CN114217130B - 高精确度低温度漂移高侧电流感测硬件及方法 - Google Patents

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Abstract

公开了高精确度低温度漂移高侧电流感测硬件及方法。无线电力传输***包括：电桥，具有与其耦合的槽路电容器；感测电阻器，耦合在电桥与调节器的输入之间；切换电路，具有耦合在感测电阻器两端的第一和第二输入；增益级，具有电容耦合到切换电路的第一和第二输出的第一和第二输入。ADC通过比较增益级输出与参考电压来将输出数字化，与温度无关的电流源耦合到参考电阻器以生成参考电压。复位阶段，切换电路将增益级的输入彼此短接，增益级将其输入短接至其输出。切换电路在第一斩波阶段将感测电阻器耦合在增益级的第一和第二输入间，第二斩波阶段将感测电阻器反向耦合在增益级的第二和第一输入间。参考电阻器的电阻在整个温度范围内跟踪感测电阻器。

Description

高精确度低温度漂移高侧电流感测硬件及方法
技术领域
本公开涉及无线电力传输领域，并且具体地涉及硬件、用于硬件的操作技术，以及用于感测经由无线电力传输无线地接收或发送的电力的方法。
背景技术
便携式电子设备，诸如智能电话、智能手表、音频输出设备(耳塞、耳机)和可穿戴设备，它们依靠电池供电而不是通过有线传输线和分配***发送到其的有线电力。用于这种设备的电池通常是可再充电的，因此，需要给这种电池进行再充电的方式。
大多数便携式电子设备包括通常符合Micro USB或USB-C标准的充电端口，连接至电源的电源线可以***该充电端口中以为其电池再充电。然而，这样的充电端口会使得难以提高电子设备的防水性，并且容易因重复使用而损坏。此外，一些较小的便携式电子设备(例如，耳塞和智能手表)可能缺乏用于设置充电端口的可用空间。另外，一些用户可能会发现将电源线***电子设备的充电端口以对该设备的电池充电很麻烦。
因此，为了解决这些问题，已经开发了无线电力传输。如图1所示，典型的现有技术无线电力传输***10利用发射器11和接收器15，该发射器包括形成串联谐振LC网络的传输线圈Lp和串联电容Cp，该串联谐振LC网络由来自电源12(通常是有线连接，但是在一些情况下是电池)的电力驱动，该电力产生时变电场，该接收器15包括形成类似的串联谐振LC网络的接收线圈Ls和串联电容Cs，在该串联谐振LC网络中，时变电场感应AC电流。存在其他可能的配置，其中L和C在初级侧和/或次级侧上并联，从而提供四种可能的方案--串联-串联、串联-并联、并联-串联和并联-并联。取决于应用，每种方案都可能存在一些优点和/或缺点，并且串联-串联配置在移动设备市场的最近发展中应用最广泛。接收器15包括桥式整流器16(包括示出的二极管D1-D4)，桥式整流器对AC电流进行整流以产生DC电流，该DC电流将连接至调节器17的输入节点Nin的槽路电容器(tank capacitor)Ctank充电至调节器输入电压。调节器17(通常是低压差放大器)在其输出节点Nout处产生调节输出电压，该调节输出电压被提供给负载(由负载电阻Rl和负载电容Cl表示)。
在一些设计中，接收器15能够与发射器11进行数据通信。在良好设计的无线电力传输***中，在稳态操作中，在发射器11和接收器15处执行功率测量，发射器和接收器进行通信以便将输送和接收的功率保持在期望的水平。具体地，接收器15测量接收到的功率并且将该测量值发送到发射器11，使得发射器可以评估是否有功率泄漏到异物，这是不期望的。
能够进行这种功率测量的设计在图2中示出，其中，感测电阻器Rsense耦合在电桥16的第一输出节点N1(电桥的第二输出节点耦合到地)与耦合到电压调节器17的输入的节点Nin之间。在此，槽路电容器Ctank耦合在节点N1与地之间，并且在节点N1处形成整流电压VRECT。在接收器15侧，总接收功率被计算为LC槽中的功率损耗、整流器中的功率损耗和递送到剩余电路装置(即，在Rsense中、在调节器中和在未示出但可连接到节点Nin的一些附加电路装置中耗散的)的功率。接收器15还具有通过测量递送到负载的电压和电流来计算供应到负载Rl的功率的能力；因此，递送到负载的功率被计算为VOUT(由调节器17输出到节点Nout的电压)乘以通过感测电阻器Rsense的电流Isense。接收器15电路装置中的功率损耗贡献者通过依赖于Isense的测量而被计算，它们应该是V*Isense或R*Isense2形式的。因为电流Isense是功率计算的公分母，所以准确地测量电流Isense很有用。图2的无线电力传输***10在一些情况下不能够测量电流Isense至期望温度的一致性程度。
因此，已经开发了图3的无线电力传输***20。这里，发射器与上述***中的发射器相同，为了简洁起见，没有示出或描述。电桥16也与上述***中的电桥相同。感测电阻器Rsense耦合在电桥16的第一输出节点N1(电桥的第二输出节点耦合到地)与耦合到电压调节器17的输入的节点Nin之间。槽路电容器Ctank耦合在节点N1与地之间，并且在节点N1处形成整流电压VRECT。
PNP晶体管QP1使其发射极耦合到节点N1以接收整流电压VRECT，使其集电极通过电流源25耦合到地，并且使其基极耦合到高压PMOS晶体管MP1的源极。类似地，PNP晶体管QP2使其发射极耦合到节点Nin以接收中间整流电压VRECT_INT，使其集电极通过电流源26耦合到地，并且使其基极耦合到高压PMOS晶体管MP2的源极。
