，众所周知，可用Fibonacci型线性反馈移位寄存器(Linearfeedback shift register，LFSR)实现。对于LFSR和M＝9，一个合适的特征多项式为：

        P(x；4∶9)＝1+X⁴+X⁹                            (2)

初始掩码决定了LFSR的初始条件，从而决定了产生的PN序列的相位。这里也可以选择其它合适的特征多项式，以及相应的阶数M。

在图2A所示的本发明第一种实施例中，编码的PN序列23A包含或替换图1A所示的循环前缀段13A，与DFT块21A相连。在图2B所示的本发明第二种实施例中，编码的PN序列23B包含或替换图1B所示的零填充段11A，与DFT块21B相连。

在图2C所示的本发明第三种实施例中，在图2B中的编码的PN序列23B包含在帧同步段26C中，随后是DFT块21C。图3中帧同步段包括一个可选的前同步24C，紧跟其后的PN序列23C和紧跟PN序列之后的可选的后同步25C。前同步、PN序列和后同步的长度分别为F1、F2和F3，这里F1和F3选择为非负整数，选择F2为正整数。帧同步段长度为F1+F2+F3个符号。

图2C所示的格式中，为了快速和可靠的实现同步，前同步和后同步段不是任意选择的。最可取的是前同步和后同步符号的选择要使F2个连续符号的任意阶集合构成的帧同步段(长度为F1+F2+F3)也是PN序列；更特别的，图3中位于帧同步段中F1+1到F1+F2位置的“原始”PN序列经过一定数目或循环移位后形成新的PN序列，作为前同步和后同步。帧同步段，如果在信号帧中存在，可以用相关的PN序列来表征。

这里所用的信息传输单元是信号帧，它包括图2A和2B所示格式中帧体21A或21B，或者图2C所示格式中的帧同步段26C和帧体21C。帧体21A、21B或21C，包括DFT块和头信息，头信息具有固定数目的信号符号(Octets、bytes、Nibbles或bit)，它提供帧源、帧目的地、序列数目、帧长度、数据类型(监督、信息、未编号的)、数据净荷大小、流程控制、消息优先级、误码检测和校正、其它校验信息等，最可取的是帧体具有固定大小，或者在规定的大小范围内。

假定Tr(t)是代表传输的帧信号，如图4所示。通过分离和分析相关的PN序列来识别信号帧，这需要准确地知道在信号帧序列中每个PN序列的开始和结束位置。

理想的修正的信号帧序列可分解为两个非重叠序列：第一个序列-PN序列PN(t；i；ideal)，和第二个序列-DFT块DFT(t；i；ideal)，如图5A和5B所示。

无论如何，在实际中，每个传输的信号帧都有时间延迟，包括多径信号失真，为了把PN序列与信号帧中的其它数据段区别开来，需要相当精确的定时。图6A和6B描述了在如图5A、5B所示的帧同步和DFT上增加时间延迟后的影响。虽然理想的修正PN序列PN(t；i；ideal)在t＝``(i)时突变为0，接收序列PN(t；i；Rc)在一定的时间t``(i)≤t≤t```(i+1)内缓慢地降为0，如图6A所示。类似地，虽然理想的DFT块DFT(t；i；ideal)在t＝`(i+1)时突变为0，接收的DFT(t；i；Rc)在一定的时间t`(i+1)≤t≤t````(i+1)＜t``(i+1)内缓慢地降为0，如图6B所示。因此，接收端要定位时间t＝t`(i；Rc)和t＝t``(i；Rc)很困难，而这些时间对应着没有多径情况下接收的PN序列的开始和结束位置。

h(t)是传输信道TC的脉冲δ(t)(具有无穷小宽度Δt1的修正δ(t)函数)响应。信号Tr(t)通过信道TC传输后，接收信号Rc(t)表述为传输信号Tr(t)和脉冲响应信号h(t)的卷积：

    Rc(t₂)＝Tr(t₁)*h(t₂-t₁)                         (3)这里*表示两个信号Tr(t₁)和h(t₂-t₁)的卷积和相关运算。而Tr(t)信号为

  Tr(t)＝PN(t；i；ideal)+mp(t)      (t′(i；Rc)≤t＜t′(i+1；Rc)      (4)这里，mp(t)表示多径干扰分量。由于等式(1)中每个PN序列的正交性，则可证明

