CN109643912B - 非接触受电装置、非接触输电装置和非接触输受电装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种非接触受电装置、非接触输电装置和非接触输受电装置，其中非接触受电装置包括：接受来自非接触输电装置的电力的受电线圈；对由受电线圈接受的电力进行整流，形成高电位侧的整流输出和低电位侧的整流输出的整流电路；被提供高电位侧的整流输出和低电位侧的整流输出的平滑电路；和将来自平滑电路的直流电压转换为第一电压的开关电源，平滑电路具有传输高电位侧的整流输出的第一电感器、传输低电位侧的整流输出的第二电感器、以及被提供传输来的高电位侧的整流输出和传输来的低电位侧的整流输出的第一平滑电容元件，低电位侧的整流输出与接地电位连接。

Description

非接触受电装置、非接触输电装置和非接触输受电装置

技术领域

本发明涉及无线供电技术，涉及与例如对便携终端等小型便携设备和电动车等的蓄电池非接触地进行充电的非接触供电技术相关的非接触受电装置、非接触输电装置和非接触输受电装置。

背景技术

近年来，在便携终端等小型便携设备等中，小型化、薄型化正在进展。小型化、薄型化进展时，成为对内置的电池充电时连接充电连接器较为繁琐的这一状况。因此，使用无线供电技术进行充电的要求正在提高。另外，在电动车中，用有线方式对内置的蓄电池充电的情况下，因为雨天时，存在水浸入充电连接器中、接点劣化的风险等，所以要求使用无线供电技术进行的充电。

对于无线供电技术，研究了使用微波等电磁波的方法和使用磁耦合的电磁感应方式等。

通过使用微波，能够使电力的传输距离相对变长，在传输距离的观点上是优秀的。但是传输效率差，几乎没有达到实用化。与此相对，在电磁感应方式中，虽然传输距离是几cm至十几cm程度，但输受电中使用的线圈的传输效率可以得到90％程度这样的高效率。因此，作为无线供电技术，认为使用磁场感应方式进行的传输会成为主流。

电磁感应方式例如在专利文献1和专利文献2中有所记载。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开WO2016/035141号

专利文献2：日本特表2013-513356号公报

发明内容

发明要解决的课题

采用电磁感应方式的非接触输受电装置由输电线圈、受电线圈、使输电频率放大的输电放大器、将接受的输电电力转换为直流的整流电路和输出设定的值的直流电压的DC-DC(直流-直流)转换器构成。如上所述，线圈的传输效率、即输电线圈与受电线圈之间的传输效率能够达到90％程度，但非接触输受电装置的整体的效率不仅影响线圈的传输效率，也影响其他结构部分的效率。例如设线圈的传输效率、输电放大器的效率、整流电路的效率和DC-DC转换器的效率分别为90％的情况下，整体的效率下降至0.9×0.9×0.9×0.9＝约66％。因此，需要通过实现各结构部分的高效率化和各结构部分之间连接时的阻抗匹配而尽可能抑制效率降低。

专利文献1公开了实现各结构部分之间的连接时的阻抗匹配的技术。此处，参考专利文献1的图1说明专利文献1中公开的技术。以下说明中，()内的符号示出了专利文献1的图1中附加的符号。另外，专利文献1中，将非接触输电装置叙述为谐振型电力发送装置，将非接触受电装置叙述为谐振型电力接收装置。另外，将输电线圈叙述为谐振型发送天线，将受电线圈叙述为谐振型接收天线。为了实现用语的统一，本说明书中，按非接触输电装置、非接触受电装置和输电线圈、受电线圈进行说明。

专利文献1中，非接触输受电装置具有非接触输电装置(1)和非接触受电装置(2)。此处，非接触输电装置(1)具有谐振型电源(11)、匹配电路(12)和输电线圈(13)。另外，非接触受电装置(2)具有受电线圈(21)、整流电路(22)和接收电路(23)。

来自非接触输电装置(1)的谐振型电源(11)的输电电力经由匹配电路(12)从输电线圈(13)输送。输送的电力被非接触受电装置(2)的受电线圈(21)接受，用整流电路(22)进行整流后，对接收电路(23)供给。此时，谐振型电源(11)和输电线圈(13)通过匹配电路(12)实现阻抗匹配。另外，在非接触受电装置(2)中，是在整流电路(22)中实现与受电线圈(21)的匹配的结构。

一般的非接触受电装置中，蓄电池或蓄电池的充电电路成为负载，通过非接触受电装置的输出来进行蓄电池的充电。对蓄电池的充电例如通过供给一定的直流电压而进行，所以非接触受电装置是具备DC-DC转换器或斩波电路等开关电源，输出一定的直流电压的结构。以DC-DC转换器为例，在后文中进行说明，开关电源具有其输入等效电阻因供电的电力量和负载的状态而改变的特性。专利文献1中，没有示出DC-DC转换器的这样的特性，并且没有考虑与DC-DC转换器的特性的匹配。

DC-DC转换器以在其负载电阻一定的情况下、消耗功率一定的方式工作，所以例如来自非接触输电装置的输电电力增加，非接触受电装置中的受电电力增加的情况下，以DC-DC转换器的输入电压上升时，DC-DC转换器的输入电流减少，由此接受一定的电力的方式工作。该情况下，因为DC-DC转换器的输入电流减少，所以DC-DC转换器的输入等效电阻增大。

因为DC-DC转换器是使输出功率一定的特性，所以输入电压与输入电流的积一定、与DC-DC转换器的消耗功率大致相等即可。因此，例如即使输出功率是一定的，输入电压的值与输入电流的值的组合也存在多个，会收敛至与该多个组合中的某一个组合相当的输入电压的值和输入电流的值。例如如果是降压型的DC-DC转换器，如果输入电压比输出电压略高，则作为DC-DC转换器工作，所以作为收敛条件，存在多个比输出电压略高的输入电压与输入电流的组合。

取决于DC-DC转换器与整流电路的匹配状态和输电线圈与受电线圈的匹配状态，会收敛至多个组合中的、例如超过构成整流电路的器件的耐压的输入电压的值。该情况下，会导致器件损坏。

另外，存在收敛至多个组合中的、会使DC-DC转换器在转换效率差的状态下工作的输入电压的值的情况。例如，降压型的DC-DC转换器的情况下，具有输入电压比输出电压略高的状态的转换效率最好，输入电压越高则转换效率越降低的倾向。因此，在效率方面优选使DC-DC转换器的输入电压的值收敛至比输出电压略高的值。但是，取决于DC-DC转换器与整流电路的匹配状态和输电线圈与受电线圈的匹配状态，认为输入电压的值可能收敛至比输出电压更高的值。该情况下，DC-DC转换器会在转换效率差的状态下工作。

进而，取决于匹配状态，会发生收敛至多个组合中的、比DC-DC转换器的输出电压更低、不能作为DC-DC转换器工作的输入电压的值、不能进行正常工作的现象。即，取决于匹配状态，存在发生不能效率良好地稳定地工作的状态的情况。

另外，作为提高各结构部分的效率的结构，例如考虑通过使用开关方式的放大器作为输电放大器而实现高效率化。该情况下，存在输电放大器中产生开关噪声，经由输电线圈向外部辐射，对其他无线设备等造成妨碍的风险。例如，专利文献2中示出了降低差动动作的输电放大器的输出噪声的结构，但是没有考虑对于受电的信号成分在整流电压中叠加成为纹波的纹波电压的降低。即，关于非接触受电装置中产生的噪声的降低，完全没有考虑。

本发明的目的在于提供一种能够稳定地工作的非接触输受电装置。

另外，本发明的其他目的在于提供一种能够实现噪声的降低的非接触输受电装置。

本发明的上述以及其他目的和新的特征，将通过本说明书的记载和附图而说明。

用于解决课题的技术方案

对本申请中公开的发明中的、代表性的发明的概要简单进行说明，如下所述。

即，非接触受电装置包括：接受来自非接触输电装置的电力的受电线圈；对由受电线圈接受的电力进行整流，形成高电位侧的整流输出和低电位侧的整流输出的整流电路；被提供高电位侧的整流输出和低电位侧的整流输出，对其进行平滑而形成直流电压的平滑电路；和将来自平滑电路的直流电压转换为第一电压的开关电源。此处，平滑电路具有传输高电位侧的整流输出的第一电感器、传输低电位侧的整流输出的第二电感器、以及被提供传输来的高电位侧的整流输出和传输来的低电位侧的整流输出的第一平滑电容元件，传输来的低电位侧的整流输出与接地电位连接。

高电位侧的整流输出中的高频信号经由第一平滑电容元件被传输至接地电位，低电位侧的整流输出中的高频信号也被传输至接地电位，所以能够抑制非接触受电装置产生噪声。

另外，对于第一电感器和第二电感器，供给具有与受电的电力的频率相应的频率的整流输出，所以第一电感器和第二电感器的阻抗(电阻成分)升高。由此，能够使开关电源的输入电压收敛的范围变小，能够提供稳定地工作的非接触受电装置。

发明效果

对通过本申请中公开的发明中的、代表性的发明得到的效果简单进行说明，如下所述。

能够提供能够稳定地工作的非接触输受电装置。另外，能够提供能够实现噪声的降低的非接触输受电装置。

附图说明

图1是表示实施方式1的非接触输受电装置的结构的电路图。

图2是表示降压型的DC-DC转换器的输入电压与输入电流的关系的特性图。

图3是表示DC-DC转换器的输入电压与输入等效电阻的关系的特性图。

图4是表示输电放大器的电源电压与工作电流的关系的特性图。

图5是表示输电放大器的电源电压与工作电流的关系的特性图。

图6是表示输电放大器的电源电压与工作电流的关系的特性图。

图7是表示非接触输受电装置中的输电电压与负载电阻的端子间电压的关系的特性图。

图8是表示非接触输受电装置中的输电电压与负载电阻的端子间电压的关系的特性图。

图9是表示非接触输受电装置中的输电电压与负载电阻的端子间电压的关系的特性图。

图10(A)～(C)是表示实施方式1和实施方式5的匹配电路123的结构的图。

图11是说明DC-DC转换器的负载的框图。

图12是表示实施方式1的整流电路和平滑电路的结构的电路图。

图13中的(A)和(B)是表示非接触受电装置的纹波电压的波形图。

图14是表示实施方式2的非接触输受电装置的结构的电路图。

图15是表示实施方式3的非接触输受电装置的结构的电路图。

图16是表示实施方式4的非接触输受电装置的结构的电路图。

图17是表示实施方式6的非接触受电装置的结构的电路图。

图18是表示实施方式6的非接触输受电装置的动作的流程图。

图19是表示实施方式6的非接触输受电装置的动作的流程图。

图20的(A)和(B)是表示实施方式7的非接触输受电装置的结构的示意性的外观图。

图21是表示实施方式7的变形例的非接触输受电装置的结构的示意性的外观图。

图22是表示实施方式8的非接触输受电装置的结构的电路图。

图23是表示实施方式9的非接触输受电装置的结构的示意性的外观图。

具体实施方式

以下，基于附图详细地说明本发明的实施方式。另外，在用于说明实施方式的全部图中，对于同一部分原则上附加同一附图标记，原则上省略其反复说明。

以下实施方式中，为了方便而在必要时分割为多个段或实施方式进行说明，但除了特别声明的情况外，它们不是相互无关的，而是处于一方是另一方的一部分或全部的变形例、详细内容、补充说明等关系。另外，以下实施方式中，在提及要素的数量等(包括个数、数值、量、范围等)的情况下，除了特别声明的情况和原理上显然限定为特定数量等情况外，都不限定于该特定数量，可以是特定数量以上或以下。另外，以下实施方式中，其构成要素(也包括要素步骤等)除了特别声明的情况和原理上认为显然是必需的等情况外，都不是必需的。

