CN101888359B - 基于tds-ofdm的多址接入***及其信号帧结构、接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及本发明提出了一种基于TDS-OFDM的多址接入***，发送端中设计了“时间-用户二维帧结构”，接收端通过加减运算便完成多用户联合循环特性重构，进而通过DFT可以完成频域多用户信号正交分离，同时还通过一次循环相关完成时域多用户信道正交分离，并通过设置用户窗口来选择属于各自用户的信道，然后采用单抽头频域均衡方法恢复出各个用户的发送信号，从而实现多用户接入和通信。本发明解决了TDS-OFDM用于多址接入时多用户间帧头与帧体之间的叠加干扰难以消除这一技术难题，同时该***还以比传统的单用户TDS-OFDM***更低的复杂度实现了多用户接入，而且在移动条件下取得了更好的***性能。

Description

基于TDS-OFDM的多址接入***及其信号帧结构、接收方法

技术领域

本发明涉及多址接入通信领域，具体涉及一种基于TDS-OFDM的多址接入***及其信号帧结构、接收方法。

背景技术

OFDM技术被广泛应与于单向广播***或单用户***中，比如DVB和WLAN，而大多数的实际通信***都是支持多用户并发双向通信的，所以有必要对OFDM做进一步的扩展，形成支持多用户接入的OFDM技术。

在无线通信***中，多址方式允许多个移动用户同时共享有限的频谱资源。频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)是无线通信***中共享有效带宽的三种主要接入技术。而正交频分多址(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access OFDMA)技术是一种基于OFDM的多址技术，也称为多用户OFDM技术，该技术最先由Sari和Karam提出并应用于有线电视网络中(CATV)。OFDMA将传输带宽划分成正交的子载波集，将不同的子载波集灵活分配给不同的用户来达到多用户接入的目的。在OFDMA上行链路中，不同用户的信号同时到达基站接收，假设各个用户均达到理想同步，则基站通过频域子载波分离，即可准确无误的分离和恢复各个用户的信号，从而避免了不同用户间的多址干扰。OFDMA是实现OFDM***中多用户复用和接入的最有效方式，因此近年来也倍受关注和研究，在欧洲数字电视回传信道标准DVB-RCT就采用了OFDMA技术，在IEEE802.16e标准中，OFDMA作为最核心的物理层技术被应用到WiMAX***中。OFDMA被广泛视为下一代宽带无线通信的首选技术。

在诸多的OFDMA***中，OFDM符号均使用循环前缀(CyclicPrefix)用作IDFT块的保护间隔，以便抵消接收信号中可能存在的多径信号，防止码间串扰，该结构称为循环前缀的OFDM(CP-OFDM)。CP-OFDM目前已经得到了广泛应用，如DAB、DVB-T、IEEE 802.11a、HIPERLAN/2、WLAN、WiMAX等，目前绝大多数的B3G/4G提案都使用了CP-OFDM。清华大学申请的中国发明专利“正交频分复用调制***中保护间隔的填充方法”(授权号为01124144.6)提出了PN序列作为IDFT块的保护间隔的OFDM帧结构，并以此为基础形成了中国地面数字电视标准DTMB的核心技术TDS-OFDM(TimeDomain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)。相对于CP-OFDM，由于TDS-OFDM***中的PN序列除了作为OFDM块的保护间隔以外，在接收端还可以被用做信号帧的帧同步、载波恢复与自动频率跟踪、符号时钟恢复、信道估计等用途，因而不需要像CP-OFDM那样再利用专门的导频或前导训练序列来辅助完成同步及信道估计，因而TDS-OFDM可以提供比CP-OFDM高约10％的频谱效率。此外，已有文献证明，TDS-OFDM可以提供比CP-OFDM更好的***性能。

在以CP-OFDM为基础的OFDMA***中，不同单一用户的信号帧经过多径信道后，帧头保护间隔和帧体OFDM数据都会产生如图1A中阴影所示的“拖尾”，但由于保护间隔是帧体OFDM数据的循环前缀，故当信道在同一信号帧持续时间内假设不变的前提下，帧头保护间隔产生的“拖尾”与帧体OFDM数据产生的“拖尾”完全相同，在接收端信号中直接截取帧体部分，则相当于把帧体产生的“拖尾”直接叠加在帧体接收序列上，这样，帧体接收序列便具有循环特性，如图1A所示。CP-OFDM***正是由于直接去掉保护间隔后的帧体接收序列具有循环特性，因而将帧体OFDM数据与信道之间的线性卷积转化为循环卷积，从而可以通过简单的离散傅立叶变换(DFT)便可完成帧体OFDM数据的信道均衡，进而恢复出发送端的帧体OFDM数据。在OFDMA***中，不同用户发送的频域数据相互正交，经过多经信道后，这些信号在基站接收端的时域信号则叠加在一起，假设各个用户均达到理想同步，则按照单用户OFDM***中完全一致的方法，基站从接收信号中直接去掉保护间隔，所得到的各用户数据线性叠加在一起的接收信号仍具有循环特性，因此，将此信号作DFT变换到频域，则在频域将各用户相互正交的子载波分离，进而可以恢复出不同用户的发送数据。