电流源23耦合在节点N1与PMOS晶体管MP1的源极之间，并且电流源24耦合在节点Nin与PMOS晶体管MP2的源极之间。电阻器Rs耦合在PMOS晶体管MP1和MP2的源极之间，PMOS晶体管MP1和MP2使其漏极耦合到斩波电路27的输入。电阻器Rg耦合在PMOS晶体管MP1和MP2的漏极之间。PMOS晶体管MP3和MP4使其源极耦合到斩波电路27的输出，并且使其漏极耦合到NMOS晶体管MN1和MN2的漏极。PMOS晶体管MP4的栅极耦合到参考电压VREF，并且PMOS晶体管MP4的漏极通过二极管耦合到PMOS晶体管MP3的栅极，其中，在反相器的输出(其耦合到MP3的栅极)处形成电压VOUT。NMOS晶体管MN1和MN2的源极耦合到地，并且NMOS晶体管MN1和MN2的栅极耦合在一起并且耦合到MN1的漏极。
当电流当前未被供应到调节器17时，电流沿Rsense和VRECT_INT的方向从节点N1流出。该电流等于来自电流源25、23、45和26的偏置电流，其可以被称为I25、I23、I24和I26。应注意，电流I24+I26也流过Rsense，在电流读取中产生小偏移，但这不是大的问题，因为只要其保持小而稳定，其就可通过斩波器27移除。当负载电流流向调节器17时，其循环通过电阻器Rsense。因此，其在电阻器Rsense两端部署电压Rsense*Isense。由于I25、I23、I24和I26是固定的，所以附加负载电流(附加在偏置电流之上)的全部流经电阻器Rsense。因此，Rsense*Isense的变化是待测量电流的实际镜像。由于晶体管QP1和QP2是发射极跟随器，所以在电阻器Rg两端部署电压Rsense*Isense。当在电阻器Rg的两端部署电压时，该电压会产生在当前Rs中循环的电流I1＝Vsense/Rs。该电流使流过晶体管MP1/MP2的电流不平衡，并且因此电流差I1被承载在晶体管MP1/MP2的漏极处。因为晶体管MN1/NMN2被配置为电流镜，所以晶体管MP3和MP4具有相同的电流。因此，I1流入电阻器Rg，因此在电阻器Rg的两端产生电压VOUT＝Rg*I1，并且因此VOUT＝Rg*Vsense/Rs＝Rg*Rsense*Isense/Rs。因为晶体管MP3和MP4是源极跟随器并且晶体管MP4的栅极被偏置在固定电压，所以在电阻器Rg的两端部署的电压被部署为VOUT。应注意，当电阻器Rs随着晶体管QP1/QP2的基极电压被附接到高压域，电阻器Rg随着晶体管MP3和MP4的源极被附接到低压域。MP1/MP2是执行从高压域到低压域的电压转换的两个晶体管。该电压被斩波电路27转换到较低域，然后可被测量为VOUT。VOUT等于(Rg/Rs)*Rsense*Isense。由于VOUT、Rg、Rs和Rsense是已知的，因此可以计算Isense。
虽然此设计可在一些实例中准确地提供Isense的测量，但存在潜在缺点。由于PNP晶体管QP1和QP2，存在漏电流，从而降低效率。另外，高压PMOS晶体管MP1和MP2必须匹配以避免偏移，该偏移会由与这些晶体管相关联的寄生电容加剧。另外，可能存在与电阻器匹配和压电效应有关的更多潜在偏移问题。因此，输出电压VOUT可能不如期望的那样准确。
因此，需要进一步的开发。
发明内容
本文中所描述的无线电力***包括：电桥；线圈，耦合在电桥的第一输入和第二输入之间；槽路电容器，耦合在电桥的第一输出和第二输出之间；调节器；感测电阻器，具有耦合到电桥的第一输出的第一端子以及耦合到调节器的输入的第二端子；切换电路，具有分别耦合到感测电阻器的第一端子和第二端子的第一输入和第二输入；增益级，具有电容耦合到切换电路的第一输出和第二输出的第一输入和第二输入；模数转换器(ADC)，被配置为通过将增益级的输出与第一参考电压和第二参考电压进行比较而将增益级的输出数字化；以及参考电压生成器，包括与温度无关的电流源，该电流源被耦合以向参考电阻器提供电流，参考电阻器的电阻为感测电阻器的电阻的倍数并且在温度变化期间跟踪感测电阻器的电阻，其中在参考电阻器的两端形成第一差分参考电压。切换电路被配置为在复位阶段中将增益级的第一输入和第二输入彼此短接。增益级被配置为在该复位阶段中将其第一输入和第二输入短接到其输出。切换电路被配置为在第一斩波阶段中将感测电阻器的第一端子和第二端子耦合到增益级的第一输入和第二输入。切换电路被配置为在第二斩波阶段中将感测电阻器的第一端子和第二端子耦合到增益级的第二输入和第一输入。
处理电路装置可被配置为对来自ADC的输出执行滤波和去斩波。
切换电路可被配置为在复位阶段之后在第一斩波阶段和第二斩波阶段之间以等于ADC的采样频率的速率交替给定次数。
切换电路可被配置为在复位阶段之后在第一斩波阶段和第二斩波阶段之间以小于ADC的采样频率的速率切换给定次数。
处理电路可被配置为接收来自ADC的输出，丢弃在复位阶段和第一斩波阶段之间的转换期间取得的样本，并且丢弃在第一斩波阶段和第二斩波阶段之间的转换期间取得的样本。
切换电路可被配置为在第一斩波阶段和第二斩波阶段之间执行复位阶段。
增益级可包括：第一放大器，具有通过第一高压电容器耦合到切换电路的第一输出的第一输入、通过第二高压电容器耦合到切换电路的该第二输出的第二输入、将第一放大器的第一输入耦合到第一放大器的第一输出的第三电容器、将第一放大器的第二输入耦合到第一放大器的第二输出的第四电容器、将第一放大器的第一输入选择性地耦合到第一放大器的第一输出的第一开关、以及将第一放大器的第二输入选择性地耦合到第一放大器的第二输出的第二开关。
增益级还可以包括共模反馈电路，该共模反馈电路将共模电压耦合在第一放大器的第一输出与该第二输出之间。
抗混叠滤波器可接收来自第一放大器的第一输出和第二输出的输入，并且将输出提供到ADC。
第一高压电容器和第二高压电容器可以是金属-氧化物-金属电容器。