同样，以下实施方式中，在提及构成要素等的形状、位置关系等时，除了特别声明的情况和原理上认为显然并非如此等情况外，都包括实质上与该形状等近似或类似的形状等。这一点对于上述数值和范围也是同样的。

(实施方式1)

图1是表示实施方式1的非接触输受电装置的结构的电路图。图1中，1表示非接触输电装置，2表示非接触受电装置。非接触输电装置1与非接触受电装置2之间通过电磁感应而耦合。

＜非接触输电装置＞

首先说明非接触输电装置1的结构。非接触输电装置1具备驱动电源101、场效应晶体管(以下也称为MOSFET)102、可变电源103、接地电容元件104、扼流线圈105、共模滤波器106、111、电容元件107、109、电感器108、滤波器110、谐振电容元件112和输电线圈113。

该实施方式1中，并不特别限制，由驱动电源101、MOSFET102、电源103、接地电容元件104、扼流线圈105、电感器108、电容元件107、109和共模滤波器106构成了输电放大器SAMP。输电放大器AMP的输出经由滤波器110和共模滤波器111对由谐振电容元件112和输电线圈113构成的谐振电路供给。

在MOSFET102的栅极、源极之间连接有驱动电源101。驱动电源101对MOSFET102的栅极供给电压在高电平与低电平之间周期性地变化的驱动信号。由此，MOSFET102通过来自驱动电源101的驱动信号周期性地成为ON/OFF状态。MOSFET102的漏极经由扼流线圈105和共模滤波器106与可变电源103和接地电容元件104连接。另外，MOSFET102的漏极经由电感器108和电容元件109与滤波器110的输入连接。在MOSFET102的源极与漏极之间连接有电容元件107，MOSFET102的源极经由共模滤波器106与接地电位Vs连接。

输电放大器SAMP在本实施方式1中，构成了被称为所谓E类放大器的开关放大器。扼流线圈105在非接触输电装置1输送的电力的频率(以下也称为输电频率)下，电抗值具有可以视为无穷大的程度的值。由此，不对从MOSFET102的漏极向滤波器110发送的发送信号造成影响地，从可变电源103对MOSFET102供给电源。

图1中，Vdd表示输电放大器SAMP的电源电压，Idd表示输电放大器SAMP的工作电流(电源电流)。即，Vdd是可变电源103的电源电压，Idd是从可变电源103供电的工作电流。因为可变电源103是能够调整电压值的电源，所以电源电压Vdd的值能够变更。接地电容元件104与可变电源103在共模滤波器106与接地电位Vs之间并联连接。此处，接地电容元件104发挥抑制电源电压Vdd的电压变动的作用。

通过来自驱动电源101的驱动信号，使MOSFET102成为OFF状态时，由电容元件107、109和电感器108构成谐振电路。设此时的谐振电路的谐振频率为f1。另一方面，通过驱动信号使MOSFET102成为ON状态时，由电容元件109和电感器108构成谐振电路。设此时的谐振电路的谐振频率为f2时，在设输电频率为f0的情况下，以f2<f0<f1的关系成立的方式设定电容元件107、109和电感器108的值。通过这样设定，以通过驱动信号使MOSFET102成为ON/OFF状态的方式进行开关控制，由此能够从MOSFET102的漏极对滤波器110效率良好地供给发送信号(电力)。

滤波器110是使输电频率f0段的发送信号透过、将输电放大器SAMP中发生的2倍(次)以上的高次谐波屏蔽的低通滤波器。该滤波器110例如由π型的低通滤波器构成。

滤波器110的输出经由共模滤波器110对通过谐振电容元件112与输电线圈113串联连接而构成的串联谐振电路供给。该串联谐振电路的谐振频率被匹配为输电频率f0，所以在输电线圈113中流过较大的谐振电流，发生强磁场，进行具有输电频率f0的电力的输电。

并不特别限制，共模滤波器106、111具备被供给同相的信号时、发生的磁场的方向是同一方向的2个线圈(图1中的●记号表示磁场耦合的方向)。由此，共模滤波器106和111分别在被供给同相的信号时，抑制同相的信号经由共模滤波器传输。共模滤波器106例如抑制同相的信号从MOSFET102向可变电源103传输。另外，共模滤波器110例如抑制同相的信号从滤波器110向串联谐振电路(谐振电容元件112、输电线圈113)传输。由此，减少了非接触输电装置1产生同相信号的噪声的情况。

另外，本实施方式1中，滤波器110具备在输电放大器SAMP一侧与串联谐振电路(共模滤波器111、谐振电容元件112、输电线圈113)之间使阻抗匹配的阻抗匹配功能。

在非接触输电装置1中，用输电放大器SAMP形成输电频率的电力，从输电线圈113输送该电力。

＜非接触受电装置＞

接着说明非接触受电装置2。非接触受电装置2具备共模滤波器124、谐振电容元件122、受电线圈121、兼用作滤波器的匹配电路(记载为匹配+滤波器)123、整流用二极管125、126、127、128、平滑电路129、DC-DC转换器133和负载电阻134。图1中，为了说明的方便而示出负载电阻134作为DC-DC转换器133的负载，DC-DC转换器133的负载是电池或对电池充电的充电电路等。本实施方式1中，使用了降压型的DC-DC转换器作为DC-DC转换器133。即，DC-DC转换器133形成比输入的直流电压更低的电压(例如5V)的直流电压。

本实施方式1中，整流用二极管125、126、127和128以构成进行桥型全波整流的整流电路的方式连接。即，整流用二极管125和127的阴极与高电位侧的整流输出端部+连接，整流用二极管126和128的阳极与低电位侧的整流输出端部-连接，另外，整流用二极管125的阳极与整流用二极管126的阴极共同地连接，与共模滤波器124的一个输出端部连接，整流用二极管127的阳极与整流用二极管128的阴极共同地连接，与共模滤波器124的另一个输出端部连接。

平滑电路129具备电感器(第一电感器、第二电感器)130、131和平滑电容元件(第一平滑电容元件)132。电感器130的一个端部与整流电路的整流输出端部+连接，电感器131的一个端部与整流电路的整流输出端部-连接。在电感器130和131各自的另一个端部之间连接有平滑电容元件132，电感器131的另一个端部与壳体地CVs连接。另外，电感器130、131各自的另一个端部与DC-DC转换器133的输入连接。由此，从整流输出端部+输出的高电位侧的整流输出在电感器130中传输，对DC-DC转换器133供给，从整流输出端部-输出的低电位侧的整流输出在电感器131中传输，对DC-DC转换器133供给。

本实施方式1中，受电线圈121具备3个抽头。即，受电线圈121具备与线圈的两端部连接的第一抽头、第二抽头、和与第一抽头与第二抽头之间(例如中间)的线圈部连接的第三抽头(中间抽头)。谐振电容元件122连接在受电线圈121的第一抽头与第二抽头之间。由此，由受电线圈121和谐振电容元件122构成并联谐振电路。从受电线圈121的中间抽头导出该并联谐振电路的输出。即，受电线圈121的中间抽头与兼用作滤波器的匹配电路123连接。

兼用作滤波器的匹配电路123的输出经由共模滤波器124对由整流用二极管125、126、127、128构成的整流电路输入。整流电路的整流输出如上所述，经由平滑电路129被输入至DC-DC转换器133，负载电阻134与DC-DC转换器133的输出连接。

以由受电线圈121和谐振电容元件122构成的并联谐振电路的谐振频率与输电频率f0相等的方式，设定受电线圈121和谐振电容元件122的值。由此，从非接触输电装置1输送的电力在受电线圈121中被效率良好地接受。在兼用作滤波器的匹配电路123中，在受电线圈121与后端的整流电路(由整流用二极管125～128构成的整流电路)之间实现了阻抗匹配。由此，对于用受电线圈121接受的电力效率良好地用整流用二极管125～128进行全波整流，整流后的直流电力经由平滑电路129被输入至DC-DC转换器133。输入的直流电力被转换为预先设定的直流电压值，电力被负载电阻134消耗。另外，非接触受电装置2中，由受电线圈121和谐振电容元件122构成了并联谐振电路，所以谐振时，阻抗变得非常高。本实施方式1中，通过在受电线圈121中设置中间抽头、使受电电力从中间抽头输出而使阻抗降低。由此，使后端的兼用作滤波器的匹配电路123中的阻抗匹配变得容易。

本实施方式1中，从驱动电源101输出MHz段的频率的驱动信号，从输电线圈113输送MHz段的输电频率的电力。输送的电力因输电线圈113与受电线圈121之间的磁场耦合，而被非接触受电装置2的受电线圈121接受。接受的电力被由整流用二极管125～128构成的整流电路整流。通过整流，从整流电路的整流输出端部+输出高电位侧的整流输出，从整流输出端部-输出低电位侧的整流输出。高电位侧的整流输出和低电位侧的整流输出在平滑电路129中被平滑，形成直流电压，对DC-DC转换器133供给。供给的直流电压在DC-DC转换器133中被转换为预先设定的直流电压值(第一电压)并被输出。

实施方式1的非接触受电装置2中，在兼用作滤波器的匹配电路123与整流电路之间连接有共模滤波器124。该共模滤波器124具有与之前说明的共模滤波器106、111同样的结构。因此，例如即使从兼用作滤波器的匹配电路123输出同相的信号，同相的信号也被共模滤波器124抑制传输。结果，能够减少非接触受电装置2产生同相的噪声的情况。另外，平滑电路129中，电感器130和电感器131的各自的另一个端部之间被平滑电容元件132连接，电感器131的另一个端部与壳体地CVs连接。因为壳体地CVs是接地电位Vs，所以在电感器130、131中传输的高频的信号被平滑电容元件132短路，进而流向壳体地CVs(接地电位Vs)。由此，能够防止高频的信号作为噪声从非接触受电装置2输出。

图11是说明DC-DC转换器133的负载的框图。由DC-DC转换器133形成的直流电压Vbd对电池VBC供电，进行蓄电池VBC的充电。图11所示的例子中，蓄电池VBC连接在壳体地CVs与供给直流电压Vbd的电源配线之间，并被充电。要求的电路CKT以来自蓄电池VBC的直流电压和接地电位Vs为工作电压而工作。该情况下，壳体地CVs的电位成为接地电位Vs，要求的电路CKT以接地电位Vs与直流电压Vbd之间的电位差工作。

＜本发明的发明人的研究＞

基于专利文献1所示的技术，构成非接触输受电装置，用DC-DC转换器形成直流电压的情况下，例如取决于输电线圈(13)与受电线圈(21)的匹配状态或者非接触受电装置的负载的状态，发生了对DC-DC转换器供给的输入电压成为与要求的值相比相当高的值的状态、构成整流电路(22)的器件的耐压不足的状态。另外，也发生了DC-DC转换器输出的直流电压没有达到要求的值、DC-DC转换器不能正常工作的状况。于是，本发明人进行实验，进行了调查原因的研究。以下，说明本发明人进行的研究。

＜＜DC-DC转换器的研究＞＞

图2是表示图1所示的降压型的DC-DC转换器133的输入电压与DC-DC转换器133的输入电流的关系的特性图。此处，将DC-DC转换器133从非接触受电装置2取出，对于DC-DC转换器133单独测定了输入电压与输入电流的关系。

图2中，横轴表示对DC-DC转换器133供给的输入电压DCVin，纵轴表示对DC-DC转换器133供给的输入电流DCIin。另外，DC-DC转换器设定为在被供给输入电压DCVin时，作为预先规定的直流电压(第一电压)输出5V的电压。

图2中，DCI(8.7)表示在DC-DC转换器133上连接了电阻8.7Ω作为负载的情况下的输入电流曲线。参考图1叙述，示出了连接了电阻8.7Ω作为负载电阻134的情况，使输入电压DCVin从3.5V附近变化至12V附近时，DC-DC转换器133中流过的输入电流DCIin如输入电流曲线DCI(8.7)所示地变化。