然而，在以TDS-OFDM为基础的OFDMA***中，情况就要复杂得多。对于以TDS-OFDM为基础的多址接入***的某单一用户，由于其帧头保护间隔不是循环前缀，而是不同的PN序列，故TDS-OFDM信号帧经过多径信道后，如图1B所示，帧头PN序列产生的“拖尾”与帧体OFDM数据产生的“拖尾”完全不同，在接收端信号中直接截取帧体部分所得的序列因为帧头PN序列的“拖尾”干扰将不再具有循环特性，故不能直接运用DFT变换实现信道均衡。因此，在接收端需要采用不断迭代的方法来消除PN序列对帧体OFDM数据的干扰，以便恢复帧体OFDM信号的循环特性。现有技术中有文献在上述迭代干扰消除方法的基础上，分别提出了一种基于部分判决辅助的迭代干扰消除方法和基于训练序列重构的迭代干扰消除方法，以降低迭代干扰消除的复杂度。然而，上述三种方法均存在两个方面的问题：首先，迭代干扰消除方法需要进行多次迭代，算法较为复杂，运算量很大，实现复杂度较高，接收机的功耗也较大；其次，只有在接收端能得到理想的信道估计的情况下，才能完全消除PN序列的影响，否则就会存在残余码间干扰，从而严重影响***性能。可以说，PN序列与OFDM数据块之间的相互干扰是TDS-OFDM***的主要难点和不足，这一问题在基于TDS-OFDM的多址***中尤为突出，因为图1B中不同用户发送的信号经过不同的信道后，基站接收端必须分离出不同用户的信号，而不同用户的PN序列(即使不同的用户均采用相同的PN序列)经过不同的信道后均会对OFDM数据部分产生不同的干扰，这些干扰叠加在一起，只有当基站估计出所有用户信道冲击响应后才可以按照上述的迭代干扰消除方法将这些叠加的干扰逐一去除，而要得到所有用户的信道估计，必须首先消除叠加在一起的不同用户的数据对PN序列的干扰(假设信道估计仍通过PN序列来获得)，但是数据对PN序列的叠加干扰消除的前提是已知各用户的发送数据并得到所有用户的信道估计，这在基站正确分离各用户的信号前是不可能的。因此，在多用户TDS-OFDM中，不同用户的数据与PN序列之间的干扰叠加在一起，使得原本就比较复杂的迭代干扰消除方法根本不可能消除多个用户叠加在一起的干扰，基站接收端也就不可能分离出不同用户的信号。正是由于这个原因，目前基于TDS-OFDM的多址接入***的文献甚少。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于TDS-OFDM的多址接入***及其信号帧结构和接收方法，解决TDS-OFDM用于多址接入时多用户间帧头与帧体之间的叠加干扰难以消除这一技术难题，同时该***还以比传统的单用户TDS-OFDM***更低的复杂度实现了多用户接入，而且在移动条件下取得了更好的***性能。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

本发明提供了一种基于TDS-OFDM的多址接入***的信号帧结构，信号帧包括帧头PN序列，信号帧具有时间-用户二维帧结构：

在时间轴上，第m个用户在第i+1帧的m序列p_m，i+1是由第i帧的m序列p_m，i经过L_t位循环位移后得到，i、m为正整数；

在用户轴上，相邻第m和m+1个用户在第i个信号帧中所采用的m序列p_m+1，i和p_m，i，p_m+1，i是p_m，i经过L_u位循环位移后得到的；

各信号帧中的m序列经过L_t位循环扩展后得到该信号帧的帧头PN序列。

优选地，L_t小于或等于m序列的长度；

L_u≥l_max且M·L_u≤N_p，其中l_max为不同用户经过的信道的最大多径时延，N_p为m序列的长度，M为***中的用户总数。

优选地，得到各用户在各信号帧中的帧头PN序列后，按照TDS-OFDM调制方式的信号处理流程得到包含各用户数据信号的完整信号帧。

本发明还提出了一种基于TDS-OFDM的多址接入***的接收方法，该***的接收端通过一次加减运算完成多用户联合循环特性重构，在时域上同时重构出所有用户接收信号的循环特性。

优选地，该***的接收端将时域上经过多用户联合循环特性重构后的信号变换到频域，并在各用户对应的子载波集合上选择各用户的频域信号，从而在频域上完成了所有用户信号的正交分离。

优选地，该***的接收端在时域上将所有用户的信道正交分离。

优选地，接收端根据在频域上已经分离出的各用户的接收信号和在时域上分离得到的各用户信道信息，采用单抽头频域均衡方法恢复出各用户的发送数据。

优选地，该方法将接收到的多用户m序列叠加在一起的信号与本地m序列做循环卷积或时域相关来得到所有用户信道的信道估计，并通过在时域上设置相互正交的用户窗口来选择属于各用户的信道。

优选地，用于做循环卷积或时域相关的本地m序列是多址接入***中任何一个用户在当前信号帧所采用的m序列。

本发明还提供了一种基于TDS-OFDM的多址接入***，该***中多用户的发射端具有用于生成具有时间-用户二维帧结构的信号帧的帧生产单元；

该***的接收端具有时域循环特性重构单元，通过一次加减运算完成多用户联合循环特性重构，在时域上同时重构出所有用户接收信号的循环特性。

该***的接收端还具有：

用户信号正交分离单元：用于将时域上经过多用户联合循环特性重构后的信号变换到频域，并在各用户对应的子载波集合上选择各用户的频域信号，在频域上完成了所有用户信号的正交分离；

信道正交分离单元，用于在时域上将所有用户的信道正交分离；

数据恢复单元，用于根据在频域上已经分离出的各用户的接收信号和在时域上分离得到的各用户信道信息，采用单抽头频域均衡方法恢复出各用户的发送数据。

利用本发明提供的基于TDS-OFDM的多址接入***及其信号帧结构、接收方法，解决TDS-OFDM用于多址接入时多用户间帧头与帧体之间的叠加干扰难以消除这一技术难题，同时该***还以比传统的单用户TDS-OFDM***更低的复杂度实现了多用户接入，而且在移动条件下取得了更好的***性能。

附图说明

图1A为现有技术中基于CP-OFDM多址接入***中的帧结构图；

图1B为现有技术中基于时域同步正交频分复用TDS-OFDM的多址接入***中的帧结构图；

图2为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中发送端的时间-用户二维帧结构图；

图3A为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中发送端第m个用户数据的发送信号帧结构图；

图3B为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中接收端第m个用户的接收信号帧结构图；

与3C为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中接收端第m个用户数据的循环前缀的重构示意图；

图4为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中接收端所有用户数据的循环特性联合重构过程示意图；

图5为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中接收端本地m序列为p_1，i(第一用户的m序列)时各用户窗口的位置；

图6为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中接收端本地m序列为p_2，i(第二个用户的m序列)时备用户窗口的位置；