PN(t+Δt；i；ideal)*PN(t；j；ideal)＝δ(Δt)δ(i，j)      (5)

在时间间隔t`(i；Rc)≤t≤t``(i；Rc)内，如果PN序列PN(t；i；ideal)不依赖于索引i，或者PN序列(i)是已知的，并且i＝j，则这里的Kronecker δ索引δ(i，j)(＝0或1)可以丢弃。则等式(3)与PN序列卷积，得：PN(t+Δt；i；ideal)*Rc(t)＝PN(t+Δt；i；ideal)*{Tr(t₁)*h(t₂-t₁)}

                     ＝PN(t+Δt；i；ideal)*{[PN(t；i；ideal)+mp(t)]*h(t₂-t₁)}

                     ＝PN(t+Δt；i；ideal)*PN(t；i；ideal)*h(t₂-t₁)            (6)

                       +PN(t+Δt；i；ideal)*mp(t)*h(t₂-t₁)

                     ＝δ(Δt)*h(t)+(由于mp(t)而小的残留)

上式中用于相乘的序列PN(t；i；ideal)是已知的，并且***的脉冲响应h(t)可以计算得到，因此，可以知道，对于信道TC，等式(6)中表述的卷积信号可用于测定时间点(t＝t`(i；Rc)和t＝t``(i；Rc))，对应于通过信道TC传输的理想PN信号的“边缘”。

接收信号的分段定义如下：

从而能级联构成复合信号

$\mathrm{Rc}(t;\mathrm{\Δt};\mathrm{comp})=\underset{k=k1}{\overset{k2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{PN}(t+\mathrm{\Δt};k)*\mathrm{Rc}\left(t\right).....\left(8\right)$

对于分析的第d帧信号帧序列，这里k1和k2(≥k1)是选择的整数。从接收到的信号Rc(t)中减掉复合信号Rc(t；Δt；comp)，获得剩余信号

      Rc(t；rem)＝Rc(t)-Rc(t；Δt；comp)                    (9)

上式明确地表述了多径信号在每个时间间隔t``(i；Rc)≤t≤t``(i+1；Rc)内对接收到的信号的影响。从这个多径信息中可以识别每个(时延的)DFT块和相应的PN序列，从而识别信号帧序列中的每个信号帧。

时间延时确定或估计后，使用信号帧PN序列中已知的符号图案来恢复信号载波频率，并估计出频率偏移和/或频率偏差。

使用时间延时和频率偏移和/或频率偏差，可以估计出帧或帧群中一个或多个传输信道特性。

在频域中，信号帧有一定的带宽Δf₁。为了充分覆盖这个带宽，不产生频谱混叠，DFT块和它相应的PN序列的时域取样频率至少等于Nyquist频率。在一些情况中，取样率需要大于信号帧的符号率。

等式(1)中卷积运算产生的δ函数具有非常小、但非零的时间宽度Δt₁，其频域中相应带宽为Δf₂。为信号帧提供的实际带宽Δf₁应至少等于所需要的带宽Δf₂。

估计一个或多个传输信道特性的方法之一是分析接收信号Rc(t)的傅氏变换FT(f；Rc)，其相应的脉冲响应函数为h(t)。理想傅氏变换FT(f；Rc)近似为一个同步函数：

$\mathrm{FT}(f;\mathrm{Rc};\mathrm{ideal})=\mathrm{sync}(f/f_0).....\left(10\right)$

代表频域带宽的参考频率f₀是近似选择。实际的傅氏变换FT(f；Rc)和理想傅氏变换FT(f；Rc；ideal)的偏差可用于估计传输信道一个帧或帧序列的一个或多个(时变)特性。

一旦PN序列相关的时间延时确定和补偿了，PN就可用于信号帧的同步。

图2A、2B和2C所示的任何格式中，当检测或估计与帧相关的时间延时时，PN序列可作为DFT块的保护间隔，因为(1)PN序列的符号序列是已知的；(2)PN序列的开始和/结束时间是已知的。因而在帧体中不需要提供另外的保护间隔，以前用于保护间隔的部分现在可用于帧体的数据净荷部分，和/或减少帧体的长度。因此，提高了传输效率。同时，前述的信息也用于接收信号的解调。