同样地，连接电阻13.1Ω作为负载电阻134，使输入电压DCVin从3.5V附近变化至12V附近时，对DC-DC转换器133流过的输入电流DCIin如输入电流曲线DCI(13.1)所示地变化。另外，连接电阻26.7Ω作为负载电阻134，使输入电压DCVin从5V附近变化至12V附近时，对DC-DC转换器133流动的输入电流DCIin如输入电流曲线DCI(26.7)所示地变化。

因为将DC-DC转换器133的输出电压设定为5V，所以连接了8.7Ω作为负载电阻134的情况下，负载电阻134中的消耗功率是大致3W。同样，连接了电阻13.1Ω的情况下的负载电阻134中的消耗功率是大致2W，连接了电阻26.7Ω的情况下的负载电阻134中的消耗功率是大致1W。

图2中，作为输入电压DCVin供给比DC-DC转换器133中设定的输出电压的值即5V略高的电压5.5V时，输入电流曲线DCI(8.7)、DCI(13.1)、DCI(26.7)的值达到峰值点。在对DC-DC转换器133供给比与该峰值点对应的输入电压(5.5V)更低的电压值(例如4V附近)作为输入电压DCVin的状态下，认为DC-DC转换器133没有进行通常的降压动作。另一方面，在对DC-DC转换器133供给比与峰值点对应的输入电压更高的电压值(例如6V附近)作为输入电压DCVin的状态下，认为DC-DC转换器133进行了通常的降压动作。

DC-DC转换器133进行降压动作，输出设定的输出电压的情况下，只要负载电阻134中消耗的消耗功率是一定的，则DC-DC转换器133的输入功率是大致一定的。例如，如果负载电阻134是8.7Ω，则该负载电阻134中的消耗功率如上所述是大致3W，DC-DC转换器133的输入功率也成为与大致3W对应的值。即使负载电阻134改为电阻13.1Ω和26.7Ω，DC-DC转换器133的输入功率也同样成为与各消耗功率(大致2W、大致1W)对应的大致恒定的值。

因为DC-DC转换器133的输入功率是输入电压DCVin与输入电流DCIin的积，所以例如如果输入电压DCVin增大，则输入电流DCIin减小。因此，如图2所示，在进行了降压动作的输入电压DCVin的范围、即5.5V以上的范围中，随着输入电压DCVin升高，输入电流曲线DCI(8.7)、DCI(13.1)和DCI(26.7)下降，输入电流DCIin减小。即，在进行了降压动作的范围中，DC-DC转换器133表现出相对于输入电压DCVin的增加、输入电流DCIin减少这样的负阻抗。换言之，DC-DC转换器133的输入等效电阻在进行了降压动作时成为负阻抗。

如上所述，负载电阻134中的消耗功率与DC-DC转换器133的输入功率对应地是大致一定的。发生大致一定的输入功率的输入电压DCVin与输入电流DCIin的组合存在多个。例如负载电阻134是电阻8.7Ω的情况下，既存在输入电压DCVin是6V、输入电流DCIin是0.5A附近的组合，也存在输入电压DCVin是10V、输入电流DCIin是0.3A附近的组合。使DC-DC转换器133进行降压动作的情况下，会收敛至该多个组合(输入电压DCVin与输入电流DCIin的组合)中的某一个。对负载电阻134是电阻8.7Ω的情况进行了说明，其他电阻值、例如13.1Ω和26.7Ω也存在多个组合，会收敛至某一个。

另外，例如考虑负载电阻134是电阻8.7Ω的情况下，使输入电流DCIin成为0.4A的输入电压DCVin的值如图2所示存在是4.2V时和是7.6V时这2个。该情况下，7.6V的输入电压DCVin是能够使DC-DC转换器133进行降压动作的值，而4.2V的输入电压DCVin是不能使DC-DC转换器133进行降压动作的值。因此，可知取决于收敛的组合，存在难以使DC-DC转换器133适当地工作(进行降压动作)的情况。当然，没有适当地工作的情况下，不能用DC-DC转换器133形成设定的要求的输出电压(5V)。

图3是表示DC-DC转换器133的输入电压与输入等效电阻的关系的特性图。图3是基于图2作出的。图3中，横轴表示DC-DC转换器133的输入电压DCVin，纵轴表示DC-DC转换器133的输入等效电阻DCR。图3中，DCER(8.7)是表示连接电阻8.7Ω作为负载电阻134、使输入电压DCVin变化时的输入等效电阻的变化的输入等效电阻曲线。同样地，DCER(13.1)是表示连接电阻13.1Ω作为负载电阻134、使输入电压DCVin变化时的输入等效电阻的变化的输入等效电阻曲线，DCER(26.7)是表示连接电阻26.7Ω作为负载电阻134、使输入电压DCVin变化时的输入等效电阻的变化的输入等效电阻曲线。

此处，输入等效电阻是对图2所示的对应的输入电压DCVin除以输入电流DCIin求出的、DC-DC转换器133的等效的输入电阻。例如，输入等效电阻曲线DCER(8.7)是通过对此时的输入电压DCVin除以由对应的输入电流曲线DCI(8.7)表达的输入电流DCIin的值而求出的。其他输入等效电阻曲线DCER(13.1)和DCER(26.7)也是同样地求出的。

如图3所示，连接了电阻8.7Ω或电阻13.1Ω作为负载电阻134的情况下，即使使输入电压DCVin在4V至7V程度的大范围中变化，用输入等效电阻曲线DCER(8.7)和DCER(13.1)表达的输入等效电阻DCR的值也仅在10Ω至22Ω程度的范围中变化。即，即使使输入电压DCVin在4V至7V的范围中变化，输入等效电阻曲线DCER(8.7)和DCER(13.1)的斜率也大致为零。因此，连接了电阻8.7Ω或电阻13.1Ω作为负载电阻134的情况下，存在在4V至7V的大范围中选择输入电压DCVin，收敛至该大范围中的某一处的可能性。

＜＜输电放大器SAMP与DC-DC转换器133的关系＞＞

在非接触输受电装置中，图1所示的输电线圈113与受电线圈121之间磁场耦合。由此，通过使图1所示的输电放大器SAMP内的可变电源103的电压值、即输电放大器SAMP的电源电压Vdd的值变化，能够使对DC-DC转换器133供给的输入功率变化。

图4是在图1所示的非接触受电装置2中，去除DC-DC转换器133，代替DC-DC转换器133来将电阻与平滑电路129连接，测定输电放大器SAMP的电源电压Vdd与工作电流Idd的关系而作出的特性图。此处，代替DC-DC转换器133地与平滑电路129连接的电阻能够视为图3中说明的DC-DC转换器133的输入等效电阻。

图4中，横轴表示输电放大器SAMP(参考图1)的可变电源103的电源电压Vdd，纵轴表示输电放大器SAMP的工作电流Idd。另外，图4中，SAI(51)是表示在图1中代替DC-DC转换器133来将电阻51Ω作为输入等效电阻与平滑电路129连接的状态下、使电源电压Vdd变化时的工作电流Idd的变化的输电放大器电流曲线。同样地，用输电放大器电流曲线SAI(22)表示代替DC-DC转换器133地将电阻22Ω作为输入等效电阻与平滑电路129连接的状态下、使电源电压Vdd变化时的工作电流Idd的变化。另外，用输电放大器电流曲线SAI(10)表示代替DC-DC转换器133地将电阻10Ω作为输入等效电阻与平滑电路129连接的状态下、使电源电压Vdd变化时的工作电流Idd的变化。

即，图4中，代替DC-DC转换器133来将电阻值不同的输入等效电阻与平滑电路129连接，对于每个输入等效电阻示出了输电放大器SAMP的电源电压Vdd的变化与工作电流Idd的变化的关系。因此，图4示出了相对于输电放大器SAMP的电源电压Vdd的变化流过的工作电流Idd的变化、与DC-DC转换器133的输入等效电阻的依赖性。

此处，图1所示的兼用作滤波器的匹配电路(以下也简称为匹配电路)123的结构具有图10(A)所示的结构。图10之后将在实施方式5中说明，因此仅对图10(A)简单地进行说明。图10(A)是表示匹配电路123的结构的电路图。匹配电路123具备电容元件505、电感器506和507。参考图1和图10进行说明，电感器506连接在匹配电路123的输入端子501与输出端子503之间，电感器507连接在匹配电路123的输入端子502与输出端子504之间。另外，电容元件505连接在输入端子501与502之间。匹配电路123的输入端子501与受电线圈121的中间抽头连接，输入端子502与在受电线圈121的另一方的端部连接的抽头(第二抽头)连接。另外，匹配电路123的输出端子503与整流用二极管125与整流用二极管126的连接部连接，输出端子504与整流用二极管127与整流用二极管128的连接部连接。由该电容元件505和电感器506、507构成滤波器，同时进行阻抗匹配。

返回图4继续说明。图4所示的特性是在将构成匹配电路123的电容元件505的值设定为308pF、将电感器506和507各自的值设定为0.95uH、将平滑电路129中的平滑电容元件132的值设定为22uF、电感器130和131分别短路的状态下测定的。

因为平滑电路129中的电感器130和131短路，所以是并非用线圈、而是用信号配线将整流电路与相当于DC-DC转换器133的输入等效电阻之间连接的状态。因为整流电路与DC-DC转换器133被信号配线连接，所以是与专利文献1的图1所示的结构类似的结构。因此，图4也能够视为示出了与专利文献1的图1的结构类似的结构中，相对于输电放大器SAMP的电源电压Vdd的变化流过的工作电流Idd的变化、与DC-DC转换器133的输入等效电阻的依赖性。

图5和图6分别是与图4同样地，代替图1所示的DC-DC转换器133地将与DC-DC转换器133的输入等效电阻相当的电阻51Ω、22Ω和10Ω与平滑电路129连接，使输电放大器SAMP的电源电压Vdd的值变化，同时测定输电放大器SAMP的工作电流Idd而作出的特性图。图5和图6中，横轴和纵轴也与图4同样地是输电放大器SAMP的电源电压Vdd和工作电流Idd。同样地，用输电放大器电流曲线SAI(51)表示使用了电阻51Ω作为输入等效电阻的情况下的特性，用输电放大器电流曲线SAI(22)表示使用了电阻22Ω作为输入等效电阻的情况下的特性，用输电放大器电流曲线SAI(10)表示使用了电阻10Ω作为输入等效电阻的情况下的特性。

图5和图6各自的特性是将图1和图10所示的平滑电路129和匹配电路123的元件的值设定为与求出图4的特性时设定的值不同的值而求出的。

即，求出图5所示的特性时，使用线圈作为图1所示的平滑电路129中的电感器130和131，以使其起到电感器的作用的方式，将各自的值设定为3.3uH。此时，使图10所示的匹配电路123中的电容元件505的值和电感器506和507的值与求出图4所示的特性时设定的值相同。

另外，求出图6所示的特性时，图1所示的平滑电路129中的电感器130和131与求出图4所示的特性时进行的同样地，不使用线圈、而是由将整流电路与输入等效电阻之间短路的信号配线形成。此时，使图10所示的匹配电路123中的电感器506和507与求出图4所示的特性时设定的值相同，将电容元件505的值设定为比求出图4所示的特性时设定的值308pF更小的值275pF。

对求出图4～图6分别示出的特性时设定的值的差异进行总结，如下所述。图5所示的特性是相对于图4所示的特性，以使平滑电路129中的电感器130和131起到电感器的作用的方式，将值设定为3.3uH而测定的。另外，图6所示的特性是相对于图4所示的特性，将匹配电路123中的电容元件505的值设定为较小而测定的。

图4中，无论输入等效电阻是10Ω、22Ω和51Ω中的哪一方的情况下，都以提高输电放大器SAMP的电源电压Vdd时，输电放大器SAMP的工作电流Idd升高的方式具有斜率。但是，观察输入等效电阻是10Ω和22Ω时的输电放大器电流曲线SAI(10)和SAI(22)时，电源电压Vdd在11V以上时，斜率变得大致相同，输电放大器SAMP中流过的工作电流Idd的值变得大致相同。