图7A～7C为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中的子载波分配方式示意图；

图8A为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中用户数为2时的原理框图；

图8B为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中用户数为3时的原理框图；

图8C为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中用户数为M时的原理框图；

图9 A为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中不同用户实际信道图；

图9B为本发明基于TDS-OFDM的多址接入***中不同用户估计信道图；

图10为本发明实施例中基于TDS-OFDM的多址接入***中不同用户的SER性能；

图11为本发明实施例中基于TDS-OFDM的多址接入***中在时变信道条件下与单用时域同步正频分复用***的SER性能对比。

具体实施方式

本发明提出的基于TDS-OFDM的多址发送、接收方法和装置及多址接入***，结合附图和实施例说明如下。

针对多用户TDS-OFDM中无法消除不同用户的数据与PN序列之间的叠加干扰以及无法区分不同用户的信道这两个关键问题，本发明提出了一种基于TDS-OFDM的多址接入***及其信号帧结构、接收方法，通过该多址接入***中特殊的帧结构设计，使得多址接入***不但可以通过一次简单的加减运算重构所有用户信道的循环特性并将各用户信号在频域正交分离，而且可以通过一次简单的相关运算将所有用户的信道在时域上正交分离，从而在接收端恢复出各用户的发送信号，实现了TDS-OFDM这一核心技术的在多址接入领域的应用，为开辟TDS-OFDM更为广阔的应用奠定了坚实的基础。

实施例1

本发明所述的基于TDS-OFDM的多址接入***，可支持***中同时有M个用户发起接入请求并同时处理这M个用户的数据。

在本发明的基于时域同步正交频分复用的多址接入***中，信号帧包括帧头PN序列，各用户在不同信号帧中的帧头PN序列设计如下：在时间轴上，第m个用户在第i+1帧的m序列p_m，i+1是由第i帧的m序列p_m，i经过L_t位循环位移后得到，i、m为正整数；在用户轴上，相邻第m和m+1个用户在第i个信号帧中所采用的m序列p_m+1，i和p_m，i，p_m+1，i是p_m，i经过L_u位循环位移后得到的；各信号帧中的m序列经过L_t位循环扩展后得到该信号帧的帧头PN序列。

如图2所示的“时间-用户二维帧结构”，每一个用户的信号帧均由帧体OFDM数据块和长度为N_g的帧头PN序列构成，第m个用户的第i个信号帧的PN序列c_m，i＝[c_m，i(0)，c_m，i(1)，...，c_m，i(N_g-1)]则由m序列p_m，i＝[p_m，i(0)，p_m，i(1)，...，p_m，i(N_p-1)]及其L_t位循环前缀构成：

$c_{m,i}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{p}_{m,i}(N_p-L_t+n)& 0\≤n\≤L_t-1\\ p_{m,i}(n-L_t)& L_t\≤n\≤N_g-1\end{array}\right.---\left(1\right)$

显然下式成立：

N_g＝N_p+L_t    (2)

在“时间-用户二维帧结构”中的时间轴上，第m个用户在第i+1个信号帧中的m序列p_m，i+1是由第i帧的m序列p_m，i经过L_t位向前循环位移后得到，在用户轴上，第m+1个用户在第i帧中的m序列p_m+1，i，则是由第m个用户在第i帧中的m序列p_m，i经过L_u位循环位移后得到：

$\left\{\begin{array}{c}{p}_{m,i+1}=p_{m,i}\·D^{L_t}\\ p_{m+1,i}=p_{m,i}\·D^{L_u}\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中D^L表示对某一序列循环位移L位。

在时间轴上，对于第m+1个用户，由(3)可得

$p_{m+1,i+1}=p_{m+1,i}\·D^{L_t}---\left(4\right)$

即第m+1个用户在第i+1帧中的m序列p_m+1，i+1也是由第i帧的m序列p_m+1，i经过L_t位循环位移后得到。

在用户轴上，在第i+1帧里，由(3)可得

$p_{m+1,i+1}=p_{m,i+1}\·D^{L_u}---\left(5\right)$

即在第i+1帧中，第m+1个用户的m序列p_m+1，i+1也是由第m个用户的m序列p_m，i+1经过L_u位循环位移后得到。

本实施例首先分析“时间-用户二维帧结构”中时间轴上帧结构的特点。

由(1)、(3)可知，第i+1帧的PN序列c_m+1，i与第i帧的m序列p_m，i之间的关系为：

$c_{m,i+1}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{p}_{m,i}\left(n\right)& 0\≤n\≤N_p-1\\ p_{m,i}(n-N_p)& N_p\≤n\≤N_g-1\end{array}\right.---\left(6\right)$

将得到的PN序列***到帧体OFDM数据块之间，得到如图2所示完整信号帧。由(1)、(6)可知，第m个用户第i信号帧的帧头保护序列c_m，i的后N_p个符号和第i+1信号帧的帧头保护序列c_m+1，i的前N_p个符号完全相同，都是第i个信号帧的m序列p_m，i，也即第i信号帧的帧体OFDM数据x_m，i两端分别紧邻完全相同的m序列p_m，i。这一特性是由上述帧结构设计中下一帧的m序列p_m，i+1是由当前帧的m序列p_m，i经过L_t位循环位移来得到的这种方法来保证的，从后面的分析可知，接收端正是利用这种相位关系得到的这种特性来重构帧体OFDM数据的循环特性。

得到各用户在各信号帧中的帧头PN序列后，按照TDS-OFDM调制方式的信号处理流程得到包含各用户数据信号的完整信号帧，详述如下：假设基于时域同步正交频分复用的多址接入***中的同时接入的用户数为M，所有可利用子载波的集合定义为Γ，Γ_m表示第m个用户的子载波表，其中的元素代表了第m个用户占用的子载波标号。则有：

$\mathrm{\Γ}=\underset{m=1}{\overset{M}{\∪}}{\mathrm{\Γ}}_m---\left(7\right)$

设第m个用户在的第i个OFDM符号需发送的L_m个频域信号为D_m，i＝[D_m，i(0)，D_m，i(1)，..，D_m，i(L_m-1)]，经过子载波分配后将得到N维的频域矢量X_m，i＝[X_m，i(0)，X_m，i(1)，...，X_m，i(N-1)]：

$X_{m,i}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{D}_{m,i}\left(n\right)& n\∈{\mathrm{\Γ}}_m\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(9\right)$

X_m，i经过IDFT运算后，其时域信号表示为：

$x_{m,i}\left(n\right)=\mathrm{IDET}\left[X_{m,i}\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{m,i}\left(k\right)\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}\right\},0\≤n\≤N-1---\left(10\right)$