增益级还可包括第二放大器，具有通过第一低压电容器耦合到第一放大器的第一输出的第一输入、通过第二低压电容器耦合到第一放大器的第二输出的第二输入、将第二放大器的第一输入耦合到第二放大器的第一输出的第五电容器、将第二放大器的第二输入耦合到第二放大器的第二输出的第六电容器、将第二放大器的第一输入选择性地耦合到第二放大器的第一输出的第三开关、以及将第二放大器的第二输入选择性地耦合到第二放大器的第二输出的第四开关。
增益级还可包括共模反馈电路，该共模反馈电路将共模电压耦合在第一放大器的第一输出和第二输出之间、以及第二放大器的第一输出与第二输出之间。
抗混叠滤波器可接收来自第二放大器的第一输出和第二输出的输入，并且将输出提供到ADC。
切换电路可包括：第一开关，将切换电路的第一输入选择性地耦合到切换电路的第一输出；第二开关，将切换电路的第一输入选择性地耦合到切换电路的第二输出；第三开关，将切换电路的第二输入选择性地耦合到切换电路的第二输出；以及第四开关，将切换电路的第二输入选择性地耦合到切换电路的第一输出。
参考电阻器可由围绕感测电阻器的周边等距间隔开的给定数量的电阻单元形成。
参考电阻器可被分离为以质心方式围绕感测电阻器放置的子结构。
参考电阻器和感测电阻器可由至少两种不同的电阻材料形成，并且对于该参考电阻器和该感测电阻器两者，每种材料相对于电阻的总值的贡献量是完全相同的。
参考电阻器和感测电阻器可由多种电阻材料形成。
参考电阻器和感测电阻器的多材料性质可包括：每个电阻器的一部分是多晶硅并且每个电阻器的一部分是金属。
附图说明
图1是第一现有技术无线电力传输***的示意性框图。
图2是第二现有技术无线电力发射***的示意性框图，其中接收器能够测量接收功率。
图3是第三现有技术无线电力传输***的示意性框图,其中接收器能够测量接收功率。
图4是本文公开的无线电力传输***的示意性框图，其中接收器能够准确地测量接收功率，而不管操作温度的变化。
图5是图4的无线电力传输***在操作中的时序图。
图6是示出图4的无线电力传输***的感测电阻器Rsense的结构的俯视布局图。
图7是示出图4的无线电力传输***的电阻器R2的poly(多晶)层的结构的俯视布局图。
图8是示出图4的无线电力传输***的电阻器R2的金属层的结构的俯视布局图。
图9是示出图4的无线电力发射***的电阻器R2和感测电阻器Rsense在同一半导体衬底位置中的集成的俯视布局图。
图10是本文中公开的无线电力传输***的示意性框图，其中所示的收发器能够准确地测量接收功率，而不管操作温度的变化。
图11是图10的无线电力传输***在操作中的时序图。
图12是示出图10的无线电力传输***的频率响应的曲线图。
图13是在不同操作阶段之间的转换期间的图10的无线电力传输***的ADC输出的大大放大的曲线图。
图14是在不同操作阶段之间的转换期间的图10的无线电力发射***的ADC输出的曲线图。
图15是在不同操作阶段之间的转换期间的图10的无线电力发射***的ADC输出的曲线图，示出了转换期间取得的样本是如何丢弃的。
具体实施方式
以下公开内容使得本领域技术人员能够制造和使用本文中公开的主题。在不背离本公开的精神和范围的情况下，本文描述的一般原理可以应用于除了以上详述的实施例和应用之外的实施例和应用。本公开并不旨在限于所示出的实施例，而是旨在符合与本文所公开或建议的原理和特征一致的最宽范围。
现在参考图4描述包括能够精确测量接收功率的接收器31的无线电力传输***30。接收器31包括形成类似的串联谐振LC网络的接收线圈Ls和串联电容Cs，在该串行谐振LC网络中，由发射器(为简洁起见未示出)生成的时变电场感应AC电流。接收器31包括桥式整流器16(包括所示出的二极管D1-D4，这些二极管被连接为使得D1的阴极耦合到D4的阴极，D4的阳极耦合到D2的阴极，D2的阳极耦合到D3的阳极，并且D3的阴极耦合到D1的阳极；D3的阴极和D1的阳极耦合到电容Cs，D2的阴极和D4的阳极耦合到接收线圈Ls，D2和D3的阳极耦合到参考电压，例如地，并且D1和D4的阴极耦合到节点N1)。槽路电容器Ctank耦合在节点N1和参考电压(以下称为地)之间，并且在电容器Ctank的两端形成整流电压VRECT。
感测电阻器Rsense(例如，约20mΩ)耦合在节点N1与节点N2之间。出现的问题是Rsense的电阻值可能受温度影响，并且***可能无法补偿Rsense的这种变化。此外，由于电阻在面积上非常大以应对低电阻率和电迁移需求，所以电阻可能受到机械约束，并且硅中的压电效应可能改变其值。除了试图通过在芯片中正确定位电阻来解决最新问题(这可能不容易实现)之外，解决这种潜在问题的一种方式是使Rsense成为外部电阻，从而使得其不会随着***的温度而发生明显变化，并且使得其不受机械应力。然而，这增加了***的成本。此外，这种外部电阻并不理想，因此其电阻实际上可能不等于其预期电阻，例如±0.5％。此外，由于***本身引入的变化，如果规范要求Rsense在操作中的变化不超过±0.5％，则实际上，形成Rsense本身的外部电阻器的电阻变化将被指定为不超过±0.1％。
形成感测电阻Rsense的另一方法是使用内部电阻，该内部电阻由已知随温度变化最小的材料形成，并且被布置为允许修整的结构。然而，这实施起来也是昂贵的。
因此，如将解释的，在接收器31中，为了避免需要昂贵的Rsense的实现方式，将生成两个参考电压VREFP和VREFN，从而使得它们的电压差随着工艺、电压和温度以及Rsense的电阻而变化。下面将解释VREFP、VREFN的生成。
现在回到对接收器31的描述，调节器17耦接在节点N2与输出节点Nout之间，并且负载21耦接在输出节点Nout与地之间。