这表示输电放大器SAMP的电源电压Vdd成为11V以上的情况下，即使DC-DC转换器133的输入等效电阻从10Ω附近变化至22Ω附近，输电放大器SAMP的电源电压Vdd和工作电流Idd也发生大致相同的变化，几乎不存在差异。图4所示的特性中，输电放大器SAMP中流动的工作电流Idd在450mA附近与输电放大器SAMP的电源电压Vdd大致成正比地增加。

对于DC-DC转换器133中、其输入等效电阻处于10Ω附近至22Ω附近的范围时的输入电压DCVin在图3中调查时，可知在负载电阻134是电阻8.7Ω和电阻13.1Ω时，输入电压DCVin在4V至7V程度的相对较大的范围中变化。另外，设想输电放大器SAMP的效率是80％，输电线圈113与受电线圈121之间的效率是90％，整流电路的效率是90％的情况下，输入等效电阻是10Ω或22Ω，输电放大器SAMP的电源电压Vdd在11V以上时的输电放大器SAMP的工作电流Idd被换算为0.4A至0.5A程度的输入电流DCIin。

返回图2所示的特性，DC-DC转换器133的输入电压DCVin在4V至7V程度的范围中、输入电流DCIin在0.4A至0.5A程度的范围中的点，在例如连接了电阻8.7Ω作为负载电阻134的情况下，在输入电流曲线DCI(8.7)中存在输入电压DCVin是高于5.5V的值时和是低于5.5V的值时两者。即，存在DC-DC转换器133正常地进行降压动作的输入电压DCVin与输入电流DCIin的组合、和不进行正常的降压动作的输入电压DCVin与输入电流DCIin的组合两者。换言之，存在DC-DC转换器133能够正常地进行降压动作的收敛点和不正常地动作的收敛点两者。

该情况下，为了仅收敛至双方的收敛点中的正常动作的收敛点，例如考虑提高输电放大器SAMP的电源电压Vdd。但是，提高电压电压Vdd时，会对构成整流电路的整流用二极管125～128施加高电压，认为可能超过整流用二极管的耐压而使其损坏，另外，认为也可能超过DC-DC转换器的容许输入电压的范围。

与此相对，将平滑电路129的电感器130和131的值设为3.3uH，使其起到电感器的作用的情况下，如图5所示，使输入等效电阻如10Ω、22Ω和51Ω这样改变时，与各输入等效电阻对应的输电放大器电流曲线SAI(10)、SAI(22)和SAI(51)的斜率不同。即，相对于输电放大器SAMP的电源电压Vdd的变化在输电放大器SAMP中流过的工作电流Idd的变化率按每个输入等效电阻而不同。换言之，与输电放大器SAMP的电源电压Vdd的变化相对的输电放大器SAMP的工作电流Idd的变化率因DC-DC转换器133的输入等效电阻而不同。图5中，随着输入等效电阻的值减小，工作电流Idd的变化率(电流变化率)增大。由此，即使如图4所示，输入等效电阻不同，也能够防止工作电流Idd重合。

另外，对于平滑电路129中的电感器130和131，为了不起到电感器的作用而将其设为配线的情况下，将匹配电路123的电容元件505(图10)设为275pF时，如图6所示，能够使输电放大器电流曲线SAI(10)、SAI(22)和SAI(51)的斜率按每个输入等效电阻而不同。即，通过改变匹配电路123的电容元件505的值，也能够使输电放大器SAMP的工作电流Idd的变化率(电流变化率)如图6所示地相互不同。

＜＜输电放大器的电源电压与DC-DC转换器的输出电压的关系＞＞

在上述平滑电路129和匹配电路123的条件下，测定了图1所示的非接触输受电装置中的输电电压与负载电阻134的端子间电压的关系。测定的结果如图7至图9所示。

图7至图9中，横轴表示输电电压。此处的输电电压意即输电放大器SAMP的电源电压Vdd。另外，各纵轴表示负载电阻134的端子间电压。端子间电压与DC-DC转换器133的输出电压Vout相当，所以在这些图中，纵轴按DC-DC转换器的输出电压Vout示出。图7至图9中，Vout(13.1)是表示在连接了电阻13.1Ω作为图1所示的负载电阻134的状态下、使输电放大器SAMP的电源电压Vdd变化时的DC-DC转换器133的输出电压Vout的变化的输出电压曲线。此时，DC-DC转换器133被设定为输出5V作为输出电压(要求的电压)，输电频率f0被设定为6.78MHz。另外，将DC-DC转换器133的输出电压和输电频率设定为相同的值，连接了电阻8.7Ω作为负载电阻134时的输出电压曲线作为Vout(8.7)示出，将连接了电阻5.6Ω时的输出电压曲线作为Vout(5.6)示出。

图7示出了在将平滑电路129和匹配电路123的条件设定为图4的条件的状态下测定的输出电压曲线Vout(13.1)、Vout(8.7)和Vout(5.6)。另外，图8示出了在将平滑电路129和匹配电路123的条件设定为图5的条件的状态下测定的输出电压曲线Vout(13.1)、Vout(8.7)和Vout(5.6)。进而，图9示出了在将平滑电路129和匹配电路123的条件设定为图6的条件的状态下测定的输出电压曲线Vout(13.1)、Vout(8.7)和Vout(5.6)。

观察图7时，连接了电阻5.6Ω作为负载电阻134的情况下，由输出电压曲线Vout(5.6)可知，如果不使输电放大器SAMP的电源电压Vdd上升至21V程度，则输出电压Vout不会达到DC-DC转换器133中设定的5V的电压。即，如果不使输电放大器SAMP的电源电压Vdd上升至21V程度，则DC-DC转换器不进行正常的降压动作。与此相对，图8和图9中，连接了电阻5.6Ω作为负载电阻134的情况下，由各图中所示的输出电压曲线Vout(5.6)可知，使输电放大器SAMP的电源电压Vdd上升至12V至13.5V程度时，输出电压Vout成为5V。即，图8和图9中，可知通过不使电源电压Vdd上升至21V，而是上升至12V至13.5V程度，可以使DC-DC转换器133进行正常的降压动作。

这样，将平滑电路129和匹配电路123的条件设定为图4所述的值的情况下，连接电阻5.6Ω作为负载电阻134时，如果不使输电放大器SAMP的电源电压Vdd上升至较高，则DC-DC转换器133不进行正常的降压动作。换言之，不使输电放大器SAMP的电源电压Vdd上升至较高时，不能用DC-DC转换器133形成要求的输出电压。另一方面，使输电放大器SAMP的电源电压Vdd上升时，对由整流用二极管125～128构成的整流电路供给的电压升高，产生超过整流用二极管的耐压的风险。担心因超过耐压，而发生整流用二极管的损坏。

与此相对，如图5和图6所说明地设定平滑电路129和匹配电路123的条件时，即使连接电阻5.6Ω作为负载电阻134，也能够使在DC-DC转换器133中开始正常的降压动作的输电放大器SAMP的电源电压Vdd降低。由此，能够减少DC-DC转换器133不进行正常的降压动作的状态发生的情况。另外，能够减少整流用二极管受到损坏的情况。

本发明人对于如图5和图6所述地设定匹配电路123和平滑电路129、由此即使输电放大器SAMP的电源电压Vdd较低、DC-DC转换器133也开始正常的降压动作的原因进行了研究，并如下所述地作出推论。

首先，叙述平滑电路129具备3.3uH的电感器130和131的情况。该情况下的特性如图5和图8所示。

由整流用二极管125～128构成的整流电路能够等效地视为由电阻和电容构成。图12是表示整流电路和平滑电路129的结构的电路图。图12中，对于由整流用二极管125～128构成的整流电路用等效电阻rR和等效电容rC表达。用等效电阻rR和等效电容rC表达的整流电路rCKT经由平滑电路129与DC-DC转换器133连接。另外，匹配电路123的输出端子经由共模滤波器与整流电路rCKT连接。

由受电线圈121接受的输电频率的高频电力从匹配电路123经由等效电阻rR和等效电容rC，作为与输电频率对应的频率的整流输出，对平滑电路129内的电感器130、131供给。因此，电感器130、131在与输电频率对应的频率下，具有较大的电抗值。该较大的电抗值被连接至处于10Ω程度至20Ω程度的范围中的DC-DC转换器133的输入等效电阻。结果，对平滑电路129一侧从整流电路rCKT一侧看来的阻抗升高，所以可以推测与DC-DC转换器133的输入等效电阻中的电流的变化相比，输电放大器SAMP中的工作电流Idd的变化增大。

即，可以推测用信号配线(短路)形成电感器130、131时，为了产生与DC-DC转换器133的输入等效电阻中产生的电流的变化相同的电流变化，平滑电路129一侧的阻抗升高，所以要求增大输电放大器SAMP中的工作电流Idd的变化，工作电流Idd的变化增大。另外，因为输电放大器SAMP中的工作电流Idd增大，所以DC-DC转换器133的输入电流DCIin也增大。结果，图2中，DC-DC转换器133的输入电压DCVin收敛的收敛范围变窄。另外，如图5所示，输电放大器电流曲线SAI(10)、SAI(22)和SAI(51)在图5的纵轴(电源电流Idd)的方向上不是相互平行的，电流变化率不同。因为电流变化率不同，所以能够防止输电放大器电流曲线(SAI(10)与SAI(22))如图4所示地重合。结果，收敛范围变窄，更易于收敛在1点。

接着，说明匹配电路123中的电容元件505的值较小的情况。该情况下，平滑电路129中的电感器130、131是由信号配线(短路)形成的。该情况下的特性如图6和图9所示。因为匹配电路123中在输入端子501与502之间连接的电容元件505的值减小，所以输电频率下的电容元件505的电抗增大。由此，从受电线圈121一侧看来的匹配电路123一侧的阻抗增大，与设置了电感器130、131的图5同样地，图6所示的输电放大器电流曲线SAI(10)、SAI(22)和SAI(51)的变化率(电流变化率)较大，斜率相互不同。结果，与图5中叙述的同样地，收敛范围变窄，更易于收敛在1点。

图6和图9中，使匹配电路123中的电容元件505(图10)的值使用对实现阻抗匹配的值减少10％程度的值。电容元件的值一般而言因制造而存在10％至20％程度的误差。因此，认为DC-DC转换器133的收敛状态会因静电电容505的制造中的误差而改变。换言之，DC-DC转换器133的收敛状态依赖于制造的误差地改变。

因此，为了通过设定匹配电路123的电容元件505的值，而使DC-DC转换器133的收敛范围变窄，优选例如采用之后说明的实施方式6中叙述的电容值的切换方式、或者通过实测决定电容元件的电容值。在实测中，例如增大了DC-DC转换器133的输入等效电阻的情况下，通过以输电放大器SAMP的工作电流Idd增加的方式调整匹配电路123的电路常数、特别是电容元件505的常数，而改善DC-DC转换器133的收敛特性。

但是，认为最优的常数因输电线圈113与受电线圈121之间的距离和负载电阻134的状态等而变化，所以为了工作稳定化，优选在平滑电路129中***电感器130、131。

＜降噪＞

实施方式1的非接触输电装置1为了实现高效率化，使用了E类的开关放大器作为输电放大器SAMP。如图1中所说明，E类的开关放大器中，MOSFET102通过来自驱动电源101的驱动信号周期性地成为ON/OFF状态。担心因该向ON/OFF状态的变化、即开关而产生噪声，并经由输电线圈113从非接触输电装置1向外部辐射。噪声向外部辐射的情况下，会对其他无线设备造成妨碍。本发明人研究发现，不仅非接触输电装置1，在非接触受电装置2中，也担心纹波电压叠加在从整流电路输出的直流电压中，该纹波电压也起到噪声的作用。