在得到的IDFT输出的时域帧体数据x_m，i(n)(0≤n≤N-1)前***帧头PN序列c_m，i(n)(0≤n≤N_g-1)，则得到了第m个用户在的第i个时域信号帧s_m，i(n)(0≤n≤N_f-1)：

$s_{m,i}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{c}_{m,i}\left(n\right)& 0\≤n\≤N_g-1\\ x_{m,i}\left(n\right)& N_g\≤n\≤N_f-1\end{array}\right.---\left(11\right)$

显然，这里有N_f＝N+N_g。

对于***中所使用现有常用的m序列，其长度N_p可根据***所需对抗的最大多径时延来灵活选取，优选地具体实施方式可以是：第一种实施方式：N_p＝127；第二种实施方式：N_p＝255；第三种实施方式：N_p＝511。

对于同一用户相邻帧所采用的m序列的相位差L_t，应当满足L_t≤N_p，当N_p＝255时，优选地其具体实施方式可以是：第一种实施方式：L_t＝211；第二种实施方式：L_t＝165；第三种实施方式：L_t＝153；第四种实施方式：L_t＝N_p。

对于相邻用户在同一信号帧中所采用的m序列的相位差L_u，应当满足L_u≥l_max，其中l_max表示不同用户经过的信道的最大多径时延，同时应当满足M·L_u≤N_p，当N_p＝255、M＝2、l_max＝60时，优选地其具体实施方式可以是：第一种实施方式：L_u＝60；第二种实施方式：L_u＝76；第三种实施方式：L_u＝127。

对于可用的子载波数N，优选地其实施方式可以是：第一种实施方式：N＝1000；第二种实施方式：N＝2000；第三种实施方式：N＝3780；第四种实施方式：N＝8000。

对于发送端对M个不同用户占用的子载波的分配，其实施方式可以是：第一种实施方式：将整个带宽分配成多个连续的子载波组，每个组里有连续相邻的子载波，给每个用户分配一个或者多个子载波组来传输其信号帧，如图7A所示；第二种实施方式：采用交织的子载波为M个不同用户分配其占用的子载波：具有间隔的一组子载波分配给同一用户，使得每个用户的子载波均匀分布在给定带宽上，不同子信道的载波以规则的方式交织，如图7B所示；第三种实施方式：第三种实施方式是对第二种实施方式的改进，采用伪随机的交织分配为M个不同用户分配其占用的子载波：具有不等间隔的一组子载波分配给同一用户，使得每个用户的子载波非均匀分布在给定带宽上，不同子信道的载波以伪随机的方式交织，如图7C所示。

实施例2

本实施例给出基于TDS-OFDM的多址接入***的接收方法。

根据上面的式(11)可知，发送端在得到的IDFT输出的时域帧体数据x_m，i(n)(0≤n≤N-1)前***帧头PN序列c_m，i(n)(0≤n≤N_g-1)，则得到了第m个用户在的第i个时域信号帧s_m，i(n)(0≤n≤N_f-1)：

$s_{m,i}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{c}_{m,i}\left(n\right)& 0\≤n\≤N_g-1\\ x_{m,i}\left(n\right)& N_g\≤n\≤N_f-1\end{array}\right.$

显然，这里有N_f＝N+N_g。

第m个用户的发送离散时间信号可表示为：

$s_m^{\left(T\right)}\left(n\right)=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{s}_{m,i}(n-i\·N_f)---\left(12\right)$

假设第m个用户在第i个信号帧经过的信道的冲击响应表示为h_m，i＝[h_m，i(0)，h_m，i(1)，...，h_m，i(l_m)]，其中l_m表示第m个用户信道的最大多径时延并假设 $l_{\max }=\max \left({\left\{l_m\right\}}_{m=1}^M\right)\≤L_u,$ 上述信号帧s_m，i(n)经过多径信道后，信号帧中不同部分的数据均会因为多径产生“拖尾”，从而导致帧头对帧体的干扰，以及帧体对下一信号帧帧头的干扰，如图3B中的阴影部分所示。

为了便于分析，本实施例中将发送端的第i帧信号在时域上正交分解为如图3A中所示的三部分：j_m，i(n)、p_m，i(n)和x_m，i(n)，其中j_m，i(n)为p_m，i(n)的L_t位后缀。由式(4)可知，第i+1帧的PN序列c_m，i+1(n)的前面N_p个符号即为p_m，i(n)，如图3A所示。图3A中的几部分发射端数据j_m，i(n)、p_m，i(n)和x_m，i(n)在经过信道冲激响应为h_m，i＝{h_m，i(0)，h_m，i(1)，...，h_m，i(l_m)]的多径信道后，产生“拖尾”后的接收端数据可分别对应表示为图3B中所示的k_m，i(n)、q_m，i(n)和y_m，i(n)部分，即有：

$k_{m,i}\left(n\right)=j_{m,i}\left(n\right)*h_{m,i}\left(n\right)=\underset{w=0}{\overset{l_m}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{m,i}\left(w\right)\·j_{m,i}(n-w),0\≤n\≤L_t+l_m-1---\left(13\right)$

$q_{m,i}\left(n\right)=p_{m,i}\left(n\right)*h_{m,i}\left(n\right)=\underset{w=0}{\overset{l_m}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{m,i}\left(w\right)\·p_{m,i}(n-w),0\≤n\≤N_p+l_m-1---\left(14\right)$

$y_{m,i}\left(n\right)=x_{m,i}\left(n\right)*h_{m,i}\left(n\right)=\underset{w=0}{\overset{l_m}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{m,i}\left(w\right)\·x_{m,i}(n-w),0\≤n\≤N+l_m-1---\left(15\right)$

上面的*表示线性卷积。因为j_m，i(n)为p_m，i(n)的L_t位后缀，故当l_m≤L_t且信道在一个信号帧的持续时间内的变化可以忽略不计时，二者经过多径信道后的响应k_m，i(n)与q_m，i(n)的“拖尾”

和

也必然完全相同(如图3B中竖线阴影部分所示)，即有：

${\left\{k_{m,i}\left(n\right)\right\}}_{n=L_t}^{L_t+l_m-1}={\left\{q_{m,i}\left(n\right)\right\}}_{n=N_p}^{N_p+l_m-1}---\left(16\right)$