高压多路复用器32被连接以接收来自节点N1和N2的输入电压SENSEP和SENSEN。高压多路复用器32包括耦接在节点N1与节点N3之间的开关S1a、耦接在节点N2与节点N3之间的开关S2a、耦接在节点N1与节点N4之间的开关S2b、以及耦接在节点N2与节点N4之间的开关S1b。在控制信号PHI1被断言时,开关S1a和S1b闭合，否则断开；在控制信号PHI2被断言时,开关S2a和S2b闭合，否则断开。
低压放大器电路33包括低压放大器34，该低压放大器具有通过电容器C1a耦合到节点N3的同相输入以及通过电容器C1b耦合到节点N4的反相输入。电容器C2a和开关S0a并联耦合在低压放大器34的同相输入与低压放大器34的反相输出之间。当控制信号PHI0被断言时,开关S0a闭合，否则断开。
类似地，电容器C2b和开关S0b并联耦合在低压放大器34的反相输入与低压放大器34的同相输出之间。当控制信号PHI0被断言时，开关S0b也闭合，否则断开。
在上文中，应当注意，电容器C1a、C1b和C2a、C2b是高压金属-氧化物-金属(HV-MOM)电容器，并且开关S1a、S1b和S2a、S2b是例如使用MOSFET器件实现的高压开关。应注意，功能上不要求C2a和C2b是高压，因为它们不受端子两端的高压的影响。然而，出于匹配的原因，如果C2a和C2b具有与C1a和C1b相同的性质可能是有用的。
输出共模反馈电路CMFB耦合在低压放大器34的反相输出与同相输出之间，并且为这些输出设置共模电压VCM。输出电压VOUT是在低压放大器34的同相输出和反相输出之间形成的差分电压。
抗混叠滤波器(AAF)35具有耦合到低压放大器34的输出的输入，并且向模数转换器(ADC)38提供差分输入。ADC 38接收参考电压VREFP和VREFN，以用于将从抗混叠滤波器35接收的差分输入转换成数字输出信号ADCOUT。
处理电路装置40接收数字输出信号ADCOUT并产生输出数据OUTPUT_DATA。处理电路装置还生成控制信号PHI0、PHI1和PHI2。
参考电压VREFP、VREFN由电流源36生成，该电流源将电流I0(例如，约10μA)输出至耦合在N5(探测为VREFP)与N6(探测为VREFN)之间的电阻器R2。电阻R1耦合在VREFN与地之间,因此接收相同的电流I0。电阻器R2的电阻等于感测电阻器Rsense的电阻乘以系数K。电阻器R1通常被选择为具有较小的电阻，因此VREFN接近地值。然而，显示R1是为了强调,其对从节点N6具体探测的VREFN特别有用。
电阻器Rsense(例如，约20mΩ)和R2(例如，约100KΩ)是采用相同的工艺技术形成的poly电阻器，并且物理地布置在硅上以便随着PVT而变化。同样由于这个原因，由施加在包括***30的芯片上的机械力引起的Rsense和R2的电阻的变化彼此跟踪。因此，参考电压VREFP跟踪Rsense的变化，使得能够由ADC 38进行抗混叠滤波器35的输出的比率转换。
以下将详细描述Rsense和R2的具体结构和形成，但是首先，将描述接收器31的操作。应注意，电阻器Rsense和R2将被实现在集成电路的相同区域中，从而使得温度对于这些电阻器是相似的。Rsense和R2不需要在实现接收器31的其余部分(开关32、放大器33、AAF35、ADC 38和电流源36)的区域中实现。而是，考虑到R2和Rsense由于它们在硅上的显著面积而经受大的机械应力，首先重要的是R2和Rsense一起跟踪，尽管它们是远离接收器31的其余部分布置的。接收器31的其余部分本身可以放置在机械应力最小的位置处。这样，接收器31的良好布局的本质具体是：R2和Rsense被远离地放置并且允许其经受其局部机械应力，但是它们通过良好匹配被局部补偿，而接收器31的其余部分是远离机械应力区域放置的紧凑小电路，具有将电流I0注入节点N5上并从节点N6提取电流I0以及探测来自端子N3和N4的电压的功能。因此，R1不需要被实施为靠近R2和Rsense，而是可与接收器31的其余部分放在一起。此外，应注意，用于探测Rsense电压的节点N3和N4,以及用于探测VREFP和VREFN的节点N5和N6是两个不同的布局区域之间的链路。它们是差分链路，并且可以通过将R2/Rsense远离区域连接至接收器31的其余部分的长导线来实现。因此，整个结构的布局被有利地划分成两个不同的区域，一个区域允许其自身固有的R2和Rsense变化，这些变化利用比率法进行补偿，而接收器31的其余部分的另一个区域主要依赖于电流I0的稳定性。还应注意，N5(VREFP)和N6(VREFN)将有利地通过旁路电容器去耦。
电流I0与温度无关，并且可以使用2018年11月27日提交的美国专利公开号20200169221的电路生成，其内容在法律允许的最大程度上通过引用以其全部内容并入本文。由于理想地Rsense和R2将在整个温度范围内完美地跟踪，但实际上在变化的温度下可能略微不同，所以可调节电流I0的斜率以进行补偿，并且在2018年11月27日提交的美国专利公开号20200169221的上述电路中描述了这种调节。
另外参见图5，在操作中，在复位阶段期间，N3和N4两端的电压通过断言PHI0被复位。因而，S1a由PHI0和PHI1的逻辑OR信号控制，S2b由PHI2和PHI0的逻辑OR信号控制。PHI0的断言使得开关S1a和S2b闭合，从而将电容器C1a和C1b的顶板处的电压设置为等于Vrect。同样,在PHI0被断言时的第一阶段期间，低压放大器34被复位例如500ns，从而闭合开关S0a、S0b，由于公共反馈调节电路CMFB而将至低压放大器34的输入设置为共模电压VCM。在该复位条件下，低压放大器34被自动调零并且任何偏移都被存储在电容器C1a和C1b中。因此，如在图5中可见，电压VOUT在这一点被设置为共模，但是ADC 38还没有采样(或者所取得的样本被丢弃)。