首先，对于从非接触输电装置1辐射的噪声的降低进行说明。因作为开关放大器的输电放大器SAMP进行开关动作而产生的噪声被传导至与输电放大器SAMP的可变电源103连接的电源线(图1的PLN)。该电源线PLN因为布线而变得相对较长，所以电源线PLN起到天线的作用，噪声向非接触输电装置1的外部辐射。关于辐射的噪声，认为该电源线PLN中有同相成分的噪声的传导噪声较大。

实施方式1的图1所示的非接触输电装置1中，在电源线PLN与MOSFET102之间连接有共模滤波器106。由此，同相成分的噪声被共模滤波器106抑制，能够减少传导噪声辐射的情况。

另外，该实施方式1中，在将输电线圈113与MOSFET102之间连接的信号线中也设置有共模滤波器111。即，在MOSFET102与输电线圈113之间连接有共模滤波器111。由此，能够用共模滤波器111抑制同相成分的噪声，抑制导电噪声从输电线圈113辐射的情况。

另一方面，实施方式1的非接触受电装置2如图1所示，在匹配电路123与整流电路之间连接有共模滤波器124，进而在整流电路与DC-DC转换器133之间连接有平滑电路129。用共模滤波器124抑制来自匹配电路123的同相成分的噪声向整流电路传导。另外，用平滑电路129中的电感器130、131抑制整流电路的整流输出端部+、-发生的电压变动(纹波电压)向DC-DC转换器133传导。进而，电感器130和131各自的另一个端部通过平滑电路129中的平滑电容元件132高频地相互连接。

另外，一个端部与整流电路的低电位侧的整流输出端部-连接的电感器131的另一个端部与壳体地CVs连接。由此，经由电感器130、131传导的高频的噪声向壳体地CVs(接地电位Vs)传导，能够抑制纹波电压引起的噪声和高频的噪声向DC-DC转换器133传导，能够降低DC-DC转换器133的输出电压中的纹波电压和高频的噪声。

另外，电感器130、131如上所述用作收敛范围变窄，且用作使DC-DC转换器133稳定地工作。另外，电感器130、131用作减少构成整流电路的器件(整流用二极管)受到损坏的情况。

图13是表示对负载电阻134中的纹波电压进行测定的结果的波形图。图13(A)是表示在从图1所示的非接触受电装置2中去除了共模滤波器124和平滑电路129的状态下、从非接触输电装置1进行受电时的负载电阻134中的纹波电压的波形的波形图。另外，图13(B)是表示如图1所示地在非接触受电装置2中设置了共模滤波器124和平滑电路129的状态下进行受电时的负载电阻134中的纹波电压的波形的波形图。

图13(A)和(B)中，横轴分别表示时间，纵轴分别表示电压。图13(A)和图13(B)中，为了使纹波电压的波形易于确认，纵轴的电压标尺不同。即，图13(A)中纵轴的1个单位(虚线间隔)表示200mV，13(B)中纵轴的1个单位(虚线间隔)表示1mV。如图13A所示，没有设置共模滤波器124和平滑电路129时，纹波电压在峰-峰间是约350mVpp。与此相对，在设置了共模滤波器124和平滑电路129的非接触受电装置2中，纹波电压在峰-峰间是约1mVpp这样地大幅降低。通过对图13(A)和(B)进行比较，可知在平滑电路129中，在整流输出的两端分别附加电感器130、131、以及将低电位侧的整流输出连接至壳体地CVs所产生的效果、和***共模滤波器124所产生的改善效果较大。

实施方式1中，通过在平滑电路129中***电感器130、131、或者/和设定构成匹配电路123的电容元件505的值，使得输电放大器SAMP的工作电流Idd的电流变化率按DC-DC转换器133的每个输入等效电阻而相互不同。由此，能够提供一种能够避免DC-DC转换器133的收敛性因输电线圈113与受电线圈121之间的匹配状态和DC-DC转换器133的负载的状态等而劣化，DC-DC转换器133在转换效率差的状态下工作、或DC-DC转换器133成为不能正常工作的状态，能够进行稳定的工作的非接触输受电装置。另外，能够抑制构成整流电路的器件受到损坏。

进而，通过在非接触受电装置2的平滑电路129中设置电感器130、131，能够抑制在非接触受电装置2中从整流电路输出的整流输出中包括的纹波电压向DC-DC转换器133传导。另外，通过在平滑电路129中设置将电感器130与131之间连接的平滑电容元件132，将低电位侧的整流输出与壳体地CVs连接，能够减少高频的噪声向DC-DC转换器133传导的情况。进而，通过在非接触受电装置2中，在匹配电路123与整流电路之间连接共模滤波器124，能够减少同相成分的噪声传导的情况。由此，能够降低来自非接触受电装置2的输出中的纹波电压，降低从非接触受电装置2辐射的噪声。

另外，通过在非接触输电装置1的信号线中***共模滤波器111，能够抑制由输电放大器SAMP产生的开关噪声的辐射。进而，通过在电源线PLN与MOSFT102之间连接共模滤波器106，能够减少传导噪声辐射的情况。

在构成非接触输受电装置的非接触输电装置1和非接触受电装置2中分别能够减少噪声的辐射，所以能够提供一种具有低噪声特性的非接触输受电装置。

(实施方式2)

图14是表示实施方式2的非接触输受电装置的结构的电路图。图14与图1类似，所以主要说明不同点。非接触输电装置1-1的结构与图1所示的非接触输电装置1相同，所以省略说明。

图1所示的非接触受电装置2中，整流电路由用整流用二极管125～128形成的桥型全波整流构成。另外，平滑电路129由2个电感器130、131和平滑电容元件132构成。与此相对，图14所示的非接触受电装置2-1中，整流电路由用整流用二极管201和202形成的倍压整流电路构成。另外，平滑电路203由电感器204和平滑电容元件205构成。此处，电感器204连接在整流电路的高电位侧的整流输出端部+与DC-DC转换器133之间，平滑电容元件205连接在电感器204与整流电路的低电位侧的整流输出端部-之间。本实施方式2中，整流电路的低电位侧的整流输出端部-也与壳体地CVs连接。由此，与实施方式1同样地，电感器204的另一个端部的高频信号经由平滑电容元件205与壳体地CVs连接，被高频接地。

本实施方式2的非接触输受电装置的动作与实施方式1中叙述的非接触输受电装置是同样的，因此省略详细说明，但本实施方式2的非接触受电装置2-1中，通过2个整流用二极管201、202进行的倍压整流形成直流电压，对平滑电路203供给。

平滑电路203与实施方式1中叙述的平滑电路129相比，电感器的个数较少。但是，平滑电路203中的电感器204与实施方式1中说明的电感器130、131同样地发挥作用。即，电感器204用作使与输电放大器SAMP的电源电压Vdd的变化相对的工作电流Idd的电流变化率按DC-DC转换器133的输入等效电阻的每个值而不同。另外，电感器203用作降低通过倍压整流构成的整流电路中的纹波电压。

本实施方式2中，构成整流电路的器件(整流用二极管)的个数较少，构成平滑电路203的电感器的个数也较少，所以能够提供一种能够实现部件个数的削减的非接触输受电装置。

本实施方式2中，也可以与实施方式1同样地，调整匹配滤波器123中的电容元件505(图10)的值，使得与输电放大器SAMP的电源电压Vdd的变化相对的工作电流Idd的电流变化率按DC-DC转换器133的输入等效电阻的每个值而不同。该情况下，电感器204也可以不是线圈，而是信号配线(短路)。

(实施方式3)

图15是表示实施方式3的非接触输受电装置的结构的电路图。实施方式3的非接触输受电装置具备非接触输电装置1-2和非接触受电装置2-2。非接触输电装置1-2和非接触受电装置2-2与图1所示的非接触输电装置1和非接触受电装置2类似，所以主要说明不同点。

首先，说明非接触输电装置1-2。非接触输电装置1-2与图1所示的非接触输电装置1同样地具备输电放大器SAMP、共模滤波器111、谐振电容元件112和输电线圈113。另外，非接触输电装置1-2相对于非接触输电装置1，追加了调制解调电路(第二调制解调电路)311、控制电路312和显示装置313。共模滤波器111、谐振电容元件112和输电线圈113与非接触输电装置1相同，所以省略说明。

输电放大器SAMP具备栅极与驱动信号输入端子301、302连接的MOSFET303、304、在MOSFET303、304的漏极-源极间连接的二极管305、306、电容元件307、共模滤波器106、可变电源103和滤波器308。从未图示的驱动电源对驱动信号输入端子301、302供给驱动信号。本实施方式3中，从驱动电源对驱动信号输入端子301、302供给相互反相的驱动信号。该驱动信号是电压周期性地变化的信号，其频率是输电频率。

由此，MOSFET303和304交替地成为ON/OFF状态，ON/OFF的周期由输电频率决定。MOSFET303的漏极经由共模滤波器106与可变电源103连接。另外，MOSFET303的源极与MOSFET304的漏极连接，MOSFET304的源极经由共模滤波器106与接地电位Vs连接。另外，在MOSFET303的漏极与MOFET304的源极之间连接有电容元件307。该电容元件307例如用作抑制因MOSFET303、304周期性地ON/OFF而产生的高频信号向共模滤波器106传导。

MOSFET303、304交替地周期性地ON/OFF，由此MOSFET303的源极与MOSFET304的漏极的连接节点处的电压随着输电频率而周期性地变化。该周期性地变化的电压经由滤波器308对共模滤波器111供给，进而对由谐振电容元件112和输电线圈113构成的串联谐振电路供给，进行输电。

本实施方式3的输电放大器SAMP是被称为所谓半桥电路的逆变器电路，与图1中说明的E类放大器相比，在数十KHz至数百KHz程度的相对较低的输电频率的情况下使用。滤波器308与实施方式1中的滤波器110同样地，实现阻抗的匹配，同时抑制构成输电放大器SAMP的逆变器电路中发生的高次谐波的信号的传导。例如，该滤波器308由L字型的低通滤波器构成。

在共模滤波器111的后端、即共模滤波器111与串联谐振电路的连接部，连接有调制解调电路311的输入输出。控制电路312进行非接触输电装置1-2进行输电时的控制、和调制解调电路311和显示装置313的控制。调制解调电路311基于要发送的信息，对输电线圈113输出的输电电力进行振幅调制。由此，从非接触输电装置1-2向非接触受电装置2-2进行信息的发送。换言之，调制解调电路311是对发输电力进行调制解调的电路，是按振幅进行调制的振幅调制电路。

接着说明非接触受电装置2-2。非接触受电装置2-2相对于图1中说明的非接触受电装置2，追加了平滑电容元件(第二平滑电容元件)331、调制解调电路(第一调制解调电路)321、控制电路322和显示装置323。

上述平滑电容元件331设置在平滑电路129中，连接在整流电路的高电位侧的整流输出端部+与低电位侧的整流输出端部-之间。该平滑电容元件331以在受电线圈121接受的电力的高次谐波成分中、具有比受电线圈121的受电阻抗更低的阻抗的方式设定值。由此，来自整流电路的整流输出中包括高次谐波成分的情况下，在高次谐波成分中，平滑电容元件331用作将高电位侧的整流输出端部+与低电位侧的整流输出端部-之间短路，抑制高次谐波成分从平滑电路129向DC-DC转换器133传导。

调制解调电路321的输入输出与共模滤波器124的前端、即匹配电路123与共模滤波器124的连接部连接。控制电路322进行非接触受电装置2-2进行的受电的控制、和调制解调电路321和显示装置323的控制。调制解调电路321基于控制电路322的控制，通过使用改变受电电力的阻抗引起的反射波的负载调制进行通信。换言之，调制解调电路321是对受电电力进行调制解调的电路，是通过负载调制进行调制的负载调制电路。