图3B中的接收信号

可表示为：

r_m，i(n)＝u_m，i(n)+v_m，i(n)  0≤n≤N_f+N_p-1    (17)

其中v_m，i(n)是高斯加性噪声，u_m，i(n)则可由图3B中各部分接收数据表示为：

$u_{m,i}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{k}_{m,i}\left(n\right)+y_{m,i-1}(N_f+n)& 0\≤n\≤L_t-1\\ q_{m,i}(n-L_t)+k_{m,i}\left(n\right)& L_t\≤n\≤N_g-1\\ y_{m,i}(n-N_g)+q_{m,i}(n-N_g+N_P)& N_g\≤n\≤N_f-1\\ q_{m,i}(n-N_f)+y_{m,i}(n-N_f+N)& N_f\≤n\≤N_f+N_p-1\end{array}\right.---\left(18\right)$

当忽略噪声v_m，i(n)时，如图3C中所示，对接收序列

做以下加减运算得到帧体OFDM数据的接收新序列

：

${y^{\′}}_{m,i}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{r}_{m,i}(n+N_g)+r_{m,i}(n+N_f)-r_{m,i}(n+L_t)& 0\≤n\≤N_p-1\\ r_{m,i}(n+N_g)& N_p\≤n\≤N-1\end{array}\right.---\left(19\right)$

将(16)、(17)、(18)式代入(19)，可得：

${y^{\′}}_{m,i}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{y}_{m,i}(n+N)+y_{m,i}\left(n\right)& 0\≤n\≤l_m-1\\ y_{m,i}\left(n\right)& l_m\≤n\≤N-1\end{array}\right.---\left(20\right)$

序列

的形式与图1A中CP-OFDM接收信号的形式完全一致，因此，本发明通过对接收序列的简单加减运算便可以重构出基于时域正交频分复用的多址接入***中第m个用户帧体OFDM数据的循环特性。

同样，对于基于TDS-OFDM的多址接入***中的全部M个用户，假设接收端达到理想同步，M个用户的信号在接收端叠加在一起，如图4所示：

$r_{\mathrm{total},i}\left(n\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{m,i}\left(n\right),0\≤n\≤N_f+N_p-1---\left(21\right)$

按照前述对第m个用户信号完全一致的加减运算处理接收端叠加在一起的信号：

${y^{\′}}_{\mathrm{total},i}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{r}_{\mathrm{total},i}(n+N_g)+r_{\mathrm{total},i}(n+N_f)-r_{\mathrm{total},i}(n+L_t)& 0\≤n\≤N_p-1\\ r_{\mathrm{total},i}(n+N_g)& N_p\≤n\≤N-1\end{array}\right.---\left(22\right)$

将式(21)带入(22)，可得：

${y^{\′}}_{\mathrm{total},i}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{m,i}(n+N_g)+r_{m,i}(n+N_f)-r_{m,i}(n+L_t)& 0\≤n\≤N_p-1\\ \underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{m,i}(n+N_g)& N_p\≤n\≤N-1\end{array}\right.---\left(23\right)$

由式(19)可知，式(23)中求和符号内对每个用户的加减处理处理均可重构出该用户帧体OFDM数据的循环特性，将(19)代入(23)中，即有：

${y^{\′}}_{\mathrm{total},i}\left(n\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{y^{\′}}_{m,i}\left(n\right),0\≤n\≤N-1---\left(24\right)$

因此，对于M个用户数据与各自信道线性卷积后得到的M个接收信号的线性叠加信号，在经过式(22)的加减处理后，转化为具有循环特性的M个用户接收数据的线性叠加。

此过程如图4所示。可以发现，图4中TDS-OFDM多址接入***中经过加减处理后的多用户信号形式与图1A中CP-OFDM多址接入***中的信号非常类似。

对上述加减运算处理后得到的多用户时域线性叠加的具有循环特性的信号y′_total，i＝[y′_total，i(0)，y′_total，i(1)，...，y′_total，i(N-1)]作DFT变换到频域，得到Y′_total，i＝[Y′_total，i(0)，Y′_total，i(1)，...，Y′_total，i(N-1)]：

${Y^{\′}}_{\mathrm{total},i}\left(n\right)=\mathrm{DFT}\left\{{y^{\′}}_{\mathrm{total},i}\right\}=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y^{\′}}_{\mathrm{total},i}\left(k\right)\exp \{-j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}\},0\≤n\≤N-1---\left(25\right)$

按照与发射端一一对应的子载波分配方式，在频域选取属于各自用户的信号：

${Y^{\′}}_{m,i}\left(n\right)=\begin{array}{cc}\left\{\begin{array}{cc}{Y^{\′}}_{\mathrm{t\; otal},i}\left(n\right)& n\∉{\mathrm{\Γ}}_m\\ 0& n\∉{\mathrm{\Γ}}_m\end{array}\right)& 1\≤m\≤M\end{array}---\left(26\right)$

其中，n为子载波的编号，m代表不同的用户。式中Y′_m，i(n)为图4中经过循环前缀重构得到的信号y′_m，i(n)的频域表示，其矢量表示为

${Y^{\′}}_{m,i}=\left[{Y^{\′}}_{m,i}\left(n\right)\right]{|}_{n\∈{\mathrm{\Γ}}_m}.$

由于不同用户占用的子载波之间是相互正交的

因此，在时域线性叠加的多用户信号在频域被正交分离开来，从而实现了多址信号的正交分离。

可见，在TDS-OFDM多址接入***的接收端，通过一次简单的加减运算就可以同时重构出所有用户在时域线性叠加的帧体OFDM数据的循环特性，不但避免了多址接入***中为分别重构各用户接收数据的循环特性可能带来的高复杂度的运算及其误差，而且该多址接入***中的循环特性重构方法比传统TDS-OFDM***中单用户接收数据的迭代循环重构方法还要简单得多。具有循环特性的信号经过DFT变换后，即可在频域将各个用户的信号正交分离。

实施例3

本实施例给出采用与实施例2相同方法在接收端在频域上完成了所有用户信号的正交分离后，如何通过信道估计恢复出发端原始数据的过程。

若l_max≤L_t，则具有循环特性的Y′_m，i可表示为：

Y′_m，i(n)＝H_m，i(n)·X_m，i(n)+W_m，i(n)  0≤n≤N-1    (27)