每个传输信号帧中PN序列的***和分析起以下作用：(1)逐帧的时钟恢复和多径信号失真的估计；(2)载波频率的恢复；(3)一个或多个传输信道参数的估计；(4)删除只用作保护间隔的保护间隔；(5)接收到的每个信号帧的同步。

按照本发明，OFDM***的信号传输信道中存在时间延时的情况下，至少一个传输信号段的开始和结束的定时估计流程如图7所示。在步骤71，提供K(≥1)阶伪随机m序列PN(t；k)，满足等式(1)或(5)中的卷积信号的正交性。在步骤72，选择的序列附加到至少一个信号帧，形成填充的信号帧。在步骤73，至少一个填充的信号帧通过一个信号时间延时无法控制的传输信道。在步骤74，接收到传输信号的一个接收版本Rc(t)，对于k1≤k≤k2，形成卷积信号PN(t+Δt；k)*Rc(t；i)的总和Rc(t；Δt；comp)，如同等式(8)。在步骤75，形成剩余信号Rc(t；rem)＝Rc(t)-Rc(t；Δt；comp)，如同等式(9)。在步骤76，分析剩余信号，以便确定接收信号Rc(t)中至少一个序列PN(t；k)的开始和结束。

图8原理性描述了一个采用本发明方法的发射***80。在DFT(或FFT)转换块81接收输入数据，并转换为合适的数字格式。PN序列模块83提供一个或多个PN序列。从DFT块81和PN序列块83输出的信号送给复接器(MUX)85，MUX输出信号包含交替的DFT块和PN序列。RF模块87接收MUX输出信号，处理后的结果送给发射天线或其它信号发射机89。

图9原理性地描述了一个采用本发明方法的接收***90，天线或其它信号接收机91接收调制信号，送给下变频模块93进行频率变换。下变频后的信号帧，包括DFT块和附加的PN序列，送给PN序列处理器95，它完成时钟恢复、载波恢复(选项)、信道估计(选项)和帧同步(选项)等信道状态信息。下变频后的信号帧也送给PN序列去除模块97。PN序列处理器95完成它的任务后，把得到的控制信号也送给PN序列去除模块97，从信号帧中去除附加的PN序列，得到的DFT块送给DFT变换模块99。变换后的“原始”信号帧的DFT部分用作解调信号(数据)。从PN序列处理器95得到信道状态信息，可基于接收到的信号帧单独分析(可选的)以便确定信道状态信息。

Claims (5)

1.一种正交频分复用调制***中保护间隔的填充方法，在正交频分复用***的信号传输信道中存在时间延时情况下，用PN序列代替保护间隔，包括以下步骤：

1)提供伪随机m序列PN(t；k)(k＝1，...，K；K≥1)集，其中不同类型符号的数据是等概的；任意两个m序列的布尔和，以及任意m序列的循环移位后仍是m序列；任意两个序列的卷积信号满足PN(t；i)*PN(t+Δt；j)＝δ(Δt)·δ(i，j)，这里δ(Δτ)是δ函数，并且δ(i，j)＝0，除非i＝j；

2)在要传输的至少一个信号帧后附加选择的序列PN(t；k)，构成填充的信号帧；

3)通过信道传输至少一个填充的信号帧，接收到的传输信号可能具有无法控制的时间延时Δt；

4)接收传输信号的一个接收版本Rc(t)，经过分段卷积后，级联构成复合信号： $\mathrm{Rc}(t;\mathrm{\Δt};\mathrm{comp})=\underset{k=k1}{\overset{k2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{PN}(t+\mathrm{\Δt};k)*\mathrm{Rc}\left(t\right)$

这里Δt是选择的时间增量，并且k1和k2是选择的整数，且k2≥k1；形成剩余信号Rc(t；rem)＝Rc(t)-Rc(t；Δt；comp)；并且从这个多径信息中可以识别每个DFT块和相应的PN序列，从而识别信号帧序列中的每个信号帧。

2.按照权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括使用信号帧PN序列中已知的符号图案来恢复信号载波频率。

3.按照权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括使用所述的PN序列来估计所述的传输信道的至少一个参数。

4.按照权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括用至少一个所述的具有所述的PN序列的信号帧来代替至少一个保护间隔。

5.按照权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括当PN序列相关的时间延时确定和补偿后，使用所述的填充的PN信号，为信号帧提供时间同步。

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