即，从非接触输电装置1-2对于非接触受电装置2-2通过改变振幅而进行通信，从非接触受电装置2-2对于非接触导电装置1-2通过改变阻抗而进行通信。

显示装置313、323在DC-DC转换器133正在转换效率差的状态下工作、或DC-DC转换器133没有进行正常的工作的情况下通知异常。例如，控制电路312用调制解调电路311对来自非接触受电装置2-2的通信用调制解调电路311解调，通知DC-DC转换器133的状态或异常。此时，在显示装置323中，可以显示DC-DC转换器133的状态、异常等，也可以显示来自非接触输电装置1-2的通信的信息。同样地，也可以在显示装置313中显示非接触输电装置1-2的状态。

在本实施方式3中，也可以获得与上述实施方式1同样的效果。另外，在非接触输电装置1-2中，调制解调电路311与共模滤波器111的后端连接，并且在非接触受电装置2-2中，调制解调电路321与共模滤波器124的前端连接。由此，不存在共模滤波器111、124的影响，能够在非接触输电装置1-2与非接触受电装置2-2之间进行通信。因此，能够提供一种通过使用无线供电技术中的输电电力(输电信号)的通信、也能够进行无线供电技术中的输电电力等的控制的非接触输受电装置。

(实施方式4)

图16是表示实施方式4的非接触输受电装置的结构的电路图。实施方式4的非接触输受电装置具备非接触输电装置1-3和非接触受电装置2-3。

非接触输电装置1-3具备输电放大器SAMP、共模滤波器111、由谐振电容元件112和输电线圈113构成的串联谐振电路。进而，非接触输电装置1-3具备通信电路421、天线422、控制电路423和显示装置424。输电放大器SAMP具备栅极与驱动信号输入端子401、402连接的MOSFET403、404、在MOSFET(第一MOSFET、第二MOSFET)403、404的漏极与源极之间连接的谐振电容元件405、406、扼流线圈105、共模滤波器106、可变电源103、接地电容元件104、具有中间抽头的变压器408和滤波器409。

MOSFET403和404各自的源极共同地连接，共同源极经由共模滤波器106与接地电位Vs连接。另外，MOSFET403和404的漏极与变压器408的具有中间抽头的线圈的端部连接，该线圈的中间抽头经由扼流线圈105与共模滤波器106连接。

驱动信号输入端子401、402与未图示的驱动电源连接，从驱动电源对驱动信号输入端子401、402供给相互反相的驱动信号。该驱动信号如实施方式3中所述，是电力频率的信号。本实施方式4的输电放大器SAMP是所谓推挽动作(推挽方式)的E类放大器。通过对驱动信号输入端子401、402供给的驱动信号，MOSFET403和404按规定的周期交替地成为ON/OFF状态。例如，MOSFET403成为ON状态时，由在MOSFET404的源极与漏极之间并联连接的谐振电容元件406和变压器408的具有中间抽头的线圈构成并联谐振电路。相反，MOSFET404成为ON状态时，由在MOSFET403的源极与漏极之间并联连接的谐振电容元件405和变压器408的线圈(具有中间抽头的线圈)构成并联谐振电路。

并联谐振电路的输出在变压器408中被传输至连接了滤波器409的线圈，经由滤波器409和共模滤波器111对串联谐振电路供给来进行输电。

对于包括扼流线圈105、共模滤波器106和111、可变电源103和接地用电容元件104和包括输电线圈113的串联谐振电路在实施方式1中已经叙述，所以省略说明。

非接触受电装置2-3相对于实施方式1中说明的非接触受电装置1，追加了通信电路431、天线432、控制电路433和显示装置4343。

实施方式3中，使用输电线圈113和受电线圈121在非接触输电装置与非接触受电装置之间进行通信。与此相对，本实施方式4中，使用通信电路421、431和天线422、432在非接触输电装置1-3与非接触受电装置2-3之间进行通信。控制电路423进行非接触输电装置1-3中的输电的控制，并且控制通信电路421和显示装置424。同样地，控制电路433进行非接触受电装置2-3中的受电的控制，并且控制通信电路431和显示装置434。

例如，DC-DC转换器133在转换效率差的状态下工作的情况、或者DC-DC转换器133没有正常地工作的情况下，控制电路433得知这一情况，经由通信电路431从天线432无线地发送得知的信息。在非接触输电装置1-3中，用天线422和通信电路421接收无线发送的信息，并用显示装置424显示。同样地，也可以由控制电路423得知非接触输电装置1-3的状态，并使用通信电路421和天线422无线地发送。该情况下，用非接触受电装置2-3中的通信电路431和天线432接收无线发送的信息，例如用显示装置434进行显示。当然，也可以用显示装置434显示非接触受电装置2-3的状态，用显示装置424显示非接触输电装置1-3的状态。

本实施方式4中，也可以获得与实施方式3中所述的同样的效果。进而，本实施方式4中，通过输电放大器SAMP进行推挽动作，即使是MOSFET403、404的耐压相对较低、ON电阻较低的器件也能够使用，所以可以得到转换效率优秀的非接触输受电装置。

(实施方式5)

图10是表示实施方式5的匹配电路123的结构的电路图。本实施方式5中说明的匹配电路123在其他实施方式中示出的非接触受电装置中使用。此处，对匹配电路123的结构和阻抗匹配的设计方法进行叙述。

图10(A)是表示匹配电路的结构的电路图，图10(B)是表示匹配电路的等效电路的电路图。另外，图10(C)是表示计算式的图。

图10(A)中，501和502是匹配电路123的输入端子，503和504是匹配电路123的输出端子。匹配电路123具备在输入端子501与输出端子503之间连接的电感器506、在输入端子502与输出端子504之间连接的电感器507、和在输入端子501与502之间连接的电容元件505。

参考图1叙述，输入端子501与受电线圈121的中间抽头连接，输入端子502与受电线圈的端部的抽头连接。另外，输出端子503和504经由共模滤波器124与由整流用二极管125～128构成的整流电路连接。

设匹配电路123的输入端子502、502一侧的电阻值为R1，作为后端的共模滤波器124一侧的电阻值为R2时，为了实现阻抗的匹配，使电感器506、507和电容元件505的值成为通过图10(C)所示的式(1)～式(3)计算出的值。

式(1)～式(3)是被称为L型匹配电路等的计算方法。图10(A)所示的匹配电路123能够用图10(B)所示的差动结构的等效电路表达。通过假想中间电位点CP(图10(B)的虚线)，能够将匹配电路123分为2个结构，用差动结构设计。

对设计匹配电路123时的一例进行叙述，如下所述。设匹配电路123的输入端子侧的电阻值R1为350Ω、输出端子侧的电阻值R2为20Ω、输电频率f为6.78MHz时，成为Q＝4.06、电感器506、507的值(电感)L＝0.95uH、电容元件505的值(电容)C＝275pF。该值与图4至图9中说明的值相当。

这样，通过实现阻抗的匹配，能够减少匹配的损失，能够提供一种损失少的非接触发送接收装置。从实现阻抗的匹配的观点来看的情况下，电容元件505能够视为匹配电容元件，电感器(第三电感器)506、507能够视为匹配用电感器。

进而，对于匹配电容元件505的值，例如通过实验对值进行变更。即，通过实验，将电容元件505的值设定为如实施方式1中所说明、DC-DC转换器133的工作稳定的值。换言之，通过实验，以使与输电放大器SAMP的电源电压Vdd的变化相对的输电放大器SAMP的工作电流Idd的变化率因与整流电路连接的输入等效电阻(DC-DC转换器133的输入等效电阻)而不同的方式设定匹配电路123的特性。

当然，也可以变更平滑电路129中的电感器130、131的值而使DC-DC转换器133的工作稳定，也可以将两者组合而使DC-DC转换器133的工作稳定。

(实施方式6)

图17是表示实施方式6的非接触受电装置2-4的结构的电路图。图17与图16所示的非接触受电装置2-3类似，所以此处主要说明不同点。图17所示的非接触受电装置3-4中，与图16的不同之处在于匹配电路123和控制电路433。

图17中，匹配电路123在图10中说明的电感器506、507和电容元件505以外，还具备通过来自控制电路433的切换信号CC对电容元件505选择性地连接电容元件的结构。即，匹配电路123中采用了进行电容值的切换的方式。

匹配电路123具备电容元件505、601、602、源极电阻65、栅极电阻606、607、电感器506、507和MOSFET603、604。电容元件505和电感器506、507的连接与图10相同，所以省略说明。

MOSFET603、604各自的源极共同地连接，共同的源极经由源极电阻605与接地电位Vs连接。另外，MOSFET603、604的栅极经由栅极电阻606、607从控制电路433被供给切换信号CC。MOSFET603的漏极经由电容元件601与电容元件505的一方的端子(图10的输入端子501)连接，MOSFET604的漏极经由电容元件602与电容元件505的另一个端子(图10的输入端子502)连接。

来自控制电路433的切换信号CC成为高电平时，MOSFET603、604成为ON状态，所以电容元件601与602串联地连接，串联连接的电容元件601和602与电容元件505并联地连接。由此，能够变更构成匹配电路123的电容元件的值。另外，源极电阻605是为了使MOSFET603、604成为ON状态而对源极供给电压的，具有充分大的电阻值。

本实施方式6中，控制电路433例如在DC-DC转换器133的工作因批量生产时的电容元件的误差、或输电线圈与受电线圈121的耦合状态、或DC-DC转换器133的负载状态而不正常的情况下，使切换信号CC成为高电平或低电平。由此，能够获得一种通过变更构成匹配电路123的电容元件的电容值、能够使DC-DC转换器133正常地进行工作的非接触输受电装置。

本实施方式6中，能够视为由MOSFET603、604、电容元件601、602、源极电阻605和栅极电阻606、607构成了调整匹配电路123具备的匹配电容元件的电容值的调整电路。这样来看的情况下，电容元件601和602能够视为调整电容元件。另外，调整电路与匹配电容元件505并联连接，调整电路内的MOSFET603和604根据切换信号CC将调整电容元件601和602选择性地与匹配电容元件505连接，由此匹配电路123所具备的匹配电容元件的电容值得到调整。

＜构成匹配电路的电容元件的电容值切换动作＞

接着说明切换构成匹配电路123的电容元件的电容值的动作的一例。此处，说明非接触输受电装置具备图16所示的非接触输电装置1-3和图17所示的非接触受电装置2-4的情况。另外，以用非接触输受电装置例如对便携终端充电时、DC-DC转换器133的工作发生了故障的情况为例进行说明。

图18和图19是表示实施方式6的非接触输受电装置的动作的流程图。以下，用图16至图19说明动作。

在图18的步骤S11中，将非接触输电装置1-3的电源接入，非接触输电装置1-3开始工作。控制电路423在步骤S12中，开始以使非接触受电装置2-4所具备的通信电路431成为ON状态的较弱的电平输电(对正侧线圈用小功率供电)。

接着在步骤S13(在充电对象终端被置于线圈上时开始通信)和S14(与输电侧通信设备通信，是对象终端？)中，将便携终端置于充电座上，进行非接触输电装置1-3是否接收了来自非接触受电装置2-4的通信的判断、和置于充电座上的便携终端是否对象终端的认证。

在步骤S14中，认证为是对象便携终端时，在步骤S15中，非接触输电装置1-3开始用于充电的输电(开始输电)。另一方面，在步骤S14中，判断为不是对象便携终端的情况下，非接触输电装置1-3在步骤S16中，例如用显示装置424显示警报，停止输电(将输电切断并发出警报)。

在步骤S15中，开始输电时，非接触受电装置2-4中的控制电路433在步骤S17中，取得受电的电压值和电流值，用通信电路431无线发送(发输受电整流电压和电流值)。非接触输电装置1-3在步骤S18中接收步骤S17中无线发送的电压值和电流值，进行接收到的电压值和电流值相对于输电放大器SAMP的电源电压Vdd和工作电流Idd是否适当的判断(受电电压、电流相对于放大器电压、电流是适当的？)。