然后，第一阶段开始，PHI0被释放，PHI1还没有被断言，PHI2被断言。这断开开关S0a、S0b和S1a、S1b，同时闭合开关S2a、S2b。因此，节点N3耦接到节点N2，并且节点N4耦接到节点N1。节点N1和N2处的电压SENSEP和SENSEN基于VRECT和从调节器17汲取的电流进行自调整。ADC 38在由AAF执行抗混叠之后对VOUT进行采样，并且此处VOUT是VCM。因此，获取VOUT的第一样本，如接下来在图5中可见的。此样本等于Rsense*Isense，乘以低压放大器34的增益(此处，20x)。
接下来，在第二阶段期间，PHI0继续被去断言，从而保持开关S0a和S0b断开，并且PHI1和PHI2被去断言，从而断开开关S1a、S1b和S2a、S2b。在开关S1a、S1b断开之后，然后PHI1再次被断言例如500ns，从而闭合开关S1a、S1b以由此将电容器C1a充电至SENSEP并且将电容器C1b充电至SENSEN。低压放大器34的增益由电容器C1a、C1b和C2a、C2b设置，使得Rsense两端的电压(此处，-Rsense*Isense)乘以增益(此处，20x)以产生VOUT，VOUT由ADC38采样(在由AAF进行抗混叠之后)。因此，获取VOUT的第二样本。
在第三阶段期间，至低压放大器34的输入被再次交换。因此，PHI1被去断言，从而断开开关S1a和S1b，并且PHI2被断言，从而闭合开关S2a和S2b例如500ns，将电容器C1a充电至SENSEN并且将电容器C1b充电至SENSEP。Rsense两端的电压(此处，Rsense*Isense)乘以放大器以产生VOUT，VOUT由ADC 38采样(在由AAF进行抗混叠之后)。因此，获取VOUT的第三样本。因此，应当理解，第二阶段与第三阶段之间的切换是将Rsense两端的电压从高压域(VRECT)斩波到适合于由低压放大器34读取的低压域。
此斩波可重复以产生可以被数字滤波的期望数量的ADCOUT样本，并且可在采样频率下执行。如果需要，可以在每个给定数量的阶段执行复位阶段的附加实例。
由于接收器31的设计，其中，Rsense和R2彼此跟踪，并且其中，电流I0与温度无关或跟踪Rsense，如果存在来自R2和Rsense匹配的其余变化，则由于ADC 38在数字化VOUT时使用了VREFP、VREFN，Rsense和R2的电阻的变化从由ADC 38报告为ADCOUT的样本中消除。
所报告的每个ADC样本将是：
其中，n是差分输入范围，G是低压放大器34的增益。
这可以被重新安排为：
其中，n是差分输入范围，G是低压放大器34的增益，并且K是R2与Rsense之间的比率。
处理电路装置40包括合适的数字滤波器41，该数字滤波器41可例如对ADC 38的输出ADCOUT执行去斩波以产生输出数据OUTPUT_DATA。
由于电流I0与温度无关的，考虑到增益G由于在放大电路33中使用了MOM电容器C1a、C1b和C2a、C2b而对温度不敏感，并且考虑到Rsense和R2将在PVT两端彼此跟踪，因此所计算出的Isense对温度不敏感。如强调的，在R2和Rsense由于温度变化而未完全匹配的情况下，I0提供灵活性以略微倾斜其温度斜率，以便精确地补偿失配。
由接收器31提供的额外益处是多方面的。例如，可通过使用高压电容器C1a、C1b和C2a、C2b以及复用器32中没有大的寄生电容来解决可能由于低压放大器34附接到Rsense两端的高压而产生的低压放大器34的共模抑制比。另外，大型高压设备不用于将Rsense两端的高压级联到低压放大器34所使用的较低压域。此外，这种设计不会引入闪烁噪声。此外，如上所述，通过电阻器Rsense和R2的彼此跟踪以及比率模数转换来解决由于温度引起的偏移和漂移。由于节点N3和N4处的SENSEP和SENSEN电压与低压放大器34的输入的AC耦合，不存在输入偏移电流。此外，因为放大器电路33的增益由MOM电容器C1a、C1b和C2a、C2b控制，所以该增益对由于机械应力引起的变化具有适应力。另外，在第一阶段(复位阶段)期间执行的放大电路33的自动调零以及通过在第二阶段和第三阶段之间切换执行的SENSEP和SENSEN电压的斩波有助于消除残余偏移效应。
现在参见图6描述感测电阻Rsense的结构。如上所述，需要Rsense(例如，20mΩ)和R2(例如，100KΩ)彼此跟踪。为了获得Rsense，可以并联连接多部件N+POLY。例如，可以形成N+POLY电阻器的“基本”部件,每个部件宽度为0.57μm并且长度为1.58μm，并且每个部件具有501.5Ω的基本电阻。通过使这些基本部件中的1070个通过它们各自的端子接触而并联连接，可以形成宽度为610μm并且长度为1.58μm的模块，并且每个这样的模块的最终理论电阻为468Ω。实际上，因为直接接触的邻接模块在物理上并不等同于电并行化这些单独模块，所以实际电阻为0.401Ω。不选择通过简单地使模块并行化的方法，因为由于在模块之间使用的间隔，该方法将消耗太多的硅面积。此外，理论值与实际值之间的误差是确定性的并被视为***中的增益误差。重要的是,就其多晶硅部分而言，较大模块的温度系数与实现的基本模块的温度系数相同，因为其是多晶硅物理行为所固有的。通过使用金属层将这些模块中的20个模块并联连接(并且在此我们现在指的是这些模块的实际电并行化)，形成了接近20mΩ的电阻器。然而，应当理解，为了并联连接20个大模块，一些金属连接必须从电阻的一侧延伸到另一侧。请记住，金属化的薄层电阻在每平方几十毫Ω的范围内，因此不可能理想地将20个模块并行化并实现20mΩ的目标，而不在该poly贡献的顶部引入显著过量的金属电阻。注意，实际电阻因此将更高，因为总实际电阻不仅由模块的电阻(在图6中示出为Rs_p)产生，而且由形成必要连接的金属的电阻(在图6中示出为Rs_m)产生。实际上，目标Rs_p可以从电并行化的二十个元件的电仿真中确定，并且实际Rs_p可以在用2D仿真器进行寄生金属化提取之后从完整结构的电仿真中确定。从那里，Rs_m贡献可以被理解为某个量，该量显示为示例中的总电阻值的约15％。