其中W_m，i(n)为噪声，H_m，i＝[H_m，i(0)，H_m，i(0)，...，H_m，i(N-1)]为第m个用户在第i帧经过的信道h_m，i的DFT变换：

$H_{m,i}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{l_m}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{m,i}\left(l\right)\·\exp \{-j\frac{2\mathrm{\πnl}}{N}\},0\≤n\≤N-1---\left(28\right)$

可见，在频域得到的可正交分离的多址信号是不同用户的发送信号经过各自信道后得到的信号，因此，要恢复出各用户的发送信号，还必须得到不同用户各自的信道估计，从而通过一组单抽头的频域信道均衡后就可以得到发端的原始数据。

为了得到每个用户的信道估计，本实施例再来分析基于时域同步正交频分复用的多址接入***中“时间-用户二维帧结构”中用户轴上帧结构的特点。图2中相邻用户m和m+1在同一信号帧(比如第i帧)中所采用的m序列p_m+1，i和p_m，i满足式(3)中的关系，那么

$p_{m,i}=p_{1,i}\·D^{(m-1)\·L_u},1\≤m\≤M---\left(29\right)$

由于m序列具有非常良好的自相关性，即有：

$\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_{m,i}\left(k\right)\&CenterDot;p_{m,i}\left({<k-n>}_{N_p}\right)=N_p\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}\left(n\right)---\left(30\right)$

上式中

表示按N_p取模。(30)式也可表示为：

$p_{m,i}\&CircleTimes;p_{m,i}\&ap;N_p\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}\left(n\right),1\&le;m\&le;M---\left(31\right)$

其中

表示循环卷积。

由(30)式可知，p_m+1，i和p_m，i之间的互相关函数为：

$\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_{m+1,i}\left(k\right)\&CenterDot;p_{m,i}\left({<k-n>}_{N_p}\right)=\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_{m,i}\left({<k-L_0>}_{N_p}\right)\&CenterDot;p_{m,i}\left({<k-n>}_{N_p}\right)=N_p\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}(n-L_u)---\left(32\right)$

即有：

$p_{j,i}\&CircleTimes;p_{k,i}\&ap;N_p\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}[n-(k-j)\&CenterDot;L_u],1\&le;k,j\&le;M---\left(33\right)$

假设多址接入***中一共有M个用户，经过的信道分别表示为h_m，i＝[h_m，i(0)，h_m，i(1)，...，h_m，i(l_m)]，其中1≤m≤M，由于个用户的PN序列中前L_t个符号为m序列的循环前缀，且有 $l_{\max }=\max \left({\left\{l_m\right\}}_{m=1}^M\right)\&le;L_t,$ 因此接收端接收到的m序列本身就具有循环特性，那么第i帧接收到的M个m序列的叠加序列q_i可表示为：

$q_i=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_{m,i}\&CircleTimes;h_{m,i}+v_i---\left(34\right)$

其中矢量v_i表示第i帧的高斯噪声。

将接收到叠加序列q_i与本地m序列之一p_1，i作循环卷积，利用(33)式，可得：

$q_i\&CircleTimes;p_{1,i}\&ap;(\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_{m,i}\&CircleTimes;h_{m,i})\&CircleTimes;p_{1,i}\&ap;N_p\&CenterDot;\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{m,i}\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}[n-(m-1)\&CenterDot;L_u]---\left(35\right)$

由(35)式可知，h_m，i在时域上被搬移了(m-1)·L_u，若l_max≤L_u且M·L_u≤N_p，那么被搬移后的h_m，i(1≤m≤M)与在时域上互不重叠，也即M个用户的信道h_m，i(1≤m≤M)在时域上被正交分离，如图5所示。图5中的“用户窗口”表示该用户对应的信道将落入到此窗口内，用户m对应的窗口函数w_m，i为：

$w_{m,i}=\underset{n=1}{\overset{L_u}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&delta;}[n-(m-1)\&CenterDot;L_u],1\&le;m\&le;M---\left(36\right)$

将用户m对应的窗口函数w_m，i与(35)式相乘，即可得到用户m的信道估计

${\hat{h}}_{m,i}=w_{m,i}\&CenterDot;\frac{1}{N_p}\&CenterDot;(q_i\&CircleTimes;p_{1,i})$

$\&ap;\left(\underset{n=1}{\overset{L_u}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&delta;}\right[n-(m-1)\&CenterDot;L_u\left]\right)\&CenterDot;(\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{m,i}\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}[n-(m-1)\&CenterDot;L_u\left]\right)\&ap;h_{m,i},1\&le;m\&le;M---\left(37\right)$

可见，原本在时域上混叠在一起无法分离的多用户信道，经过上述(35)式的循环卷积后便可以一次性正交分离，同时通过图5中的“用户窗口”对应的窗口函数便可选择出属于各用户的信道。

值得注意的是，用于正交分离多用户信道的本地m序列可以是M个用户中任何一个用户的m序列p_u，i(1≤u≤M)，这是因为

$q_i\&CircleTimes;p_{u,i}\&ap;(\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_{m,i}\&CircleTimes;h_{m,i})\&CircleTimes;p_{u,i}\&ap;N_p\&CenterDot;\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{m,i}\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}[n-(m-u)\&CenterDot;L_u]---\left(38\right)$

不过此时各“用户窗口”的位置需要相应的改变，即窗口函数w_m，i也应相应的改变。因此，当选用不同的本地m序列用于多用户信道时域正交分离时，接收机在选择各用户对应的信道时，各用户窗口的位置亦应当作相应的调整。图5和图6给出了当本地m序列分别为p_1，i和p_2，i时各用户窗口的对应位置。