在步骤S18中，判断为不适当的情况下，非接触输电装置1-3在步骤S19中，用显示装置424显示警报，停止输电(将输电切断并发出警报)。另外，非接触输电装置1-3在步骤S18的判断中，判断为DC-DC转换器133正在效率略差的状态下进行充电的情况下，可以用显示装置424通知是效率差的状态，提醒进行改变便携终端的放置方式等操作后，进行输电。

在步骤S18中，判断为适当的情况下，非接触输电装置1-3在步骤S20中判断充电是否已结束，充电尚未完成的情况下，反复进行步骤S17、S18和S20直至充电完成。反复进行步骤S17、S18和S20时，在非接触输电装置1-3中负载因充电的状态而改变的情况下，控制电路423在步骤S21中对输电放大器SAMP设定与充电的状态对应的电源电压Vdd(设定为与充电状态对应的输电电压)。另外，在步骤S20中判断为充电已结束的情况下，非接触输电装置1-3在步骤S22中停止输电，结束充电(将输电切断，充电结束)。

由此，对于DC-DC转换器133等的工作的故障在非接触输电装置1-3中判断，进行充电。

对在非接触输电装置1-3中判断故障的例子进行了说明，但也可以在非接触受电装置2-4中判断。图19示出了用非接触受电装置2-4判断故障的情况。图18所示的步骤S11～S15是相同的，所以在图19中，将上述步骤S11～S14省略，示出步骤S15以后的步骤。

在步骤S15中，非接触输电装置1-3开始输电时，非接触输电装置1-3在步骤S23中，取得输电放大器SAMP的电源电压Vdd和工作电流Idd，用通信电路421无线发送(将输电放大器的电压和电流值发送至终端)。另外，在步骤S23中，非接触受电装置2-4中的控制电路433测定受电电压和电流(计测受电电压和电流值)。

在步骤S24中，非接触受电装置2-4中的控制电路433变更切换信号CC的电压。由此，构成匹配电路123的电容元件的电容值改变。改变电容值后，控制电路433再次测定受电电压和电流(切换受电匹配电路的电容值并计测受电电压和电流值)。在步骤S24之后的步骤S25中，控制电路433通过通信电路431对非接触输电装置1-3请求取得并发送输电放大器SAMP的电源电压Vdd和工作电流Idd(对输电侧请求发送输电放大器的电压和电流值)。

在步骤S26中，控制电路433判断用改变构成匹配电路123的电容元件的电容值之前时的受电电压和电流求出的受电电力是否比用改变电容值后的受电电压和电流求出的受电电力更大(电容值切换前受电电力更大？)。在步骤S26中，改变电容值前受电电力更小的情况下，控制电路433维持步骤S24中变更后的切换信号CC的电压，接着执行步骤S28。另一方面，改变电容值前受电电力更大的情况下，执行步骤S27。在步骤S27中，控制电路433使切换控制信号CC恢复为步骤S24中变更前的电压。由此，在步骤S27中，构成匹配电路123的电容元件的电容值被变更为步骤S24中改变前的值(将电容值变更为切换前)。在步骤S24之后，执行步骤S28。

在步骤S28中，控制电路433进行受电电压和电流相对于步骤S23中接收的输电放大器SAMP的电源电压Vdd和工作电流Idd或者根据步骤S25的请求而从非接触输电装置1-3发送的输电放大器SAMP的电源电压Vdd和工作电流Idd是否适当的判断(受电电压、电流相对于放大器电压、电流是适当的？)。在步骤S28中，判断为不适当的情况下，控制电路433在步骤S29中，在显示装置434中显示警报。另外，对非接触输电装置1-3请求停止输电(将输电切断并发出警报)。在步骤S29中，也与上述步骤S19时同样地，在判断为DC-DC转换器133正在效率略差的状态下进行充电的情况下，用显示装置434通知是效率差的状态，提醒进行改变便携终端的放置方式等操作后，请求输电。

另一方面，在步骤S28中，判断为适当的情况下，在步骤S30中判断充电是否已结束(充电结束？)。在步骤S30中，判断为充电尚未结束的情况下，反复进行步骤S23～S30。

反复进行步骤S23～S30时，负载因充电的状态而改变的情况下，控制电路433在步骤S31中，请求对输电放大器SAMP设定与充电的状态对应的电源电压Vdd(设定为与充电状态对应的输电电压)。另外，在步骤S30中判断为充电已结束的情况下，控制电路433对非接触输电装置1-3请求停止输电，结束充电(将输电切断，充电结束)。

由此，DC-DC转换器133的工作中发生故障的情况下，能够用显示装置424或/和434通知异常。进而，根据图19所示的流程图，能够决定更适当的匹配电路123的电容值。

(实施方式7)

图20是表示实施方式7的非接触输受电装置的结构的示意性的外观图。此处，以将便携终端置于充电座上、对便携终端内置的蓄电池充电的结构为例进行说明。该情况下，实施方式1～6中说明的非接触受电装置被搭载在便携终端中，非接触输电装置被搭载在充电座中。

图20(A)是表示搭载了非接触输电装置的充电座和搭载了非接触受电装置的便携终端的外观图，图20(B)是表示搭载了非接触受电装置的便携终端的结构的外观图。

图20(A)中，611表示充电座。在该充电座611的壳体内内置有除输电线圈113以外的非接触输电装置的元件。以实施方式4中说明的非接触输电装置1-3为例叙述，充电座611的壳体内内置有图16所示的输电放大器SAMP、共模滤波器111、谐振电容元件112、通信电路421、天线422、控制电路423和显示装置424。在充电座611的顶面设置有磁性片612，在该磁性片612的上侧搭载有输电线圈113。该输电线圈113与充电座612的壳体中内置的谐振电容元件112等连接。另外，图20(A)中，424D表示显示装置424的显示面，显示装置424的显示面424D以使用户能够确认显示内容的方式，在充电座612的顶面突出。

图20(A)中，613表示便携终端。便携终端613的壳体具备主面和反面，并不特别限制，在便携终端613的壳体内内置有除受电线圈121以外的非接触受电装置的元件。以图16所示的非接触受电装置2-3为例说明，谐振电容元件122、匹配电路123、共模滤波器124、整流电路、平滑电路129、DC-DC转换器133、通信电路431、天线432、控制电路433和显示装置434被内置在便携终端613的壳体内。另外，在便携终端613的壳体内，内置有用于达成便携终端613的功能的要求的电路(例如图11的CKT)和蓄电池(图11的VBC)作为非接触受电装置2-3的负载(与负载电阻134相当)。

在图20(A)中示出了便携终端613的主面，并不特别限制，在便携终端613的主面上配置有显示面615和操作用按钮614。另外，在便携终端613的反面，形成有受电线圈121。受电线圈121与内置在便携终端613的壳体内的谐振电容元件122等连接。另外，因为受电线圈121是在反面形成的，所以在图20(A)中用虚线示出。

图20(B)是表示便携终端613的反面的结构的外观图。在便携终端613的反面设置有磁性片616，在磁性片616的上侧搭载了上述受电线圈121。另外，并不特别限制，显示装置434将便携终端613的主面上的显示面615兼用作其显示面。

图20中，充电座611具备实施方式4中说明的非接触输电装置1-3，便携终端613具备非接触受电装置2-3。因此，因便携终端613对于充电座611的放置方式等而在DC-DC转换器133的工作中发生故障的情况下，用显示装置313对显示面424D通知异常。通过该异常通知，能够对用户再次提醒进行便携终端613的放置方式等的确认，能够避免在发生故障的状态下持续充电。

＜变形例＞

图21是表示实施方式7的变形例的非接触输受电装置的结构的示意性的外观图。此处，说明用1个充电座对多个便携终端同时充电的情况。

图21中示出了作为多个的例子对2个便携终端同时充电的结构。图21中，613表示第一台便携终端，该便携终端613具有图20中说明的结构。另外，613n表示第二台便携终端，并不特别限制，其具有与便携终端613相同的结构。图21中，在便携终端613n中，对于与便携终端613相同的部分，对数字的符号附加符号n。例如对于与便携终端613中的受电线圈121对应的便携终端613n的受电线圈121附加符号n，图21中，表示为受电线圈121n。

图21中，充电座611与图20同样地，具备在磁性片612的上侧搭载的输电线圈113和显示面424D。另外，在充电座611的壳体中，如图20中所说明，内置有除输电线圈113以外的非接触输电装置的元件，输电线圈113与在充电座611的壳体中内置的非接触输电装置的元件连接。此处，充电座611中搭载的非接触输电装置也具有实施方式4中说明的非接触输电装置1-3的结构。另外，第一台和第二台便携终端613、613n也分别搭载有实施方式4中说明的非接触受电装置2-3。

对2台便携终端613、613n同时充电的情况下，例如第一台便携终端613中的DC-DC转换器133在效率差的状态下工作时，认为能够从非接触输电装置1-3对第二台便携终端613n供电的电力可能降低，变得不充分。因此，即使是具有能够对多个便携终端同时充电的设计的充电座611，也会发生实际同时充电的便携终端的数量比由设计规定的数量更少、只能对较少数量的便携终端充电的状况。

实施方式4中说明的非接触输电装置1-3中，DC-DC转换器133在效率差的状态下工作时，能够对显示面424D通知异常。通过该通知，用户例如能够通过改变具备正在效率差的状态下工作的DC-DC转换器133的便携终端的放置方式，而对由设计规定的个数的便携终端同时充电。

(实施方式8)

图22是表示实施方式8的非接触输受电装置的结构的电路图。本实施方式8中，非接触输受电装置被用于对电动车的蓄电池充电。即，在电动车中搭载非接触受电装置，在包括自家的供电站设置非接触输电装置。本实施方式8中的非接触输电装置与实施方式3和4中说明的非接触输电装置1-2和1-3类似，非接触受电装置也与实施方式3和4中说明的非接触受电装置2-2和2-3类似。

首先，说明在供电站中设置的非接触输电装置。图22中，1-4表示在供电站中设置的非接触输电装置。该非接触输电装置1-4与非接触输电装置1-3类似，所以主要说明不同点。图22所示的共模滤波器111、谐振电容元件112、输电线圈113、通信装置421、天线422、控制电路423和显示装置424与图16所示的非接触输电装置1-3相同，所以省略说明。

输电放大器SAMP具备驱动信号输入端子701、702、701＇、702＇、MOSFET703～706、二极管707～710、共模滤波器106、可变电源103、电容元件307和滤波器308。此处，共模滤波器106、可变电源103和电容元件307与用图15说明的实施方式3相同，所以省略说明。

MOSFET703～706各自的栅极与对应的驱动信号输入端子701、702、701＇、702＇连接。另外，在MOSFET703～706的源极与漏极之间并联地连接有二极管707～710。MOSFET704的漏极与MOSFET703的源极连接，从该连接节点向滤波器308供给第一输出信号。另外，MOSFET706的漏极与MOSFET705的源极连接，从该连接节点向滤波器308供给第二输出信号。MOSFET703和705的漏极经由共模滤波器106的线圈与可变电源103连接，MOSFET704和706的源极经由共模滤波器107的线圈与接地电位Vs连接。

驱动信号输入端子701、702、701＇、702＇与未图示的驱动电源连接。驱动电源对驱动信号输入端子701和701＇供给电压周期性地变化的同相的第一驱动信号，对驱动信号输入端子702和702＇供给电压周期性地变化的同相的第二驱动信号。此处，第一驱动信号与第二驱动信号是相位相互反转的信号。通过对MOSFET703～706的栅极供给第一驱动信号和第二驱动信号，MOSFET703、706和MOSFET704、705互补地成为ON、OFF状态。即，MOSFET703和706是ON状态(或OFF状态)时，MOSFET704和705是OFF状态(或ON状态)。