现在参见图7描述电阻R2的结构。R2的结构由N+POLY电阻器的0.57μm宽、1.58μm长的相同的基本部件构成。然而，在此，模块由170个串联的基本部件形成，并且超级模块由四个并联的模块形成，每个超级模块具有21313Ω的电阻。然后，串联连接四个超级模块，总共85255Ω。与通过使用几十个mΩ金属片互连将二十个0.401Ω的部件并联从而实现20mΩ的目标时的金属贡献占主导的Rsense情形相反，在将这些元件串联放置时金属贡献可忽略不计。用于将501.5Ω的端子互连至另一个501.5Ω的端子的一片金属可以是几十mΩ的2平方，这约等于0.01％影响。因此，如果R2也考虑到15％的金属贡献，则可实现Rsense与R2在温度上的良好匹配，因为多晶硅和金属具有不同的温度系数，并且从这个角度来看，如果Rsense与R2是成比率的，则它们的比率可抑制温度变化。因此，R2的poly部分(85kΩ)将用15KΩ的金属部分补充，总共100KΩ。
金属本身在图8中示出，其中可以看出，100个金属棒用于形成必要的连接。每个金属棒是610μm宽和0.28μm长，并且具有159Ω的电阻，因此这些金属棒贡献了15.9KΩ的整体总电阻。金属层所采用的路径被设计为使用必要数量的金属棒(这里为100个)，以实现金属层的期望电阻。
如上所述，期望电阻器Rsense和R2彼此靠近地形成，以便在操作期间处于基本相同的温度。图9示出了实现此目的的一种潜在结构，其中可以看出，形成Rsense的结构位于中央，形成R2的四个超级模块R2_P1、R2_P2、R2_P3和R2_P4的N+POLY结构分布在Rsense周围，R2_P1和R2_P2位于Rsense的一侧，并且Rs_P3和R2_P4位于Rsense的另一侧。此外，形成R2的四个超级模块R2_M1、R2_M2、R2_M3、R2_M4的金属结构在Rsense的相应侧上。应当理解，R2有意地被分成子结构(这里，四个超级模块及其相关联的金属层)，使得其可在Rsense的每一侧上占据相等的空间，使得R2具有与Rsense基本相同的操作温度，同时还如本领域技术人员所熟知的那样是用于抑制一般效果梯度的质心布局。各自由Ri_Mi与其关联的Ri_Pi串联形成的四个模块被串联连接以用于形成由整体R2_M和整体R2_P形成的整体R2，整体R2_M与整体R2的比例等于整体R1_M与由R1_M和R1_P构成的整体R1的比例。
上文所描述的无线电力传输***30的接收器31的电路和操作技术特别精确且稳健。
然而，在诸如图10中所示的一些情况下，可能期望有一个收发器31’而不是接收器，以便允许作为发射器以及接收器进行操作。因此，在此，整流器16’由晶体管T1-T4而不是二极管组成，并且发射器可以***作为执行对输入的交流电进行整流以产生对槽路电容器Ctank充电的直流电，或者将直流电反转以在线圈Ls中产生交流电，该交流电在相邻的接收器线圈中感应出交流电。
当操作为发射器16’时，在感测Rsense两端的电流时可能出现额外的问题。在这种操作期间，由复用器32执行的斩波对于消除偏移和低频噪声是有用的，但是由于放大电路33’自身的速度限制，可能会引入失真。
而且，测量电压的大小可能需要大的放大，进而要求大的C1/C2比率，这又可能意味着大的C1，因为C2具有最小合理值，低于该值时不建议在没有任何副作用的情况下使用。由于C1、C2出于电压可持续性和匹配原因是高压电容，可能有利的是分开整体增益并且使用两个级，第一级使用有限的C1、C2大小和高压电容提供例如4的增益，而第二级提供5的增益并且有利地使用如下所述的低压电容器C3、C4。
放大电路33’现在包括与第一低压放大器34级联的第二低压放大器41。由于多路复用器32将感测电阻器Rsense两端的高压转换到低压域，低压电容器C3a和C3b分别耦合在放大器34的反相输出与放大器41的同相输入之间以及放大器34的同相输出与放大器41的反相输入之间。此外，低压电容器C4a耦合在放大器41的同相输入和反相输出之间，并且低压电容器C4b耦合在放大器41的反相输入和同相输出之间。因此，此处，放大器41的输出是VOUT，并且耦合到抗混叠滤波器AAF的输入。这里应注意，为了简洁起见未示出与放大器34和41相关联的共模反馈电路，并且同样为了简洁起见未示出复用器32的细节，因为两者的细节与图4的放大电路33相同。放大电路33’的增益在两个级联放大器34和41的两端分开用于放宽放大器34所需的规格，因为是对放大器41的输出执行采样。
在图11中示出了收发器31’的操作，其中可以观察到斩波频率远小于采样频率。这里，采样频率是8MHz，而斩波频率是20KHz。因此，在复位阶段期间，ADC被启用并且复位(如上所述)被执行。下一个阶段是“Chop A”(斩波A)阶段(如上所述的第一阶段)，在此期间，采集200个数据样本(200*1/8MHz＝25uS，即20kHz周期的一半)。下一个阶段是“Chop B”(斩波B)阶段(如上所述的第二阶段)，在此期间，也采集200个数据样本。在每个Chop B阶段之后，执行另一个复位阶段。