将时域上经过正交分离得到的各用户的信道估计

按(28)式做DFT变换到频域，然后通过简单的单抽头频域均衡器去均衡经过正交分离得到的各用户接收信号，则可恢复出发射端各用户的发射信号：

${\hat{X}}_{m,i}=\frac{{Y^{\&prime;}}_{m,i}}{{\hat{H}}_{m,i}}---\left(39\right)$

其中

即为第m个用户在的第i个信号帧中发送的频域信号X_m，i的估计。

至此，  我们已分离并恢复出发端各用户的发送数据。

本实施例中的基于TDS-OFDM的多址接入***，包括发送端和接收端，其中：

该***中多用户的发射端具有用于生成具有时间-用户二维帧结构的信号帧的帧生产单元；

该***的接收端具有：时域重构单元，通过一次加减运算完成多用户联合循环特性重构，在时域上同时重构出所有用户接收信号的循环特性；用户信号正交分离单元：用于将时域上经过多用户联合循环特性重构后的信号变换到频域，并在各用户对应的子载波集合上选择各用户的频域信号，在频域上完成了所有用户信号的正交分离；信道正交分离单元，用于在时域上将所有用户的信道正交分离；数据恢复单元，用于根据在频域上已经分离出的各用户的接收信号和在时域上分离得到的各用户信道信息，采用单抽头频域均衡方法恢复出各用户的发送数据。

对于基于时域同步正交频分复用的多址接入***中允许同一时隙内同时接入的最大用户数M，可根据具体的应用场景、***容量、上行用户最大数据吞吐率需求、***可对抗的最大多经时延来综合选取，参照现行GSM标准允许的可同时接入的用户数为8，对于本发明所支持的在同一时隙可同时接入的最大用户数，其优选实施方式可以是：

1)第一种实施方式：M＝2

将***可用的N个子载波分配给2个用户，具体子载波的分配方式可以是上述三种子载波分配方式中的任何一种，M＝2时的***框图如图8A所示；

2)第二种实施方式：M＝3

将***可用的N个子载波分配给3个用户，具体子载波的分配方式可以是上述三种子载波分配方式中的任何一种，M＝3对应的***框图如图8B所示；

3)第三种实施方式：M＝8

将***可用的N个子载波分配给8个用户，具体子载波的分配方式可以是上述三种子载波分配方式中的任何一种；

4)第四种实施方式：M＝12

将***可用的N个子载波分配给12个用户，具体子载波的分配方式可以是上述三种子载波分配方式中的任何一种；

5)第五种实施方式：M取小于***可用数据子载波个数的任意正整数

将***可用的N个子载波分配给M个用户，具体子载波的分配方式可以是上述三种子载波分配方式中的任何一种；

一般地，当多址接入***中同时接入的用户数为M时，基于时域同步正交频分复用的多址接入***的收发机结构框图如图8C所示。图8A～图8C中发送端所用的信号调制方法为现有常用的方法，只是帧结构不同于现有技术，关于其调制发送过程这里不再详述。

值得注意的是，由于TDS-OFDM信号帧持续时间为555.6μs，例如当M＝12时，***支持的用户数能力为12/555·56μs＝2·16×10⁴个/秒。在欧洲的VB-RCT(回传信道)标准中，每秒在每个小区的每个扇区中可同时处理的短交互信息为2·0×10⁴。

为了分析本发明所提出方法的复杂度，表1给出了本发明方法与直接迭代法(参见文献[1]J.Wang，Z.Yang，C.Pan，J.Song，and L.Yang，“Iterative padding substruction of the PN sequence for the TDS-OFDMover broadcasting channels，”IEEE Trans.Consumer Electron.，vol.51，no.4，pp.1148-1152，Nov.2005)、基于部分判决反馈的迭代干扰消除方法(参见文献[2]Shigang Tang，Kewu Peng，Ke Gong，et al.，″NovelDecision-Aided Channel Estimation for TDS-OFDM Systems，″in Proc.IEEE International Conference on Communications(ICC′08)，May.2008，vol.1，pp.946-950)、基于训练序列重构的方法(参见文献[3]FangYang，Jintao Wang，Jun Wang，et al.，“Channel Estimation for the ChineseDTTB System Based on a Novel Iterative PN Sequence Reconstruction，″in Proc.IEEE International Conference on Communications(ICC′08)，May.2008，pp.285-289)等文献在实现干扰消除和信道估计时所需要的计算复杂度对比。表中的J表示迭代次数。

表1基于时域同步正交频分复用的多址接入***的复杂度对比分析

运算	文献[1]	文献[2]	文献[3]	本发明方法
					IFFT/FFT 256	0	0	0	3
IFFT/FFT 2048	4(J+1)	2(J+1)	3(J+1)	0
					IFFT/FFT 3780	2	1	2	1
IFFT/FFT 4200	0	5(J+1)	0	0
					IFFT/FFT 8192	3(J+1)	0	0	0

从表中可以看出，当迭代次数J＝1时，基于部分判决反馈的迭代干扰消除方法的复杂度是直接迭代方法的68％，基于训练序列重构的方法的复杂度是直接迭代法的24％，而本发明所提出基于时间-用户二维帧结构的方法，由于不需要迭代，而且联合循环重构和联合信道估计的方法都非常简单，因此其复杂度仅为直接迭代法的6％。当迭代次数J增大时，本发明所述方法的相对复杂度则更低。

基于上述描述及具体实施方式，对本发明所提出的基于时域同步正交频分复用的多址接入***，以M＝2为例，***的其他主要参数如表1所示，本实施例对该***的可行性和性能进行了计算机仿真，仿真中所用的信道为表2所示的2种典型无线多径信道Brazil A和Brazil D(参见文献：“Digital Television Systems-Brazilian Tests-FinalReport，”ANATEL SP，May 2000)，用户1经过的信道为Brazil A，用户2经过的信道则为Brazil D。从表2中可以看出，这两种信道模型的6条多径中的5条在时间上是重合的，Brazil A信道中多径相对于主径的衰减较大，而Brazil D信道中多径的衰减都非常小，而且个别多径(比如第1径)的能量与主径(第5径)几乎一样，因此在该信道中存在着非常明显的多径干扰。为了对比多用户***与单用户***，同时也给出了传统TDS-OFDM***中单用户在经过Brazil A和Brazil D信道后的误符号率(Symbol Error Rate，SER)性能。

表1主要仿真参数

用户数目M	2
		子载波分配方案	交织分配
可用OFDM子载波数总数N	3780
		每个用户分配到的子子载波数	1890
子载波星座图	QPSK
		符号率	7.56M符号/秒
子载波间隔	2kHz
		m序列长度Np	255
同一用户中相邻帧m序列相位差Lt	153
		同一帧中相邻用户m序列相位差Lu	76