通过MOSFET703、706和MOSFET704、705互补地成为ON、OFF状态而形成的第一输出信号和第二输出信号经由滤波器308和共模滤波器111，对由谐振电容元件112和输电线圈113构成的串联谐振电路供给。第一驱动信号和第二驱动信号的电压以符合输电频率的周期周期性地变化，所以从输电线圈113输送输电频率的电力。

本实施方式8中使用的输电放大器SAMP是被称为全桥电路的逆变器电路，在比图1所示的E类放大器更低的输电频率的情况、例如数十kHz至100kHz程度的相对较低的输电频率的情况下使用。另外，滤波器308是用于抑制逆变器电路中发生的高次谐波水平的，例如由L字型的低通滤波器构成。

图22中，700表示电动车。接着说明该电动车700中搭载的非接触受电装置2-5。该非接触受电装置2-5与图16所示的非接触受电装置2-3类似。即，图22所示的匹配电路123、共模滤波器124、整流用二极管125～128、负载电阻134、通信电路431、天线432、控制电路433和显示装置434与图16所示的相同。另外，图22所示的平滑电路129具有与图15所示的平滑电路同样的结构。

本实施方式8中，代替DC-DC转换器133地使用能够输出大功率的斩波电路723作为开关电源。另外，代替受电线圈121地使用不具有中间抽头的受电线圈722，使用附加了符号721的电容元件作为与受电线圈722并联连接的谐振电容元件。斩波电路723具有与DC-DC转换器133同样的特性。因此，能够如实施方式1所述，通过在平滑电路129中设置电感器130、131，而使与输电放大器SAMP的电源电压Vdd的变化相对的工作电流Idd的变化率按斩波电路723的每个输入等效电阻而不同。结果，能够减少斩波电路723在效率差的状态下工作的情况。另外，能够使斩波电路723正常地工作。进而，能够抑制供给超过整流用二极管125～128的耐压的电压的情况。

本实施方式8中，电动车700搭载有监视电动车700的状态的监视装置。图22中，举例示出了监视电动车700的轮胎700D的气压的监视装置。该监视装置具备在轮胎700D的车轮内部设置的传感器部、和在电动车700的车体中搭载的监视部。传感器部具备受电线圈744、气压传感器742、发输电路741、天线743，监视部具备输电线圈734、接收电路731和天线732。

受电线圈744与输电线圈734电磁耦合，从输电线圈734向受电线圈744供给电力。发输电路741和气压传感器742通过来自受电线圈744的电力而工作。用气压传感器742测定轮胎700D的气压，测定的气压的信息被发输电路741从天线743无线发送。从天线743发送的气压的信息经由天线732向接收电路731供给。在接收电路731中，例如根据接收的气压的信息形成监视用的信息。基于该监视用的信息，监视轮胎700D的气压。

本实施方式8中，平滑电路129具备电感器130、131，所以能够防止斩波电路723成为效率差的状态或未进行正常工作的状态。即，能够避免斩波电路723的工作变得不稳定。

另外，因为能够降低非接触受电装置2-4中发生的纹波电压，所以能够降低从非接触受电装置2-4辐射的噪声。

气压传感器742输出的传感器输出是模拟信号。因此，发输电路741具备将模拟信号转换为数字信号的模拟/数字转换电路(以下称为AD转换器)，将模拟信号的传感器输出转换为数字信号，并无线发送。该情况下，AD转换器在对基准电压与传感器输出进行比较的同时转换为数字信号。本实施方式8中，能够降低从非接触受电装置2-4辐射的噪声，所以能够抑制基准电压因噪声而改变，能够进行精度良好的测定。

上述传感器部例如能够使用实施方式4中说明的非接触受电装置2-3，监视部能够使用实施方式4中说明的非接触输电装置1-3。

该情况下，例如使用图16所示的受电线圈121作为图22所示的受电线圈744，使用天线432作为天线743，使用通信电路431和控制电路433作为发输电路741。由DC-DC转换器133形成的电力作为工作电源对气压传感器742和AD转换器供电，AD转换器的输出经由控制电路433向通信电路431供给，被无线发送。该情况下，因为如图13所示，能够减小纹波电压，所以能够减少AD转换器的基准电压改变的情况，能够抑制测定的精度降低。

使用非接触输电装置1-3作为监视部的情况下，使用图16所示的输电线圈113作为图22所示的输电线圈734，使用天线422作为天线732，使用通信电路421和控制电路423作为接收电路731。该情况下，可变电源103例如使用用斩波电路723形成的电力。

(实施方式9)

图23是表示实施方式9的非接触输受电装置的结构的示意性的外观图。图23中，800表示无人飞行器，611表示充电座。该实施方式9中，在无人飞行器800中搭载蓄电池和非接触受电装置，在充电座611中搭载非接触输电装置。对无人飞行器800的蓄电池充电的情况下，以无人飞行器800位于充电座611的上空的方式使其飞行。由此，非接触地进行对蓄电池的充电。

此处，作为非接触输受电装置，采用实施方式4中说明的结构。另外，充电座611的结构与实施方式7中说明的结构相同，所以省略对充电座611的说明。

无人飞行器800具备通过电动机分别旋转的4个螺旋桨802和无人飞行器800的主体801。在主体801中搭载有实施方式4中说明的非接触受电装置2-3。图23中举例示出了非接触受电装置2-3具备的受电线圈121、天线432、控制电路433和通信电路432。受电线圈121在主体801中，隔着磁性片615搭载在下侧的面。图23是从上侧观察主体801的图，所以磁性片615和受电线圈121用虚线示出。

对无人飞行器800的蓄电池充电时，例如输电线圈113和受电线圈121的位置不适当时，认为DC-DC转换器133(图16)可能在效率差的状态下工作。该情况下，对显示面424D通知，所以操作无人飞行器800使得无人飞行器800到达适当的位置。由此，能够在进行充电时，避免DC-DC转换器133的工作变得不稳定的状态。

实施方式1～9中，关于非接触输电装置和非接触受电装置，使用非接触这一用语进行了说明，但是，虽然输电线圈与受电线圈之间优选是非接触的，但也可以接触。

以上，基于上述实施方式具体地说明了本发明人得出的发明，但本发明不限定于上述实施方式，能够在不脱离其主旨的范围中进行各种变更。

附图标记说明

1、1-1～1-3 非接触输电装置

2、2-1～2-5 非接触受电装置

103 可变电源

106、111、124 共模滤波器

113 输电线圈

121 受电线圈

123 匹配电路

129 平滑电路

130、131 电感器

132 平滑电容元件

133 DC-DC转换器

SAMP 输电放大器。

Claims (14)

1.一种非接触受电装置，其特征在于，包括：

接受来自非接触输电装置的电力的受电线圈；

对由所述受电线圈接受的电力进行整流，形成高电位侧的整流输出和低电位侧的整流输出的整流电路；

被从所述整流电路提供所述高电位侧的整流输出和所述低电位侧的整流输出，对其进行平滑而形成直流电压的平滑电路；和

将来自所述平滑电路的直流电压转换为第一电压的开关电源，

所述平滑电路具有传输所述高电位侧的整流输出的第一电感器、传输所述低电位侧的整流输出的第二电感器、以及被提供传输来的高电位侧的整流输出和传输来的低电位侧的整流输出的第一平滑电容元件，传输来的低电位侧的整流输出与接地电位连接。

2.如权利要求1所述的非接触受电装置，其特征在于：

所述平滑电路具有第二平滑电容元件，其连接在被提供所述高电位侧的整流输出的所述第一电感器与被提供所述低电位侧的整流输出的所述第二电感器之间，

所述第二平滑电容元件具有阻抗比相应于所述电力的高次谐波成分的所述受电线圈的受电阻抗低的电容值。

3.如权利要求1或2所述的非接触受电装置，其特征在于：

所述非接触输电装置具有产生电力的输电放大器和输送来自所述输电放大器的电力的输电线圈，

与所述平滑电路连接的所述开关电源的输入等效电阻随着与所述开关电源连接的负载而变化，

所述第一电感器和所述第二电感器的值被设定成，与所述输电放大器的电源电压的变化相应的所述输电放大器的工作电流的变化率因所述开关电源的输入等效电阻的值而不同。

4.如权利要求1或2所述的非接触受电装置，其特征在于：

所述非接触受电装置具有连接在所述受电线圈与所述整流电路之间的共模滤波器。

5.如权利要求1或2所述的非接触受电装置，其特征在于：

所述开关电源具有降压型的DC-DC转换器。

6.一种非接触受电装置，其特征在于，包括：

接受来自具有输电放大器的非接触输电装置的电力的受电线圈；

对由所述受电线圈接受的电力进行整流的整流电路；

进行所述受电线圈与所述整流电路的阻抗匹配的匹配电路；

将来自所述整流电路的整流输出平滑为直流电压的平滑电路；和

将来自所述平滑电路的直流电压转换为第一电压的开关电源，

所述受电线圈与谐振电容元件连接而构成谐振电路，所述匹配电路具有与所述谐振电路连接的输入端子、与所述整流电路连接的输出端子、连接在所述输入端子与所述输出端子之间的第三电感器、以及与所述输入端子连接的匹配电容元件，

与所述整流电路连接的所述开关电源的输入等效电阻随着与所述开关电源连接的负载而变化，

所述匹配电路的特性被设定成，与所述输电放大器的电源电压的变化相应的所述输电放大器的工作电流的变化率因所述开关电源的输入等效电阻而不同。

7.如权利要求6所述的非接触受电装置，其特征在于：

所述匹配电路中的匹配电容元件的电容值被设定成，所述输电放大器的工作电流的变化率随着所述开关电源的输入等效电阻的减小而增大。

8.如权利要求6或7所述的非接触受电装置，其特征在于：

所述受电线圈具有第一抽头、第二抽头和配置在所述第一抽头与所述第二抽头之间的第三抽头，

所述谐振电容元件连接在所述第一抽头与所述第二抽头之间，所述匹配电路的输入端子与所述第三抽头连接。

9.如权利要求6或7所述的非接触受电装置，其特征在于：

所述匹配电路具有与所述匹配电容元件并联连接的调整电路，

所述调整电路具有场效应晶体管和调整电容元件，通过所述场效应晶体管选择性地将所述调整电容元件与所述匹配电容元件连接。

10.如权利要求6或7所述的非接触受电装置，其特征在于：

所述非接触受电装置具有连接在所述受电线圈与所述整流电路之间的共模滤波器。

11.如权利要求6或7所述的非接触受电装置，其特征在于：

所述开关电源具有降压型的DC-DC转换器。

12.一种非接触输受电装置，其特征在于：

具有权利要求1～11中任一项所述的非接触受电装置，

所述非接触输电装置包括：

产生电力的输电放大器；

抑制所述输电放大器产生的电力中的高次谐波的滤波器；

经由所述滤波器被供给来自所述输电放大器的电力的输电线圈；和

连接在所述滤波器与所述输电线圈之间的共模滤波器。

13.如权利要求12所述的非接触输受电装置，其特征在于：

所述输电放大器具有第一场效应晶体管和第二场效应晶体管，所述第一场效应晶体管和所述第二场效应晶体管具有以推挽方式驱动的开关放大器。

14.一种非接触输受电装置，其特征在于：

具有权利要求10所述的非接触受电装置，

所述非接触受电装置具有与所述共模滤波器的前端连接的、对受电电力进行调制解调的第一调制解调电路，

所述非接触输电装置具有产生电力的输电放大器、抑制所述电力中的高次谐波的滤波器、经由所述滤波器被供给来自所述输电放大器的电力的输电线圈、连接在所述滤波器与所述输电线圈之间的共模滤波器、以及与所述共模滤波器的后端连接的、对输电电力进行调制解调的第二调制解调电路，

所述第一调制解调电路是对所述受电电力进行负载调制的负载调制电路，所述第二调制解调电路是对所述输电电力进行振幅调制的振幅调制电路。

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