例如，数字滤波器41可以是200抽头的有限脉冲响应滤波器，该滤波器具有去斩波器以去除由以比采样低得多的频率执行的斩波引入的噪声。在图12中可以看到***30的频率响应，其中，x轴上的0.5对应于fs/2＝4MHz，并且在0.02*fs＝160kHz处看到滤波器的衰减大约为-60dB。换言之，160kHz以上的噪声或不想要的分量被强力过滤，并且该***能够在160kHz递送三角形电流的平均值，这在发射器以80kHz发射时会发生。
如图13所示，放大电路33’无法足够快速地调整为适当地跟踪从复位阶段到ChopA阶段的转变、从Chop A阶段到Chop B阶段的转变以及从Chop B阶段回到复位阶段的转变。因此，数字滤波器41被设置成使得在这些转换期间采集的样本被丢弃，如图14和15所示。
该技术允许抑制偏移和低频噪声、在不引入附加误差的情况下使用斩波(通过在上述转换处丢弃样本)，以及抑制在传输模式期间生成的大振幅电流。
尽管已经针对有限数量的实施例描述了本公开，但是获得本公开的益处的本领域的技术人员应理解，可以设计出不脱离本文所公开的范围的其他实施例。因此，本公开的范围应仅由所附权利要求限制。

Claims (28)

1.一种无线电力***，包括：
电桥；
线圈，被耦合在所述电桥的第一输入与第二输入之间；
槽路电容器，被耦合在所述电桥的第一输出和第二输出之间；
调节器；
感测电阻器，具有第一端子和第二端子，所述第一端子被耦合到所述电桥的所述第一输出，所述第二端子被耦合到所述调节器的输入；
切换电路，具有第一输入和第二输入，所述第一输入和第二输入分别被耦合到所述感测电阻器的所述第一端子和所述第二端子；
增益级，具有第一输入和第二输入，所述第一输入和第二输入被电容地耦合到所述切换电路的第一输出和第二输出；
模数转换器ADC，被配置为通过将所述增益级的输出与第一差分参考电压和第二差分参考电压进行比较，来将所述增益级的所述输出数字化；以及
参考电压生成器，包括与温度无关的电流源，所述与温度无关的电流源被耦合以向参考电阻器提供电流，所述参考电阻器具有电阻，所述电阻是所述感测电阻器的电阻的倍数，并且所述电阻在温度变化期间跟踪所述感测电阻器的电阻，其中所述第一差分参考电压被形成在所述参考电阻器的两端；
其中所述切换电路被配置为：在复位阶段中，将所述增益级的所述第一输入和所述第二输入彼此短接；
其中所述增益级被配置为：在所述复位阶段中，将所述增益级的第一输入和第二输入短接至所述增益级的输出；
其中所述切换电路被配置为：在第一斩波阶段中，将所述感测电阻器的所述第一端子和所述第二端子耦合到所述增益级的所述第一输入和所述第二输入；以及
其中所述切换电路被配置为：在第二斩波阶段中，将所述感测电阻器的所述第一端子和所述第二端子耦合到所述增益级的所述第二输入和所述第一输入。
2.根据权利要求1所述的无线电力***，进一步包括：处理电路装置，被配置为对来自所述ADC的输出进行滤波和去斩波。
3.根据权利要求1所述的无线电力***，其中所述切换电路被配置为：在所述复位阶段之后，以等于所述ADC的采样频率的速率在所述第一斩波阶段与所述第二斩波阶段之间交替给定次数。
4.根据权利要求1所述的无线电力***，其中所述切换电路被配置为：在所述复位阶段之后，以小于所述ADC的采样频率的速率在所述第一斩波阶段与所述第二斩波阶段之间切换给定次数。
5.根据权利要求4所述的无线电力***，进一步包括：处理电路装置，被配置为接收来自所述ADC的输出，并且被配置为舍弃在所述复位阶段与所述第一斩波阶段之间的转变期间取得的样本，并且舍弃在所述第一斩波阶段与所述第二斩波阶段之间的转变期间取得的样本。
6.根据权利要求4所述的无线电力***，其中所述切换电路被配置为在所述第一斩波阶段与所述第二斩波阶段之间进行所述复位阶段。
7.根据权利要求1所述的无线电力***，其中所述增益级包括：
第一放大器，具有第一输入、第二输入、第三电容器、第四电容器、第一开关、以及第二开关，所述第一输入通过第一高压电容器被耦合到所述切换电路的所述第一输出，所述第二输入通过第二高压电容器被耦合到所述切换电路的所述第二输出，所述第三电容器将所述第一放大器的所述第一输入耦合到所述第一放大器的第一输出，所述第四电容器将所述第一放大器的所述第二输入耦合到所述第一放大器的第二输出，所述第一开关将所述第一放大器的所述第一输入选择性地耦合到所述第一放大器的所述第一输出，所述第二开关将所述第一放大器的所述第二输入选择性地耦合到所述第一放大器的所述第二输出。
8.根据权利要求7所述的无线电力***，其中所述增益级进一步包括：共模反馈电路，将共模电压耦合在所述第一放大器的所述第一输出与所述第二输出之间。
9.根据权利要求7所述的无线电力***，进一步包括：抗混叠滤波器，接收来自所述第一放大器的所述第一输出和所述第二输出的输入，并将输出提供到所述ADC。
10.根据权利要求7所述的无线电力***，其中所述第一高压电容器和所述第二高压电容器为金属-氧化物-金属电容器。
11.根据权利要求7所述的无线电力***，其中所述增益级进一步包括：
第二放大器，具有第一输入、第二输入、第五电容器、第六电容器、第三开关以及第四开关，所述第一输入通过第一低压电容器被耦合到所述第一放大器的所述第一输出，所述第二输入通过第二低压电容器被耦合到所述第一放大器的所述第二输出，所述第五电容器将所述第二放大器的所述第一输入耦合到所述第二放大器的第一输出，所述第六电容器将所述第二放大器的所述第二输入耦合到所述第二放大器的第二输出，所述第三开关将所述第二放大器的所述第一输入选择性地耦合到所述第二放大器的所述第一输出，所述第四开关将所述第二放大器的所述第二输入选择性地耦合到所述第二放大器的所述第二输出。