表2信道模型的信道冲激响应

本实施例给出了多用户信道时域正交分离的信道估计结果。图9A中的信道为多址***中的用户1所对应的Brazil A信道和用户2所对应的Brazil D信道，图9B则为通过本发明的信道估计后得到的在时域正交分离的两个用户的信道。从仿真结果可以看出，两个时域上相互混叠的信道，若用传统的信道估计方法，得到的信道估计结果将是两个信道混叠在一起的“合成信道”，因而无法将两个用户的信道分开，而采用本发明的信道估计方法后，用户2所对应的BrazilD信道在时域上被“搬移”了L_u，若L_u大于用户1所对应的Brazil A信道的最大多径时延，则可以将两个用户对应的信道完全分开。

图10给出了本发明的基于时域同步正交频分复用的多址接入***中不同用户的SER性能。作为对比，图中同时给出了传统的TDS-OFDM***中只有一个用户并占用所有可用子载波时，经过与基于时域同步正交频分复用的多址接入***完全相同的信道后***的SER性能。从仿真结果中可以看出，对于本发明的基于时域同步正交频分复用的多址接入***，每个用户所能达到的SER性能与传统TDS-OFDM单用户***中一个用户所能达到的SER性能几乎一致。仿真结果同时表明，由于Brazil D信道的多径比Brazil A信道更恶劣一些，因此用户经过该信道以后，SER性能要差一些。

图11给出了当***最大多普勒频移为30Hz时，基于时域同步正交频分复用的多址接入***与传统单用户TDS-OFDM***中，某用户经过完全相同的时变多径瑞利衰落信道后的SER性能对比。仿真用的信道模型为Brazil D信道。从仿真结果中可以看出，在时变信道下，本发明提出的多址接入***可以获得比传统的单用户TDS-OFDM***更好的SER性能。当SER＝0.03时，多址接入***中的SNR需求为20dB，而传统的单用户TDS-OFDM***的SNR需求为25dB。在移动情况下本发明提出的多址接入***获得更好的***性能的原因是，在多用户接收信号的联合循环特性重构过程中不需要信道信息，避免了PN序列与数据部分的迭代干扰消除运算，而传统的单用户TDS-OFDM***在循环特性的迭代重构过程中需要不断利用信道信息以逐步消除PN序列与数据部分的干扰，在时变条件下，通过信道估计得到的信道信息存在一定的误差，而这个误差在迭代过程中可能不断累加，从而导致了***性能的恶化。

上述理论分析和仿真结果都表明，本发明的基于时域同步正交频分复用的多址接入***，通过一次简单的加减运算便可以重构出所有用户接收信号的循环特性，进而可在频域上将所有用户的信号正交分离，同时该***通过一次循环相关便可将所有用户的信道在时域上正交分离，从而可以采用简单的单抽头频域均衡方法恢复出各个用户的发送信号，整个多址接入方案简单可行，而且以比传统的单用户TDS-OFDM***更低的复杂度实现了多用户接入，并且在移动条件下取得了更好的***性能。

本发明基于时域同步正交频分复用的多址接入***各用户发射装置中，其“时间-用户二维帧结构”中同一用户相邻帧所采用的长度为N_p的m序列的相位差为L_t，相邻用户在同一信号帧中所采用的m序列的相位差为L_u，所有用户的不同信号帧的帧头PN序列均由其对应的m序列经过L_t位循环扩展得到。对于基于时域同步正交频分复用的多址接入***中所有可以使用的子载波，每个用户的发送信号占用其中的一部分子载波，且不同用户占用的子载波是相互正交的。

在本发明的基于时域同步正交频分复用的多址接入***的接收装置中，首先将在时域线性叠加在一起的多用户信号通过简单的加减运算一次性完成所有用户接收信号的联合循环特性重构，然后做DFT变换到频域，从而完成各用户接收信号在频域上的正交分离。对于多用户信道估计，则利用本地m序列与接收信号中多用户叠加在一起的m序列做时域相关(或循环卷积)，从而在时域上将不同用户的信道正交分离。在分离了不同用户的接收信号和信道后，通过简单的单抽头频域均衡即可恢复出各用户的发送信号，从而实现了多用户的接入和通信。

以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (4)

1.基于TDS-OFDM的多址接入***的接收方法，其特征在于，该***的接收端通过一次加减运算完成多用户联合循环特性重构，在时域上同时重构出所有用户接收信号的循环特性；

该***的接收端将时域上经过多用户联合循环特性重构后的信号变换到频域，并在各用户对应的子载波集合上选择各用户的频域信号，从而在频域上完成了所有用户信号的正交分离；

该***的接收端在时域上将所有用户的信道正交分离；

接收端根据在频域上已经分离出的各用户的接收信号和在时域上分离得到的各用户信道信息，采用单抽头频域均衡方法恢复出各用户的发送数据。

2.根据权利要求1所述的多址接入***的接收方法，其特征在于，该方法将接收到的多用户m序列叠加在一起的信号与本地m序列做循环卷积或时域相关来得到所有用户信道的信道估计，并通过在时域上设置相互正交的用户窗口来选择属于各用户的信道。

3.根据权利要求2所述的多址接入***的接收方法，其特征在于，用于做循环卷积或时域相关的本地m序列是多址接入***中任何一个用户在当前信号帧所采用的m序列。

4.基于TDS-OFDM的多址接入***，其特征在于，

该***中多用户的发射端具有用于生成具有时间-用户二维帧结构的信号帧的帧生产单元；

该***的接收端具有时域循环特性重构单元，通过一次加减运算完成多用户联合循环特性重构，在时域上同时重构出所有用户接收信号的循环特性；

接收端还具有：

用户信号正交分离单元：用于将时域上经过多用户联合循环特性重构后的信号变换到频域，并在各用户对应的子载波集合上选择各用户的频域信号，在频域上完成了所有用户信号的正交分离；

信道正交分离单元，用于在时域上将所有用户的信道正交分离；

数据恢复单元，用于根据在频域上已经分离出的各用户的接收信号和在时域上分离得到的各用户信道信息，采用单抽头频域均衡方法恢复出各用户的发送数据。

Images