12.根据权利要求11所述的无线电力***，其中所述增益级进一步包括：共模反馈电路，将共模电压耦合在所述第一放大器的所述第一输出与所述第二输出之间，以及耦合在所述第二放大器的所述第一输出与所述第二输出之间。
13.根据权利要求11所述的无线电力***，进一步包括：抗混叠滤波器，接收来自所述第二放大器的所述第一输出和所述第二输出的输入，并且将输出提供到所述ADC。
14.根据权利要求1所述的无线电力***，其中所述切换电路包括：
第一开关，将所述切换电路的所述第一输入选择性地耦合到所述切换电路的所述第一输出；
第二开关，将所述切换电路的所述第一输入选择性地耦合到所述切换电路的所述第二输出；
第三开关，将所述切换电路的所述第二输入选择性地耦合到所述切换电路的所述第二输出；以及
第四开关，将所述切换电路的所述第二输入选择性地耦合到所述切换电路的所述第一输出。
15.根据权利要求1所述的无线电力***，其中所述参考电阻器由给定数量的电阻单元形成，所述给定数量的电阻单元围绕所述感测电阻器的周边等距间隔开。
16.根据权利要求1所述的无线电力***，其中所述参考电阻器被故意分离为子结构，所述子结构以质心方式围绕所述感测电阻器被放置。
17.根据权利要求1所述的无线电力***，其中所述参考电阻器和所述感测电阻器由至少两种不同电阻材料形成，并且对于所述参考电阻器和所述感测电阻器两者，每种材料相对于所述电阻的总值的贡献量是相同的。
18.根据权利要求1所述的无线电力***，其中所述参考电阻器和所述感测电阻器是由多种电阻材料形成的。
19.根据权利要求18所述的无线电力***，其中所述参考电阻器和所述感测电阻器的多材料特性包括：每个电阻器的一部分是多晶硅以及每个电阻器的一部分是金属。
20.一种无线电力***，包括：
电桥；
线圈，被耦合在所述电桥的第一输入与第二输入之间；
槽路电容器，被耦合在所述电桥的第一输出和第二输出之间；
调节器；
感测电阻器，具有第一端子和第二端子，所述第一端子被耦合到所述电桥的所述第一输出，所述第二端子被耦合到所述调节器的输入；
切换电路，具有第一输入和第二输入，所述第一输入和所述第二输入被分别耦合到所述感测电阻器的所述第一端子和所述第二端子；
增益级，具有第一输入和第二输入，所述第一输入和第二输入被电容地耦合到所述切换电路的第一输出和第二输出；
模数转换器ADC，被配置为通过将所述增益级的输出与第一差分参考电压和第二差分参考电压进行比较来将所述增益级的所述输出数字化；以及
参考电压生成器，包括与温度无关的电流源，所述与温度无关的电流源被耦合到参考电阻器，所述参考电阻器具有电阻，所述电阻是所述感测电阻器的电阻的倍数，并且所述电阻在温度变化期间跟踪所述感测电阻器的所述电阻，其中所述第一差分参考电压被形成在所述参考电阻器的两端。
21.根据权利要求20所述的无线电力***，进一步包括：处理电路装置，被配置为对来自所述ADC的输出进行滤波和去斩波。
22.根据权利要求20所述的无线电力***，其中所述增益级包括：
第一放大器，具有第一输入、第二输入、第三电容器、第四电容器、第一开关、以及第二开关，所述第一输入通过第一高压电容器被耦合到所述切换电路的所述第一输出，所述第二输入通过第二高压电容器被耦合到所述切换电路的所述第二输出，所述第三电容器将所述第一放大器的所述第一输入耦合到所述第一放大器的第一输出，所述第四电容器将所述第一放大器的所述第二输入耦合到所述第一放大器的第二输出，所述第一开关将所述第一放大器的所述第一输入选择性地耦合到所述第一放大器的所述第一输出，所述第二开关将所述第一放大器的所述第二输入选择性地耦合到所述第一放大器的所述第二输出。
23.根据权利要求22所述的无线电力***，其中所述增益级进一步包括：共模反馈电路，将共模电压耦合在所述第一放大器的所述第一输出与所述第二输出之间。
24.根据权利要求22所述的无线电力***，进一步包括：抗混叠滤波器，接收来自所述第一放大器的所述第一输出和所述第二输出的输入，并将输出提供到所述ADC。
25.根据权利要求22所述的无线电力***，其中所述第一高压电容器和所述第二高压电容器为金属-氧化物-金属电容器。
26.根据权利要求22所述的无线电力***，其中所述增益级进一步包括：
第二放大器，具有第一输入、第二输入、第五电容器、第六电容器、第三开关、以及第四开关，所述第一输入通过第一低压电容器被耦合到所述第一放大器的所述第一输出，所述第二输入通过第二低压电容器被耦合到所述第一放大器的所述第二输出，所述第五电容器将所述第二放大器的所述第一输入耦合到所述第二放大器的第一输出，所述第六电容器将所述第二放大器的所述第二输入耦合到所述第二放大器的第二输出，所述第三开关将所述第二放大器的所述第一输入选择性地耦合到所述第二放大器的所述第一输出，所述第四开关将所述第二放大器的所述第二输入选择性地耦合到所述第二放大器的所述第二输出。
27.根据权利要求26所述的无线电力***，其中所述增益级进一步包括：共模反馈电路，将共模电压耦合在所述第一放大器的所述第一输出与所述第二输出之间，以及耦合在所述第二放大器的所述第一输出与所述第二输出之间。
28.根据权利要求26所述的无线电力***，进一步包括：抗混叠滤波器，接收来自所述第二放大器的所述第一输出和所述第二输出的输入，并且将输出提供到所述ADC。
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